DD232779A5

DD232779A5 - Anordnung zum wiedergeben von informationen eines optisch lesbaren aufzeichnungstraegers

Info

Publication number: DD232779A5
Application number: DD84268395A
Authority: DD
Inventors: Martinus B M Bierhoff
Original assignee: �K@�K@��}@��k��
Priority date: 1983-10-17
Filing date: 1984-10-15
Publication date: 1986-02-05
Also published as: DE3477618D1; ES536761A0; AU578044B2; NL8303564A; JPS60109036A; JPH057771B2; US4813031A; CA1235502A; EP0138273A1; HK83091A; CZ789984A3; ES8506923A1; AU3440984A; SG86790G; EP0138273B1; SG62791G; ATE42009T1

Abstract

Ziel und Aufgabe der Erfindung bestehen darin, bei einer Anordnung zum Wiedergeben von Informationen eines optisch lesbaren Aufzeichnungstraegers die Nachteile bekannter Anordnungen zu vermeiden und die Erzeugung der Steuersignale zu verbessern. Die Aufgabe wird dadurch geloest, dass die Anordnung Oszillatormittel zum Erzeugen eines Taktsignals, einen Analog-/Digital-Wandler, der von den Oszillatormitteln zum Abtasten der Detektorsignale sowohl beim Abtasten der optisch detektierbaren Gebiete als auch bei Abtastung der Zwischengebiete mit dem Taktsignal getaktet wird, Detektormittel zum Identifizieren der Abtastungen aus einem optisch detektierbaren Gebiet oder aus einem Zwischengebiet, Signaltrennmittel zum Trennen der beim Abtasten der Zwischengebiete durchgefuehrten Abtastungen nach einem Befehl aus den Detektormitteln enthaelt. Fig. 1

Description

- b)

worin a, ä, b bzw. B die Inhalte der ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Speichermittel sind.

8. Anordnung nach den Punkten 4, 6 oder 7, gekennzeichnet dadurch, daß die Detektormittel Zählmittel enthalten, die jeweils bei einem Übergang zwischen einem optisch detektierbaren Gebiet und einem Zwischengebiet gestartet werden und zum Zählen im Takt des Taktsignals und zum Erzeugen eines Steuersignals der ersten und dritten Speichermittel beim Erreichen eines vorgegebenen Zählstandes, wenn ein Zwischengebiet abgetastet wird, und eines Steuersignals für die zweite und vierte Speicherschaltung beim Erreichen dieses vorgegebenen Zählerstandes eingerichtet ist, wenn ein optisch detektierbares Gebiet abgetastet wird, wobei die vom ersten und vom zweiten Detektorsignal herrührenden Abtastungen um eine vorgegebene Anzahl von Taktperioden verzögert den Speichermitteln zugeführt werden.

9. Anordnung nach den Punkten 4,6,7 oder 8, wobei jeder der optischen Detektoren in zwei Teildetektoren zum Erhalten eines Fokusfehlersignals verteilt ist, gekennzeichnet dadurch, daß ein drittes Detektorsignal von aus den zwei äußeren Teildetektoren erhaltenen Lichtmengen gebildet wird, das entsprechend dem erstun und dem zweiten Detektorsignal abgetastet wird, welche Abtastungen gleichfalls fünften Speichermitteln zugeführt werden, die entsprechend den ersten und

dritten Speichermitteln von den Detektormitteln eingeschaltet werden, und daß ein Fokusfehlersignal mitiolgender Formel erhalten wird:

a + b - 2c

worin a, b bzw. c die ersten, dritten bzw. fünften Speichermittel sind.

Hierzu 5 Seiten Zeichnungen

Anwendungsgebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zum Wiedergeben von Information aus einem optisch lesbaren Aufzeichnungsträger, auf dem digitale Information in Form einer Spur optisch detektierbarer Gebiete gespeichert ist, die von Zwischengebieten abgewechselt werden, die folgendes enthalten:

ein optisches System zum Projizieren eines Lichtstrahls auf den Aufzeichnungsträger, zumindest zwei optische Detektoren, die in dem auf Aufzeichnungsträger modulierten Strahl derart liegen, daß bei korrekter Spurnachführung beide Detektoren in bezug auf die Abbildung der Spur symmetrisch liegen, eine Signalerzeugungsschaltung zum Erzeugen zumindest eines ersten und eines zweiten Detektorsignals abhängig von der von den optischen Detektoren detektierbaren Lichtmenge, und

einen Steuersignalgeber zum Erzeugen zumindest eines Signals, das ein Maß für die Lage der Auftreffstelle des Lichtstrahls in bezug auf die Spur ist.

Charakteristik der bekannten technischen Lösungen

Eine derartige Anordnung ist u.a. als der im Handel erhältliche „Compact-Disc-Digital-Audio"-Spieler bekannt, dessen Beschreibung in der „Philips Technical Review", Vol. 40,1982, Nr.6, in der vollständigen Ausgabe dieser Nummer, gegeben ist, welches Exemplar in diese Anmeldung als referenzweise aufgenommen betrachtet wird, sowie beispielsweise aus der japanischen Patentanmeldung Nr.56-49094 bekannt.

Bei den bekannten Anordnungen werden auf analoge Weise aus den von der Platte herrührenden digitalen Signalen mehrere Steuersignale abgeleitet, die oft einen sehr niedrigen Signal/Rauschabstand haben sowie häufig' ungenau sind, weil die Steuerinformation durch das unregelmäßige Datensignal gestört ist.

Ziel der Erfindung

Ziel der Erfindung ist es, die vorgenannten Nachteile zu vermeiden.

Darlegung des Wesens der Erfindung

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Anordnung der eingangs erwähnten Art die Erzeugung der Steuersignale zu verbessern. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß die Anordnung folgende Mittel enhält:

Oszillatormittel zum Erzeugen eines Taktsignals, einen Analog-/Digital-Wandler, der von den Oszillatormitteln zum Abtasten der Detektorsignale mit dem Taktsignal sowohl beim Abtasten der optisch detektierbaren Gebiete als auch beim Abtasten der Zwischengebiete getaktet wird.

Detektormittel zum Identifizieren der Abtastungen, die aus einem optisch detektierbaren Gebiet oder aus einem Zwischengebiet herrühren können.

Signaitrennmittel zum Trennen der beim Abtasten der optisch detektierbaren Gebiete und der beim Abtasten der Zwischengebiete nach einem Befehl aus den Detektormitteln ausgeführten Abtastungen.

Die erfindungsgemäße Anordnung ist weiter dadurch gekennzeichnet, daß Detektormittel noch zum Detektieren einer einzigen Abtastung je optisch detektierbares Gebiet und einer einzigen Abtastung je Zwischengebiet sowohl für die Abtastungen aus dem ersten Detektorsignal als auch für die Abtastungen aus dem zweiten Detektorsignal eingerichtet sind, wobei das Taktsignal ein Vielfaches der Bitfrequenz oder gleich der Bitfrequenz ist.

Durch die Wahl einer einzigen Abtastung ändert sich jeweils die momentane Abtastfrequenz nach der Wahl entsprechend der momentanen Informationssignalfrequenz, wodurch Übersprechen von spektralen Komponenten dieses Informationssignals auf diese ausgewählten Abtastungen minimal ist.

Diese erfindungsgemäße Anordnung ist noch dadurch gekennzeichnet, daß die Detektormittel zum Detektieren dieser einen Abtastung eingerichtet ist, ausschließlich wenn die optisch detektierbaren Gebiete und Zwischengebiete länger als eine vorgegebene Anzahl von Perioden der Taktfrequenz sind.

Diese Maßnahme bewirkt, daß der Einfluß der optischen Übertragungsfunktion, d. h. die Amplitude des gelesenen Signals abhängig von der Länge der optisch detektierbaren Gebiete auf die ausgewählten Abtastungen minimal ist.

Eine bevorzugte Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Anordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Signaltrennmittel erste, zweite, dritte und vierte Speichermittel enthalten, wobei die vom ersten Detektorsignal herrührenden Abtastungen den ersten und zweiten Speichermitteln zugeführt werden, die vom zweiten Detektorsignal herrührenden Abtastungen den dritten und vierten Speichermitteln zugeführt werden, die ersten und dritten Speichermittel von den Detektormitteln ausschließlich bei der Detektion der einen Abtastung eingeschaltet werden, wenn sie aus einem Zwischengebiet herrührt, und die zweiten und vierten Speichermittel von den Detektormitteln ausschließlich bei der Detektion der einen Abtastung eingeschaltet werden, wenn sie aus einem optisch detektierbaren Gebiet herrührt.

Die bevorzugte Ausführungsform ist weiter dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes Steuersignal aus dem Unterschied der Abtastung beider Detektorsignale aus Zwischengebieten gewonnen wird, daß ein zweites Steuersignal aus dem Unterschied der Abtastungen der beiden Detektorsignale aus optisch detektierbaren Gebieten gewonnen wird, welcher Unterschied abhängig vom Unterschied der Abtastungen der beiden Detektorsignale aus Zwischengebieten korrigiert wird.

Diese bevorzugte Ausführungsform ist noch dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes Steuersignal ausdem Unterschied der Inhalte der ersten und dritten .Speichermittel und ein zweites Steuersignal aus dem Unterschied der Inhalte der zweiten und vierten Speichermittel erhalten wird, welches zweite Steuersignal abhängig vom Unterschied zwischen den Inhalten der ersten und dritten Speichermittel korrigiert ist.

Hinsichtlich der Erhaltung dieses zweiten Steuersignals ist diese Anordnung noch dauernd gekennzeichnet, daß das zweite Steuersignal gemäß nachstehender Formel erhalten wird:

/— t"\ a + D /_ i_ \

\" "J a + b ^v '

Hinsichtlich der Detektormittel ist die bevorzugte Ausführungsform dadurch gekennzeichnet, daß die Detektormittel Zähler enthalten, die jeweils bei einem Übergang zwischen einem optisch detektierbaren Gebiet und einem Zwischengebiet gestartet werden und zum Zählen im Takt des Taktsignals und zum Erzeugen>eines Steuersignals des ersten und des dritten Speichers beim Erreichen eines vorgegebenen Zählerstandes, wenn ein Zwischengebiet abgetastet wird, und eines Steuersignals für den zweiten und den vierten Speicher beim Erreichen dieses vorgegebenen Zählerstandes eingerichtet ist, wenn ein optisch detektierbares Gebiet abgetastet wird, wobei die vom ersten und vom zweiten Detektorspiegel herrührenden Abtastungen um eine vorgegebene Anzahl von Taktperioden verzögert den Speichern zugeführt werden.

Die bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnung ist noch dadurch gekennzeichnet, daß ein drittes Detektorsignal aus der Summe von aus den zwei äußeren Teildetektoren erhaltenen Lichtmengen gebildet wird, das entsprechend des ersten und des zweiten Detektorsignals abgetastet wird, welche Abtastung ebenfalls fünften Speichern zugeführt wird, die entsprechend den ersten und den dritten Speichern von den Detektormitteln eingeschaltet werden, und daß ein Fokusfehlersignal nachstehender Formel erhalten wird:

worin a, b bzw. c die Inhalte der ersten, dritten, bzw. fünften Speicher sind.

Ausführungsbeispiel

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1: das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Anordnung; Fig. 2: ein Ausführungsbeispiel des Detektors 19 der Anordnung nach Fig. 1; Fig. 3: einige Diagramme zur Erläuterung der Wirkung des Detektors nach Fig. 2; Fig. 4: ein Auführungsbeispiel eines Teils der Schaltung 37 (Fig. 1) zum Erzeugen der Steuersignale RE, FE und CE; Fig. 5: ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkung der Anordnung nach Fig. 6; Fig. 6: ein Ausführungsbeispiel dieses Teils der Schaltung 37 (Fig. 1) zum Erzeugen des Signals SL; Fig. 7: ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkung der Schaltung nach Fig. 8; Fig. 8: ein Ausführungsbeispiel des Phasendetektors 58 (Fig. 1);

Fig. 9: ein Ausführungsbeispiel des Oszillators 18 (Fig. 1);

Fig. 10: eine Abwandlung eines Teils des Oszillators nach Fig. 9;

Fig. 11: ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkung der Schaltung nach Fig. 12, und Fig. 12: ein Ausführungsbeispiel dieses Teils der Schaltung 37 (Fig. 1), die die Signale TL, DO und HFL erzeugt.

In Fig. 1 ist eine erfindungsgemäße Anordnung dargestellt. Hierin ist schematisch ein Querschnitt durch einen plattenförmigen Aufzeichnungsträger 1 dargestellt. Er enthält ein Substrat 2 mit einer Spurenstruktur mit Grübchen 3 und Spiegeln 4 darin. Diese reliefförmige Spurenstruktur ist mit einer Reflektorschicht 5 und einer transparenten Schutzschicht 6 bedeckt. Die in der reliefförmigen Spurenstruktur enthaltene Information wird dadurch gelesen, daß ein von einem Laser 7 erzeugter Laserstrahl über ein Linsensystem 8 auf die Spuren projiziert und fokussiert wird, wobei der reflektierte Strahl über einen halbdurchlässigen Spiegel 9 und einen Bündeltrenner 10 auf vier in einer Reihe liegende optische Detektoren 11 a, 11 b, 11 cund 11 d projiziert wird.

Die von diesen Photodetektoren erzeugten Ströme werden mit Hilfe eines Stromspannungswandlers 12 in die Signalspannungen Vi, V₂, V₃ und V₄ umgewandelt.

Für einen guten Lesevorgang wird die Fokussierung des Linsensystems 8 auf nicht weiter dargestellte Weise von einem Fokussteuersignal FE' gesteuert. Für die radiale Nachführung wird die Auftreffstelle des Laserstrahls in radialer Richtung nach einem Befehl eines radialen Steuersignals RE' gesteuert. Diese Steuerung ist eine Feinsteuerung. Ein Grobsteuerung wird durch die Verschiebung (auf nicht näher dargestellte Weise) des ganzen optischen Systems 7,8, 9,10,11 in radialer Richtung nach einem Befehl eines Steuersignals CE' erhalten.

Die Steuersignale CE', RE' und FE'werden aus den Signalspannungen V₁, V₂, V₃ und V₄ abgeleitet. Dafür werden außer der Summe ν, + V₂ + V₃ + V₄für die Erhaltung des Hochfrequenzdatensignals das Signal (V₁ + V₄) — (V₂ + V₃) für das Signal FE' und das Signal (V₁ + V₂) - (V₃ + V₄) für das Signal CE' und das Signal RE' benötigt. Alle dieses Steuersignale können erzeugt werden, wenn von drei Signalen A', B' und C ausgegangen wird, die durch die Kombination der Signale V₁, V₂, V₃ und V₄ erhalten werden. Dieser Zusammenhang ist in diesem Ausführungsbeispiel wie folgt:

C = V₁ + V₄.

Die oben beschriebene Kombination der Signale V₁, V₂, V₃ und V₄ erfolgt mit Hilfe der Matrix 13. Diese Kombination bietet den Vorteil, daß nur drei statt vier Signale digitalisiert zu werden brauchen, wodurch eine niedrigere Taktfrequenz erforderlich ist, wenn diese Signale in Serie digitalisiert werden. Hierzu werden die Signale A', B' und C mittels eines Multiplexers 14 in Serie angeordnet, in einem Analog/Digital-Wandler 15 digitalisiert und mittels eines Demultiplexers 16 wieder in die entsprechenden Digitalabtastungen A, B und C parallel umgesetzt. Der Multiplexer 14, der Analog/Digital-Wandler 15 und der Demultiplexer 16 empfangen Taktsigriale aus einer Taktsignalerzeugungsschaltung 17, die die erforderlichen Taktsignale im gegenseitig richtigen Phasenzusammenhang nach einem Befehl eines Oszillators 18 derart liefert, daß die Abtastungen A, B und C mit der Bifrequenz des Datensignals synchron geliefert werden.

Zum Erzeugen der verschiedenen Steuersignale ist es wichtig, das Datensignalspektrum möglichst zu unterdrücken. Dies erfolgt durch die Wahl von Abtastungen synchron mit dem Datenmuster (Grübchen und Spiegel), so daß die momentane Abtastfrequenz an die momentane Frequenz des Datensignals angeglichen wird. Hierzu wird je Grübchen 3 sowie je Spiegel 4 eine Abtastung aus einer jeden der Abtastungen A, B und C gewählt, und fu'eine möglichst geringe Behinderung durch die optische Übertragungsfunktion des Lesevorgangs (die Signalamplitude rt eine Stellenfunktion des Laserstrahls hinsichtlich der Grübchen und ist an den Rändern der Grübchen schwächer) werden ausschließlich Abtastungen von Grübchen und Spiegeln gewählt, die länger als eine bestimmte Anzahl von Taktperioden sind, in diesem Beispiel länger als fünf Taktperioden. Hierzu erzeugt ein Detektor 19 (der inFig. 2 näher erläutert wird) an einem Ausgang 20 einen Impuls, wenn die sechste Abtastung in einem einzigen Grübchen detektiert wird, und an einem Ausgang 21 einen Impuls, wenn die sechste Abtastung im gleichen Spiegel detektiert wird. Der Detektor 19 empfängt an einem Eingang 22 dieTaktsignale des Oszillators 18 und an einem Eingang 23 die mit der Schaltung 24 entzerrte Digitalsumme der Signale A und B, die mit dem Addierer 25 erhalten wurde.

Die Abtastungen A, B und C werden einzeln mit Laufzeitnetzen 26,27 bzw. 28 über drei Taktperioden (τ) des Oszillators 18 verzögert, mit den Entzerrern 29,30 bzw. 31 entzerrt und den Halteschaltungen 32 und 33,34,35 bzw. 36 zugeführt. Die Halteschaltungen 32,34 und 36 werden mit dem Signal am Ausgang 21 des Detektors 19 und die Halteschaltungen 33 und 34 mit dem Signal am Ausgang 20 getaktet. An den Ausgängen 38,40 bzw. 42 der Halteschaltungen 32,34 bzw. 36 erscheint bei jedem Spiegel, der länger als fünf Perioden ist, die dritte Abtastung a, b bzw. c der Abtastungen A, B bzw. C und an den Ausgängen 39 bzw. 41 der Halteschaltungen 33 bzw. 35 erscheint bei jedem Grübchen, länger alsfünf Taktperioden, die dritte Abtastung ä bzw.

b der Abtastungen A bzw. B.

Dazu sei bemerkt, daß es grundsätzlich möglich ist, die Wahl der Abtastung von der Länge des Grübchens oder des Spiegels

Die Signale a, ä, b, B und c gelangen an eine Verarbeitungsschaltung 37 (die anhand der Fig. 4,6 und 13 näher erläutert wird), die an den Ausgängen 43,44 bzw. 45 die Signale RE, CE bzw. FE sowie an den Ausgängen 46,47,48 bzw. 49 ein Signal TL erzeugt, das Spurverlust angibt, ein Signal DO, das Signalausfall („drop-out") angibt, ein Signal HFL, das einen zu niedrigen Pegel des hochfrequenten Datensignals angibt und ein Signal SL, das ein Entscheidungspegel für die Datensignalverarbeitung ist. Die Signale RE, CE und FE werden mit Digital/Analog-Wandlern 50,51 und 52 in ein analoges Signal umgewandelt und anschließend mit Hilfe der Verstärker 53,54 und 55 zu den analogen Steuersignalen RE', CE' und FE' für die Fokus- und Spumachführungssteuerung verstärkt.

Die mit Hilfe des Addierers 25 und des Entzerrers 24 erhaltene Summe der Signale A + B gelangen daher außer an den Detektor 19 auch an einen Komparator 56, dem ebenfalls der Entscheidungspegel SL zugeführt wird, der das digitale Datensignal ιΛ/iederherstellt und an einen Ausgang 57 sowie an eine Phasenvergleichsschaltung 58 legt, die die Phase der Abtastungen A + B mit der Phase des auf dem Aufzeichnungsträger 1 vorhandenen Datensignals vergleicht, und an einen Ausgang 59 ein Signal, das ein Maß für diese Phase liefert, sowie an einen Ausgang 60 ein Signal das ein Maß für die Asymmetrie des Signals A + B für die Schaltung 37 liefert, das weiter unten anhand der Fig. 8 näher erläutert wird. Das Phasenfehlersignal am Ausgang 59 steuert den Oszillator 18 über ein Tiefpaßfilter 61.

In Fig.2 sind ein Ausführungsbeispiel des Detektors 19 in der Anordnung nach Fig. 1 und in Fig.3 einige Diagramme zur \/eranschaulichung der Wirkung der Schaltung nach Fig. 2 dargestellt. Bei der Schaltung nach Fig. 2 wird das Signal A + Baus dem Entzerrer 24 über einen Eingang 23 einem Hochpaßfilter 62 zugeführt, das die niederfrequenten Komponenten daraus sntfernt, damit das digitale Datensignal mit einem einfachen Komparator 63 wiederhergestellt werden kann. Vom rechteckigen Datensignal werden die Flanken mit einer Schaltung 64, z. B. einem Differenzierer, detektiert. Dieser Flankendetektor startet jeweils einen Zähler 65, der Taktimpulse (aus dem Oszillator 18) an seinem Eingang 22 jeweils von dem von den Impulsen des Flankendetektors 64 bestimmten Zeitpunkt an zählt. Mit einer Decodierschaltung 66 wird jeweils eine bestimmte Zählstellung, in diesem Beispiel gleich sechs, ausdecodiert. Die Impulse beim Erreichen der Zählerstellung 6 gelangen an UND-Gatter 67 und 68. Das Gatter 67 empfängt auch das wiederhergestellte Datensignal an einem invertierenden Eingang und das Gatter 68 an einem nichtinvertierenden Eingang. Hierdurch erscheint am Ausgang 21 ein Impuls bei der Zählerstellung „sechs" bei einem positiven Datensignal (3c) und an dem Ausgang 20 ein Impuls bei der Zählerstellung „sechs" bei einem negativen Datensignal. Zur Erläuterung ist in Fig. 3a ein Abschnitt einer Datenspur auf dem Aufzeichnungsträger mit Grübchen 3 und zwischenliegenden Spiegeln 4 dargestellt. In Fig.3b sind die der Spur nach Fig.3a zugeordneten Abtastungen A + B dargestellt. In Fig.3cistdas wiederhergestellte Datensignal hinter dem Komparator 63 dargestellt, das annähernd ein Rechtecksignal mit einer Periode sntsprechend der Länge der Grübchen und Spiegel ist. Fig.3d zeigt die bei den Flanken dieses Datensignals gebildeten 3tartimpulsefür den Zähler 65, der die Impulse des Taktsignals nach Fig.3e zählt. Bei jeder Zählstellung „sechs" wird ein Impuls /om Zähler 65 geliefert und für ein positives Datensignal (Fig.3c), d.h. bei einem Spiegel, erscheint ein Impuls am Ausgang 21 [Fig. 3f) und für ein negatives Datensignal, d.h. bei einem Grübchen, erscheint der Impuls am Ausgang 20 (Fig. 3 g). Die über drei Faktperioden verzögerten Signale A, B und C werden hiermit abgetastet. So zeigt die Fig. 3 h das um drei Taktperioden verzögerte signal A, dessen dritte Abtastung eines jeden Spiegels länger alsfünf Taktperioden in der Halteschaltung 32 (Fig. 1) (Signal nach ^:ig.31) und die dritte Abtastung eines jeden Grübchens länger alsfünf Taktperioden in der Halteschaltung 33 festgehalten wird !Signal nach Fig.3j).

η Fig. 4 ist ein Ausführungsbeispiel dieses Teils der Schaltung 37 (Fig. 1) dargestellt, welcher Teil aus den Signalen, a,ä, b, 6, und : die Steu'ersignale RE, CE und FE bildet.

Das radiale Fehlersignal RE kann durch die Verwendung des Unterschieds zwischen den beiden an beiden Seiten einer :angentialen Symmetrielinie liegenden Hälften des Detektors 11 (Fig. 1) gebildet werden, also einerseits 11a und 11b und andererseits 11c und 11 d. Wichtig ist also das Signal A - B an der Stelle der Grübchen, oder auch das Signal ä - B nach der Abtastung nur bei langen Grübchen. Da bei einer Verschiebung des Objektivs (8,9) in bezug auf das Teilprisma 10 der Lichtstrahl licht mehr symmetrisch in dieses Teilprisma einfällt, entstehen Unterschiede zwischen den Signalen ä und B, die nicht durch Spurnachführungsfehler ausgelöst werden. Da diese Asymmetrie auch bei den Spiegeln ausgelöst werden. Da diese Asymmetrie auch bei den Spiegeln auftritt, ist sie auch im Signal a. — b vorhanden. Durch die Anpassung jedes Signal a - b an die Amplitude in den Grübchen, also durch die Multiplikation mit (ä + B)/(a + b), d. h. an das Verhältnis zwischen den Signalamplituden bei den Grübchen und bei den Spiegeln, läßt sich der Einfluß der Asymmetrie auf das Signal ä - B bestimmen. Das korrigierte radiale Fehlersignal sieht dann wie folgt aus:

-K-

η der Schaltung nach Fig. 4 wird dieses digitale Signal RE am Ausgang 43 durch die Erzeugung der Signale a — bundä -B mit den Subtraktionsschaltungen 69und70,derSignalea + bundä + B mit den Addierschaltungen 71 und72undanschließenddas Signal (ä + B)/(a + b) mit dem Teiler 74, das Signal a-(ä + B)/(a H- b) mit dem Inverter 75, das Signal -(a - b) (ä + B) mit dem Multiplizierer 76 und schließlich das Signal RE mit dem Addierer 77 nach obigem Ausdruck verwirklicht.

Das radiale Fehlersignal RE dient zur genauen Spurnachführung durch die Abbildung des Laserstrahls beispielsweise durch die Verschiebung des Linsensystems 8 in radialem Sinne, wodurch obige Asymmetrie ausgelöst wird.

Ξϊη Signal, das einι Maß,fürdiese Asymmetrie ist, kann also zum Fortbewegen des ganzen optischen Systems in radialer Richtung /erwendet werden und damit die Schrägstellung durch radiale Nachführung minimieren. Dieses Signal CE dafür ist das Signal 3 -b, das am Ausgang der Subtraktionsschaltung vorhanden ist und zum Ausgang 44 geführt wird. Das Signal CE schafft gleichsam eine „Grobsteuerung", während das Signal RE eine „Feinsteuerung" schafft.

Aus dem Unterschied zwischen der von den Detektoren 11a und 11 d einerseits und den Detektoren 11 b und 11 c andererseits detektieren Strahlung bei den Spiegeln ist ein Korrektursignal FE für die Fokussierung des Laserstrahls an den Spiegeln srhältlich. Dieses Signal, das in analoger Form vom Signal (V₂ + V₃) - (V₁ + V₄) bei den Spiegeln gebildet wird, ist in den Abtastungen a, b und c ausgedrückt:

=E = a - b -2c.

η der Schaltung nach Fig. 4 wird dieses Signal FE am Ausgang 45 dadurch erhalten, daß das Signal cam Eingang 42 mit dem Vlulitplizierer 73 verzweifacht und anschließend mit der Subtraktionsschaltung 78 vom Signal a + b am Ausgang des Addierers 71 subtrahiert wird.

In der Anordung nach Fig. 1 wird das Datensignal A + B einem Komparator 56 zur Wiederherstellung des Datensignals zugeführt. Hierin werden die Abtastungen A + B mit einem Entscheidungspegel SL verglichen, der am Ausgang 49 der Schaltung 49 der 37 zur Verfügung steht. Dieser Entscheidungspegel SL muß so sein, daß das wiederhergestellte Datensignal genau gleich dem Grübchenmuster auf der Platte ist. Wiein Fig. 5 dargestellt, bewegt sich das SignalIA + B zwischen den Pegel a + bundä + B, die den Wert des Signals A + B bei der dritten Abtastung langer Spiegel bzw. langer Grübchen sind. Eine erste Annäherung eines Entscheidungspegels SL liegt in der Mitte zwischen jenen Pegeln a + b und ä + B, also

SL = -~(a + b + "a + H) ♦

Diese Annäherung ist nur dann korrekt, wenn das Signal A + B hinsichtlich des Verlaufs bei Spiegeln bzw. Grübchen symmetrisch ist, was nicht immer der Fall ist. Der Pegel ist also mit einem Faktor α zu korrigieren, der ein Maß für die Asymmetrie des Signals A + Bist. Zum Erzeugen dieses Faktors α wird auf die Fig. 7 und 8 verwiesen.

In Fig. 6 ist ein Ausführungsbeispiel dieses Teils der Schaltung 37 dargestellt, der dem Entscheidungspegel SL erzeugt. Mit einem Addierer 77 wird die Summe der Abtastungen a, ä, b und B bestimmt und^mit Hilfe des Teilers 80 halbiert. Der so erhaltene Wert I (a + a + b +E) ist noch um einen Faktor α zur Korrektur von Asymmetrien zu multiplizieren. Jedoch beinhaltet die Multiplikation mit diesem Faktor α,daß ein schneller Multiplizierer verwendet werden muß, um verhältnismäßig schnelle Änderungen von 1 (a + b+"ä + E) zu verarbeiten.

Es ist vorteilhaft, statt mit dem Faktor α mit einem Faktor a = (1 + e) zu multiplizieren, was die Addierung eines Bruchteils des Ausgangssignals des Zeiteilers 80 zu jenem Ausgangssignal mit dem Addierer 81 bedeutet. Dieser Bruchteile wird mit dem Multiplizierer 82 verwirklicht. Der Faktor e wird über ein Tiefpaßfilter 83 am Ausgang 60 der Phasenvergleichsschaltung 58 (Fig. 1) erhalten. Dies bietet den Vorteil, daß der Multiplizierer 82 nicht schnell zu sein braucht, weil der Faktor e verhältnismäßig langsam zum Vergleich zum Wert ^ (a + b + ä + B) schwankt. Außerdem bietet diese Lösung den Vorteil, daß, sobald nach der Inbetriebsetzung derSteuerung die Pegel a + bundä - B nach einem langen Grübchen und nach einem langen Spiegel bekannt sind, ein ziemlich zuverlässiger Entscheidungspegel SL = ^ (a + b -I- ä + B) am Ausgang 49 erscheint, noch bevor der Faktor e bekannt ist.

In Fig. 8 ist ein Ausführungsbeispiel der Schaltung 58 (Fig. 1) zum Erzeugen eines Signals, das ein Maß für die Phasenabweichung des Taktsignals in bezug auf die auf der Platte aufgezeichneten Daten ist, und eines Signals dargestellt, das ein Maß für die Asymmetrie des Signals A + B ist und der Schaltung nach Fig. 6 zur Korrektur den Entscheidungspegels SL zugeführt werden muß. Die Schaltung nach Fig.8 wird mit Fig.7 erläutert, worin (A+B)_n_i und (A +B)_n zwei aufeinanderfolgende Abtastungen des Signals A + B darstellt, die an beiden Seiten des Entscheidungspegels SL liegen. Wenn angenommen wird, daß das analoge Signal, dessen Abtastungen (A+ B)_n _ ! und (A — B)_n zwei Abtastungen sind, zwischen diesen Abtastungen linear verläuft, kann durch lineare Interpolation der Schnittpunkt P_n mit diesem Entscheidungspegel bestimmt werden.

Die relative Abweichung von diesem Schnittpunkt P_n in bezug auf einen Zeitpunkt, der genau in der Mitte zwischen den Zeitpunkten liegt, zu denen die Abtastungen (A + B)_n _·, und (A + B)_n liegen, ist daher ein Maß für den momentanen Phasenunterschied zwischen dem Taktsignal, mit dem die Zeitpunkte, zu denen die Abtastungen (A + B)_n und (A + B)_n _, synchronisiert sind, und den Rändern der Grübchen 3 und also dem momentanen Phasenunterschied mit der Bitfrequenz des aufgezeichneten Datensignals. Dieses Taktsignal ist in Fig. 7 mit Sc bezeichnet und der Phasenunterschied mit Q_n. An der Stelle des zum anderen Rand der Grübchen 3 gehörenden Durchschnitts P_m des Entscheidungspegels SL zwischen den Abtastungen (A + B)_m und (A + B)_m_i kann auf gleiche Weise ein momentaner Phasenunterschied Q_P bestimmt werden. Die Summe Q_p f- Q_n ist jetzt ein Maß für die mittlere Phasenabweichung beider Flanken und also ein Maß für den Phasenfehler des Taktoszillators 18, während der Unterschied zwischen den Phasenfehlern Q_pund Q_n eine Abweichung des Entscheidungspegels SL vom gewünschten Pegel ist. Denn wenn der Pegel S ansteigt, wird Q_p größer und Q_n sinkt und der Unterschied Qp-Q_n vergrößert sich in positiver Richtung. Für einen Abfall des Pegels SL unter den gewünschten Pegel wird dieser Unterschied Q_p — Q_n negativ.

Der Unterschied Q_p — Q_n ist also ein Maß für den Korrekturfaktor e für die Schaltung nach Fig.6. Durch lineare Interpolation ist der Phasenunterschied Q_n und Q_p wie folgt bestimmbar: _e„

aQ_n = (A + B)_n _ , + (A + B)_n - 2 SL und -aQp=(A + B)_m_! + (A + B)_m-2SL

worin a ein Faktor ist, der durch die Neigung der Interpolationslinie bestimmt wird und also der Amplitude des gelesenen Datensignals proportional ist. Mit Hilfe, der Schaltung nach Fig. 8 werden die gewünschten Signale erzeugt. Die Abtastungen A + B gelangen an einen Eingang 84, der mit einer Anordnung 85 verbunden ist, die die Abtastung um eine Taktperiode r verzögert, so daß an beiden Seiten dieser Anordnung bei einem Durchschnitt des Pegels SL während einer positiven Flanke die Abtastungen (A + B)_m und (A + B)_m _ ι und bei diesem Durchschnitt während einer negativen Flanke die Abtastungen (A + B)_n und (A + B)_n_i vorhanden sind. Einem Eingang 89 wird der in der Schaltung nach Fig. 6 erzeugte Entscheidungspegel SL zugeführt. Dieser Entscheidungspegel SL wird zusammen mit dem Signal am Eingang 84 einem Komparator 86 zugeführt, der ein Ausgangssignal erzeugt, wenn das Signal am Eingang 84 größer als der Entscheidungspegel SL ist und zusammen mit dem verzögerten Signal am Ausgang des Verzögerungsnetzwerks 85 einem Komparator 87 zugeführt wird, der ein Ausgangssignal liefert, wenn der Entscheidungspegel SL größer als das Signal am Ausgang des Verzögerungsnetzwerks 85 ist. Die -Ausgangssignale der beiden Komparatoren 86 und 87 gelangen an ein UND-Gatter 90 und ein NICHT-UND-Gatter 91, so daß das UND-Gatter 90 ein Signal bei einem Durchschnitt des Entscheidungspegeis SL während einer positiven Flanke und das NICHT-UND-Gatter 91 beim Durchschnitt des Entscheidungspegels SL bei einer negativen Flanke liefert. Mit einem Addierer 88 werden Signale an beiden Seiten des Laufzeitelements 85 addiert und anschließend wird davon mit der Subtraktionsschaltung 93 der mit dem Multiplizierer 92 erhaltene Doppelwert des Entscheidungspegels SL subtrahiert. Dieses Ergebnis wird mit einer Halteschaltung 94 nach einem Befehl vom Gatter 90 und mit einer Halteschaltung 95 nach einem Befehl vom Gatter 91 abgetastet, so daß am Ausgang der Halteschaltung 94das Signal gleich aQ_n und am Ausgang des Gatters 95 ein Signal gleich -aQ_p ist. Diese Signale werden mit der Subtraktionsschaltung 97 subtrahiert, so daß an ihrem Ausgang 59 ein Signal gleich a(Q_n + Q_p) liegt, oder auch das gewünschte Signal, das ein Maß für die Phasenabweichung des Taktgebers 18 ist, mit welchem Signal der Oszillator 18 über das Tiefpaßfilter 61 nachgesteuert wird, damit das Taktsignal ein festes Phasenverhältnis mit dem aufgezeichneten Datensignal aufweist. Die Signale an den Ausgängen der beiden Halteschaltungen werden mit dem Addierer 96

—i-i:—u i~rt ~: Λ. t?r\ _:_ cv i_i-.:_u*?/i-\ rv\i: * ι ι— ο: ι -ι :.. κ/ι ~ ο £. '. ι:~ λ *_:~ :-*

Dieses Signal, das ein Maß für die Asymmetrie ist. Dieses Signal gelangt an eine Anordnung zum Erzeugen des Schwellwertes Fig. 6), so daß eine Regelschleife gebildet wird, die die Höhe des Schwellwerts derart steuert, daß das Signal a(Q_n - Q_p) auf Null ällt, oder der Phasenunterschied Q_n (Fig.7) gleich dem Phasenunterschied Q_p wird.

Die an den Ausgängen 59 und 60 erscheinenden Signale sind der Amplitude des Signals A + B proportional. Dies bietet den wichtigen Vorteil, daß bei Signalausfallstörungen („drop-outs") die erzeugten Signale gleich Null werden, so daß der Oszillator 18 sowie die Anordnung nach Fig. 6 kein Signal Statteines verhältnismäßig hohen Störsignals erhalten, was oft bei üblichen 'hasendetektoren der Fall ist.

Die mit den Flanken des Datensignals auf der Platte verknüpfte Taktfrequenz zeigt sich in der Praxis nicht sehr stabil, sondern hat :ine Variation (Jitter) von etwa 50 ns. Der Taktoszillator 18 (Fig. 1) muß diesen „Jitter" möglichst genau nachfolgen können; in ier Praxis zeigt sich eine Folgegenauigkeit von 10 bis 15 ns ausreichend (bei einer Periodendauer von etwa 200 ns). η Fig.9 ist ein Ausführungsbeispiel der Oszillatorschaltung 18 dargestellt, die diese Folgegenauigkeit aufweist. Das aus dem Tiefpaßfilter 61 herrührende Phasenfehlersignal wird mit dem Abrundungskreis 100 in m Schritte eingeteilt, die der ^:olgegenauigkeitvon 10 bis 15 ns entsprechen (ein Schritt von 10 ns in einem Taktsignal mit einer Periode von 200 ns entspricht äinem Phasenfehler von 18°). Der Rest r derTeilung wird einem Addierer 101 zugeführt, der von einer Rückführungsschleife über sin Verzögerungsnetzwerk 102 mit einer Verzögerung von einem Taktschritt τ (= 200 ns) als Akkumulator geschaltet ist, so daß JieAbrundungsfehlerr akkumuliert werden. Dieser wird, wenn die Akkumulation einen vollen Sch ritt gespeichert hat, jeweils im \ddierer 103 zum Ausgangssignal m des Abrundungskreises 100 addiert. Das Ausgangssignal dieses Addierers 103, also der ibgerundete Phasenfehler, steuert die Teilzahl eines einstellbaren Teilers 105, der das Ausgangssignal eines festen Oszillators 104 teilt. Da ein Schritt von 10ns in einem gewünschten Taktsignal mit einer Periode von etwa 200 ns auf ^gder Periode dieses Taktsignal herauskommt, kann von einem Signal mit einer Frequenz von etwa 100MHz und von einem Teiler ausgegangen werden, der um den Wert 20 herum einstellbar ist. Am Ausgang 99 dieses Teilers erscheint dabei ein Taktsignal mit einer Periode η der Größenordnung von 200ns (etwa 6MHz), das in Schritten von etwa 10ns einstellbar ist.

Eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 9 anhand der Fig. 10 näher erläutert. Hier empfängt ein Eingang 106 das in Schritten abgerundete Phasenfehlersignal (des Addierers 103 in der Schaltung nach Fig. 9).

Die Schaltung enthält einen festen Osziallator 107, der auf etwa die gewünschte Frequenz (Nennwert 4,31 MHz) abgestimmt ist. Das Ausgangssignal dieses Oszillators wird über η Verzögerungsnetzwerke 108t bis 108_n geführt, die je eine Verzögerung gleich Jer gewünschten Schrittgröße aufweisen, also 10 bis 15ns. Die Gesamtverzögerung der η Netzwerke muß einer Periode des Taktsignal entsprechen, zu welchem Zweck das Ausgangssignal des letzten Netzwerks 108_n mit dem Phasenkomparator 109 mit Jem Ausgangssignal des Oszillator 107 verglichen wird. Das Ausgangssignal des Phasenkomparators 109 steuert über einen ntegrator 110 die Verzögerungszeit der Netzwerke 108, so daß sie miteinander um genau eine Periode des Taktsignals verzögern. ^:ür die Verzögerungsnetzwerke 108 sind Abzweigungen 11I₁ bis 111_n angebracht. Das abgerundete Phasenfehlersignal am Eingang 106 gelangt an einen Akkumulator 112, der über einen Multiplexer 113 abhängig vom Inhalt dieses Akkumulators den \usgang 99 mit einer der Abzweigungen 111 verbindet. Der Akkumulator 112 kehrt nach jeweils η Zählschritten zu seinem \nfangsstand zurück. Es ist daher vorteilhaft, η = 16 zu wählen, so daß ein Vier-Bit-Zähler verwendet werden kann. Jber den Akkumulator 112 wird in Abhängigkeit von der Größe des Phasenfehlers eine der Abzweigungen 111 gewährleistet. Bei iinem fortschreitenden Phasenunterschied (also eine Ungleichheit zwischen der gewünschten Taktfrequenz am Ausgang 99 und Jer Frequenz des Oszillators 107) wird also der Ausgang 99 über den Multiplexer 113 in phasenfehlerabhängigen Schritten und ilso abhängig vom Frequenzunterschied an den Abzweigungen 11 vorbeiführen und nach jeweils η Schritten erneut vorn anfangen, was keine Diskontinuität gibt, weil η Schritte genau einer Periode des Ausgangssignals entsprechen. Die Phase und die Frequenz des Signals am Ausgang 99 sind also das Ergebnis der Phasenmodulation des Signals des Oszillators 107, die in iiskreten Schritten von 360/rr* erfolgt.

η Fig. 12 ist ein Ausführungsbeispiel dieses Teils der Schaltung 37 {Fig. 1) dargestellt, die die Signale TL, DO und HFL erzeugt, /vobei Fig. 11 einige mögliche Störungen beim Wiedergeben der Daten einer Platte veranschaulicht. In Fig. 11 ist der Verlauf der Signale a + b (die Summe der Abtastungen a und b, die bei langen Spiegeln durchgeführt wurden) und der Signale ä + B aufgetragen (die Summe der Abtastungen ä und B, die bei langen Grübchen durchgeführt wurden). Die Gebiete V zeigen die /Verte dieser Signale bei ungestörter Wiedergabe. Im Gebiet I ist die Rede von Spurverlust. Das Signal a + b aus den Spiegeln ändert sich nicht, während das Signal ä -f- B stark ansteigt, weil mehr Licht aus den Spuren reflektiert wird. Im Bereich Il ist die Rede von einem Fingerabdruck. Die Reflektion sowohl von Grübchen als auch von Spiegeln wird geringer und beide Signale sind «leiner geworden. Im Gebiet 111 ist die Rede von einem „schwarz„-Signalausfall („drop-out"), wobei sowohl aus den Spiegeln als 3uch aus den Grübchen kein Licht reflektiert und also das Signal a + b sowie das Signal ä + B gleich Null wird. Ein derartiger Signalausfall kann beispielsweise bei stellenweise fehlender reflektierender Schicht 5 der Platte auftreten. Im Gebiet IV ist die Rede von einem „weiß"-Signalausfall („drop-out"), wobei das Signal ä + B gleich dem Signal a + b wird, was beispielsweise aeim stellenweisen Fehlen von Grübchen auf der Platte auftritt.

Ein brauchbares Kriterium zum Feststellen einer Signalausfallstörung ist das Kriterium, das die Hochfrequenzsignalamplitude, 1 h. der Unterschied zwischen dem Signal an der Stelle eines Spiegels und an der Stelle eines Grübchens, entweder, falls auf ^Abtastungen bei langen Grübchen und Spiegeln beschränkt, das Signal (a + b) — (ä + B) gewissermaßen abnimmt. In der Schaltung nach Fig. 12 wird hierzu mit dem Addierer 115 die Summe der Signale a und b und mit dem Addierer 11 die Summe der Signale ä und B bestimmt, während mit der Subtraktionsschaltung 116 das Unterschiedssignal (a + b) - (ä + B) erhalten Λ/ird. Zum Detektieren des Abfalls dieses Signals wird mit einem Tiefpaßfilter 117 der Mittelwert dieses Signals bestimmt, der im Komparator 118 mit dem momentanen Wert dieses Signals verglichen wird. Beträgt dieser momentane Wert weniger als oeispielsweise 15% des Mittelwertes, wird ein Signal (DO) am Ausgang 47 erzeugt. Daneben wird mit einem Komparator 119 oestimmt, ob das momentane Signal (a + b) - (ä + B)wenigerals beispielsweise 50% des Mittelwerts beträgt, und wenn dasso st, ein Signal (HFL) am Ausgang 48 erzeugt, das angibt, daß das Datensignal ausgefallen ist. Dieses Signal HFL wird also außer oei Signalausfall (Situationen III und IV in Fig. 11) beispielsweise auch bei Fingerabdrücken (Situation III) und Spurverlust [Situation I) abgegeben.

i/Veil es möglich ist, daß beispielsweise bei Fingerabdrücken die Störung weniger ernsthaft ist, ist die Zeitkonstante des Filters 117 verhältnismäßig klein, so daß der Mittelwert (a + b) - (ä + B) beispielsweise bei einem Fingerabdruck (Siuation II) verhältnismäßig schnell abnimmt, so daß bei längeren Störungen das Signal HFL wieder verschwindet. Bei Signalausfallstörungen nach den Zuständen Il und IV ist dies nicht erlaubt. Deshalb wird mit dem Signal DO die Zeitkonstante des

Filters 117 bei diesen Störungen auf einen beträchtlich höheren Wert umgeschaltet. Bei Störungen, bei denen das Signal also auf einen Pegel zwischen 15 und 50% des ungestörten Pegels abfällt, arbeitet das Filter 117 mit einer geringen Zeit-konstante, und bei Störungen, bei denen das Signal unter 15% abfällt, mit einer größeren Zeitkonstante.

Für die Detektion von Spurverlust wird bestimmt, ob das Signal bei den Grübchen (ä + B) größer als ein bestimmter Bruchteil α (beispielsweise a = 0,5) des Signals bei den Spiegeln (a + b) ist, oder auch: ä + B > a (a + b).

Da jedoch insbesondere die Größe des Signals (ä + B) in den Grübchen von der Plattenqualität ist, als auch weil diese Signale beispielsweise von der Laserintensität abhängig sind, muß zur Bildung einer Unabhängigkeit von diesen Parametern der Faktor α von diesen Parametern abhängig sein, indem sie abhängig vom Modulationsfaktor gewählt werden. Dieser Modulationsfaktor ist beispielsweise der Mittelwert des gemittelten Werktes des Sginalsä + B. In der Anordnung nach Fig. 12 wird dazu von den Signalena + bundä + B an den Ausgängen der Addierer 115 bzw. 116mitTiefpaßfiltern120bzw. 121 die Mittelwerte bestimmt und daraus wieder die Summe mit dem Summierer 122. Das Signal a + b am Ausgang des Addierers 115 wird mit dem Teiler 123 halbiert und anschließend mit dem Multiplizierer 124 mit dem Ausgangssignal des Teilers 122 multipliziert. Das Ausgangssignal dieses Multiplizierers 124 wird im Komparator 125 mit dem Ausgangssignal ä + B des Addierers 116 verglichen, der also ein Ausgangssignal nach obigem Kriterium ä + B > a (a + b) mit a = \ χ {Mittelwert von (ä + B) + Mittelwert von (a + b)} liefert. Da dieses Kriterium auch bei der Signalausfallstörung nach dem Zustand IV erfüllt wird, wird dieses Signal in einem UND-Gatter 126 mit der Inversion des Signals DO kombiniert, so daß am Ausgang 46 ein Signal TL erscheint, das ausschließlich für den Zustand I indikativ ist.

Claims

Erfindungsanspruch:

1. Anordnung zum Wiedergeben von Information aus einem optisch lesbaren Aufzeichnungsträger, auf dem digitale Information in Form einer Spur optisch detektierbarer Gebiete gespeichert ist, die durch Zwischengebiete abgewechselt werden, die folgendes enthalten:

ein optisches System zum Projizieren eines Lichtstrahls auf den Aufzeichnungsträger, zumindest zwei optische Detektoren, die derart in dem vom Aufzeichnungsträger modulierten Strahl liegen, daß bei korrekter Spurnachführung beide Detektoren in bezug auf die Abbildung der Spur symmetrisch liegen, eine Signalerzeugungsschaltung zum Erzeugen zumindest eines ersten und eines zweiten Dektektorsignals, abhängig von der von den optischen Detektoren detektierten Lichtmenge, und

einen Steuersignalgenerator zum Erzeugen zumindest eines Signals, dasein Maß für die Lage der Auftreffstelle des Lichtstrahls in bezug auf die Spur ist, gekennzeichnet dadurch, daß die Anordnung Oszillatormittel zum Erzeugen eines Taktsignals,

einen AnalogVDigital-Wandler, der von den Oszillatormitteln zum Abtasten der Detektorsignale sowohl beim Abtasten der optisch detektierbaren Gebiete als auch bei Abtastung der Zwischengebiete mit dem Taktsignal getaktet wird, Detektormittel zum Identifizieren der Abtastungen aus einem optisch detektierbaren Gebiet oder aus einem Zwischengebiet, Signaltrennmittel zum Trennen der beim Abtasten der Zwischengebiete durchgeführten Abtastungen nach einem Befehl aus den Detektormitteln enthält.
2. Anordnung nach Punkt 1, gekennzeichnet dadurch, daß die Detektormittel weiter zum Detektieren nur einer Abtastung je optisch detektierbares Gebiet und nur einer Abtastung je Zwischengebiet sowohl für die Abtastungen aus dem zweiten Detektorsignal eingerichtet sind, wobei das Taktsignal ein Vielfaches der Bitfrequenz oder gleich der Bitfrequenz ist.
3. Anordnung nach Punkt 2, gekennzeichnet dadurch, daß die Detektormittel zum Detektieren dieser einen Abtastung ausschließlich eingerichtet ist, wenn die optisch detektierbaren Gebiete und Zwischengebiete länger als eine vorgegebene Anzahl von Perioden der Taktfrequenz sind.
4. Anordnung nach Punkt 3, gekennzeichnet dadurch, daß die Signaltrennmittel erste, zweite, dritte und vierte Speichermittel enthalten, wobei die aus dem ersten Detektorsignal herrührenden Abtastungen den ersten und zweiten Speichermitteln, die aus dem zweiten Detektorsignal herrührenden Abtastungen den dritten und vierten Speichermitteln zugeführt werden, die ersten und dritten Speichermittel von den Detektormitteln ausschließlich bei der Detektion dereinen Abtastung eingeschaltet werden, wenn es aus einem Zwischengebiet herrührt, und die zweiten und vierten Speichermittel von den Detektormitteln ausschließlich bei der Detektion der einen Abtastung eingeschaltet werden, wenn sie aus einem optisch detektierbaren Gebiet herrührt.
5. Anordnung nach den Punkten 1, 2 oder 3, wobei das erste Detektorsignal die von einem der beiden Detektoren empfangene Lichtmenge und das zweite Detektorsignal die vom anderen der beiden Detektoren empfangene Lichtmenge darstellt, gekennzeichnet dadurch, daß ein erstes Steuersignal aus dem Unterschied der Abtastung beider Detektorsignale aus Zwischengebieten gewonnen wird, daß ein zweites Steuersignal aus dem Unterschied der Abtastungen der beiden Detektorsignale aus optisch detektierbaren Gebieten gewonnen wird, welcher Unterschied abhängig vom Unterschied der Abtastungen der beiden Detektorsignale aus Zwischengebieten korrigiert wird.
6. Anordnung nach Punkt 4, wobei das erste Detektorsignal die von einem der beiden Detektoren empfangene Lichtmenge und das zweite Detektorsignal die vom anderen der beiden Detektoren empfangene Lichtmenge darstellt, gekennzeichnet dadurch, daß ein erstes Steuersignal aus dem Unterschied der Inhalte der ersten und dritten Speichermittel und ein zweites Steuersignal aus dem Unterschied der Inhalte der zweiten und vierten Speichermittel abhängig vom Unterschied zwischen den Inhalten der ersten und dritten Speichermittel korrigiert erhalten wird.
7. Anordnung nach Punkt 6, gekennzeichnet dadurch, daß das zweite Steuersignal mit nachstehender Formel erhalten wird: