NL8901142A - Inrichting voor het uitlezen van een op een registratiedrager aangebracht informatiepatroon, alsmede een signaalverwerkingsschakeling voor toepassing in een dergelijke inrichting. - Google Patents

Description

De uitvinding heeft betrekking op een inrichting voor het uitlezen van een op een registratiedrager aangebracht informatiepatroon, welke inrichting is voorzien van een leeskop voor het aftasten van het informatiepatroon, welke leeskop detektoren omvat voor het opwekken van door het afgetaste informatiepatroon bepaalde, detectiesignalen, welke inrichting verder is voorzien van een signaalverwerkingsschakeling voor het verwerken van de detectiesignalen, welke schakeling is voorzien van tenminste één analoog/digitaal omzetter voor het omzetten van de detectiesignalen in reeksen van n-bit signaalwaarden met een bepaalde herhalingsfrequentie, met n een geheel getal groter dan 1.

De uitvinding heeft voorts betrekking op een signaalverwerkingsschakeling voor toepassing in een dergelijke inrichting.

Een dergelijke inrichting en signaalverwerkingsschakeling zijn bekend uit de Europese octrooiaanvrage EP-A 0 138 273 (PHN 10.804). De aldaar beschreven inrichting is een optische uitleesinrichting voor het uitlezen van een optisch detecteerbaar informatiepatroon in de vorm van een putstructuur. Uit de reeksen van signaalmonsters die met behulp van de analoog/digitaal omzetter zijn verkregen, wordt een datasignaal dat door het afgetaste informatiepatroon wordt vertegenwoordigd afgeleid. Bovendien worden er uit deze reeksen van signaalwaarden stuursignalen voor de regeling van het aftastproces afgeleid, zoals bijvoorbeeld een spoorvolgfoutsignaal en een focusseerfoutsignaal. Ten behoeve van de bepaling van deze stuursignalen wordt de laagfrequentinformatie afgescheiden uit de door de analoog/digitaal omzetter geleverde reeksen signaalwaarden. Het bezwaar van de bekende inrichting is dat hiervoor veel hardware nodig is. Dit is vooral bezwaarlijk in geval dat de signaalverwerkingsschakeling opgenomen moet worden in een geïntegreerd circuit, waarin zowel de schakelingen voor de afleiding van de stuursignalen als ook de schakelingen voor de afleiding van het datasignaal zijn ondergebracht, omdat het voor de schakelingen beschikbare halfgeleideroppervlak beperkt is.

De uitvinding beoogt onder meer een inrichting en signaalverwerkingsschakeling te verschaffen die met minder hardware te realiseren is. Volgens de uitvinding is een inrichting volgens de aanhef daartoe gekenmerkt, doordat de signaalverwerkingsschakeling tenminste een quantiserende schakeling omvat voor het omzetten van de reeksen van n-bit signaalwaarden in reeksen van m-bit signaalwaarden, met m een getal kleiner dan n, waarbij de quantiserende schakeling een quantisatieruisherverdelingsfilter omvat voor het concentreren van de spectraal componenten van de bij de quantisering veroorzaakte quantisatieruis in het hoogfrequent gedeelte van het quantisatieruisspectrum, waarbij de signaalverwerkingsschakeling verder is voorzien van tenminste één decimerend filter voor het omzetten van de reeksen van m-bit signaalwaarden in reeksen van p-bits signaalwaarden, waarbij p een geheel getal is dat groter is dan n, en waarbij de herhalingsfrequentie van de p-bits signaalwaarden lager is dan die van de m-bits signaalwaarden.

Door de combinatie van de quantiserende schakeling en het decimerend filter wordt bereikt dat de met de quantiserende schakeling en decimaal filter verkregen reeksen van p-bit signaalwaarden slechts de laagfrequent componenten van de detectiesignalen vertegenwoordigen. Daarbij wordt, door toepassing van de quantiserende schakeling, bereikt dat het aantal bits van de aan het decimerend filter aangeboden signaalwaarden klein is, waardoor het decimerend filter met weinig hardware kan worden gerealiseerd. Door toepassing van het quantisatieruisherverdelingsfilter in de quantiserende schakeling wordt bereikt dat de quantisatieruis hoofdzakelijk spectraalcomponenten bevat in het deel van het frequentiespectrum dat buiten het voor de besturing relevante laagfrequente gedeelte is gelegen. Dit betekent dat ondanks de quantisatie toch een zeer goede signaal/ruis verhouding in de door het decimerende filter afgegeven reeksen signaalwaarden wordt verkregen.

Een uitvoeringsvorm van de uitleesinrichting wordt gekenmerkt, doordat de analoog/digitaal omzetter een sigma-delta modulator omvat. Deze uitvoeringsvorm heeft het voordeel dat de analoog/digitaal omzetter eveneens met weinig hardware gerealiseerd kan worden. Bovendien is de door de analoog/digitaal omzetter veroorzaakte fasedraaiing voor een gelijke signaal/ruisverhouding bij een omzetter in de vorm van een sigma-öelta modulator kleiner dan bij andere typen van analoog/digitaal omzetters. Dit is vooral van voordeel bij de regeling van de aftasting op basis van de via de analoog/digitaal omzetter verkregen signalen, omdat uit stabiliteitsoogpunt daarbij een minimum aan fasedraaiing gewenst is.

Een verdere uitvoeringsvorm van leesinrichting wordt gekenmerkt, doordat m gelijk aan 1 is. Deze uitvoeringsvorm heeft het voordeel dat bijzonder eenvoudig decimerende filters toegepast kunnen worden, zoals bijvoorbeeld een filter van het zogeheten "integrate and dump"-type.

Een verdere uitvoeringsvorm van de uitleesinrichting wordt gekenmerkt, doordat de quantiserende schakeling is ingericht voor het opwekken van de reeksen voor m-bit signaalwaarden met een monsterherhalingsfrequentie die lager is dan de herhalingsfrequentie voor de reeksen n-bit signaalwaarden, waarbij de herhalingsfrequentie van de m-bit signaalwaarden tussen tweemaal en eenmaal de bandbreedte van de detectiesignalen is gelegen. De verlaging van de herhalingsfrequentie van de m-bits signaalwaarden heeft een gunstige invloed op de compactheid van de schakeling. Door de verlaging van de herhalingsfrequentie voldoen deze reeksen niet meer aan het Nyquist-bemonsterings criterium. Omdat echter uitsluitend het laagfrequentgedeelte van het spectrum wordt gebruikt voor de afleiding van de stuursignalen, heeft dit geen nadelige invloed. De geïntroduceerde stoorcomponenten bevinden zich namelijk niet in het laagfrequentgedeelte van het spectrum.

De toepassing van sigma-delta modulatoren als analoog/digitaal omzetter is vooral voordelig bij optische uitleessystemen, omdat bij dergelijke systemen, vanwege het beperkte scheidende vermogen van het optische systeem, signaalcomponenten met een frequentie boven een, door de MTF-karateristiek van dit optische systeem, bepaalde frequentie geheel niet voorkomen. Bij een hoge herhalingsfrequentie, zoals die gebruikelijk zijn bij sigma-delta modulatoren, betekent dit dat plaatsing van een “anti-aliasing" filter tussen de detectoren en de sigma-delta modulator overbodig is.

Indien het informatiepatroon een EFM-gemoduleerd signaal volgens de CD-standaardvertegenwoordigt, is het voordelig om als de herhalingsfrequentie bij de analoog/digitaal omzetting een veelvoud van de door CD- standaard bepaalde monsterherhalingsfreguentie (44.1 kHz) te kiezen. Dit heeft het voordeel dat de beide genoemde frequenties eenvoudig van een gemeenschappelijke frequentiebron afgeleid kunnen worden, i De uitvinding zal nader worden toegelicht aan de hand van de figuren 1 tot en met 13, waarin figuur 1 een uitvoeringsvorm van een uitleesinrichting volgens de uitvinding toont, figuren 2, 4, 5 en 11 frequentiespectra van een aantal in de inrichting aanwezige signalen tonen, figuur 3 een uitvoeringsvorm van een analoog/digitaal omzetter voor toepassing in de inrichting toont, figuur 6 een algemeen blokschema van een quantiserende schakeling voor toepassing in de uitleesinrichting toont, figuur 7 een praktische realisatie van de quantiserende schakeling toont, figuur 8 een algemeen blokschema van een decimerend filter voor toepassing in de uitleesinrichting toont, figuur 9 een impulsresponsie toont van een door het decimerend filter omvat laagdoorlaatfilter, figuren 10 en 12 praktische uitvoeringsvormen van het decimerend filter tonen, figuur 13 een uitvoeringsvorm van een digitaal/analoog omzetter voor toepassing in de uitleesinrichting toont.

Figuur 1 toont een uitvoeringsvorm van een uitleesinrichting 1 volgens de uitvinding. Met het verwijzingscijfer 2 wordt een schijfvormige registratiedrager aangeduid die een registratielaag 11 omvat. De registratielaag 11 vertoont een optische detecteerbaar informatiepatroon, bijvoorbeeld in de vorm van een spoor van optisch detecteerbare tekens. De registratiedrager 2 kan bijvoorbeeld bestaan uit een CD-plaat waarop door middel van een puttenpatroon een gedigitaliseerd audio signaal is opgetekend. De registratiedrager 2 wordt door middel van een draaitafel 3 en een motor 4 om een as 5 geroteerd. Tegenover de roterende registratiedrager 2 is een optische leeskop 6 van een gebruikelijke soort opgesteld voor het met behulp van een stralingsbundel 7 aftasten van het informatiepatroon op de registratielaag 11. Daartoe is de leeskop 6 voorzien van een stralingsbron, bijvoorbeeld een halfgeleiderlaser 9, voor het opwekken van de stralingsbundel 7. De stralingsbundel 7 wordt via een focusseerobjectief 10 gericht op de registratielaag 11. De door de registratielaag 11 gereflecteerde stralingsbundel wordt daarbij overeenkomstig het informatiepatroon gemoduleerd. De aldus gemoduleerde stralingsbundel wordt door een halfdoorlatende spiegel 12 en een bundelsplitser 13, bijvoorbeeld een dakkant-prisma, welke de bundel in twee afzonderlijke deelbundels 7a en 7b splitst, gericht op een viertal in een rij gelegen stralingsgevoelige detectoren 14a, 14b, 14c en 14d.

De detectoren 14a, 14b, 14c en 14b wekken daarbij een signaalstromm IA, IB, IC en ID op welke in hoofdzaak evenredig zijn met de door de detectoren ontvangen hoeveelheden straling. De signaalstromen IA, IB, IC en ID worden toegevoerd aan een signaalverwerkingsschakeling 15,, die hieruit een datasignaal SD, dat de uitgelezen informatie vertegenwoordigt en een aantal stuursignalen voor de besturing van de aftasting afleidt, zoals bijvoorbeeld een stuursignaal SR voor een bundelafbuigactuator voor het op het spoor gericht houden van de stralingsbundel 7 en een stuursignaal SF voor een focusactuator voor het op de registratielaag 11 gefocusseerd houden van de stralingsbundel 11. Daarbij worden de stuursignalen SR en SF afgeleid uit de laagfrequente signaalcomponenten in de signaalstromen, terwijl voor de afleiding van het datasignaal SD het overige gedeelte van het spectrum wordt gebruikt.

In figuur 2 is het frequentiespectrum de signaalstromen IA, ..., ID weergegeven. Opgemerkt wordt dat het spectrum boven een door de MTF-karakteristiek van het optische systeem bepaalde frequentie fo geen frequentiecomponenten meer bevat. Bij de voor CD-platen gebruikte systemen ligt fo in de orde-grootte van 1,6 MHz.

Zoals in figuur 1 wordt getoond, worden de signaalstromen IA, IB, IC, ID toegevoerd aan respectievelijk analoog/digitaal omzetters 16a, 16b, 16c en 16d, waardoor de signaalstromen worden omgezet in reeksen van n-bit signaalwaarden ua, ub, uc, ud met een herhalingsfrequentie f. De aldus verkregen signaalwaarden ua, ub, uc en ud worden via databussen 17a, 17b, 17c en 17d toegevoerd aan een optelschakeling 18. De uitgang van de optelschakeling 18 wordt via een egalisatieschakeling 19 van een gebruikelijke soort toegevoerd aan een datasignaalregeneratieschakeling 20, die uit de aangeboden signaalwaarden het datasignaal SD afleidt. De schakeling 20 vormt geen onderdeel van de onderhavige uitvinding en zal derhalve niet in detail worden beschreven. Voor een gedetailleerde beschrijving wordt verwezen naar de Nederlandse octrooiaanvrage nr. 8801254 (PHN 12.553).

Zoals reeds vermeld kan voor de afleiding van de stuursignalen SR en SF worden volstaan met de laagfrequentcomponenten van de detectiesignalen IA, ..., ID. De door de analoog/digitaal omzetters 16 afgeleverde reeksen signaalwaarden ua, ub, uc en ud bevatten echter, behalve deze laagfrequente componenten ook hoogfrequentcomponenten welke voor de afleiding van de stuursignalen SR en SF geen nuttige informatie bevatten.

Door middel van quantiserende schakelingen 21a, 21b, 21c en 21d en decimerende filters 22a, 22b, 22c en 22d worden de reeksen van m-bit signaalwaarden ua, ub, uc en ud aan de uitgangen van de analoog/digitaal omzetters omgezet in reeksen p-bit signaalwaarden va, vb, vc en vd met een lagere monsterherhalingsfrequentie fl/N, welke slechts de laagfrequentinformatie van de signaalstromen IA, IB, IC en ID vertegenwoordigen. De aldus verkregen signaalwaarden met lage herhalingsfrequentie worden toegevoerd aan een rekenschakeling 23 die de signaalwaarden op een gebruikelijke wijze verwerkt tot SR' en SF', met een herhalingsfrequentie fl. De reeksen SR' en SF' worden met behulp van digitaal/analoog omzetters 24a en 24b omgezet in de analoge stuursignalen SR en SF.

De signaalverwerkingsschakeling 15 wordt bij voorkeur zoveel raogelijk in één geïntegreerde schakeling ondergebracht, eventueel tezamen met de digitale schakelingen voor het verwerken van het datasignaal SD. In dat geval is het echter gewenst dat het halfgeleideroppervlak dat door de signaalverwerkingsschakeling 15 in beslag wordt genomen klein blijft.

De analoog-digitaal omzetters 16 de ruisherverdelingsschakelingen 21, de decimerende filters 22 en de digitaal/analoog omzetters 24, dienen dan ook met weinig hardware gerealiseerd te worden.

Hierna zullen uitvoeringsvormen van de analoog/digitaal omzetter 16, de ruisherverdelingsschakelingen 21, de decimerende filters 22 en de digitaal/analoog omzetters 16 beschreven worden, die met weinig hardware realiseerbaar zijn.

Figuur 3 toont een uitvoeringsvorm van een van de analoog/digitaal omzetters 16 die als sigma-delta modulator is uitgevoerd. Het ingangssignaal, bijvoorbeeld een van de signaalstromen IA, IB, IC of ID, is aangegeven door I. Dit signaal I wordt toegevoerd aan een filter 30 met een laagdoorlaatkarakteristiek, bijvoorbeeld een integrator welke op gebruikelijke wijze uit een operationele versterker 31 en een condensator 32 opgebouwd kan zijn.

De uitgang van het filter 30 wordt toegevoerd aan de niet-inverterende ingangen van elk van een aantal comperatoren 33a, ..., 33p. Tussen een aansluitklem 33 met een referentiepotentiaal Vref en een aansluitklem 34 met nulpotentiaal is een serieschakeling van weerstanden 36a, ..., 36q met gelijke weerstandwaarden aangesloten. De knooppunten tussen de weerstanden 36 zijn aangesloten op de inverterende ingangen van de comparatoren 33. Door de uitgangssignalen van de zestien comperatoren 33 kunnen zestien verschillende signaalniveaus worden aangegeven. De uitgangen van de comperatoren 33 zijn gekoppeld met een klokgestuurd parallel-in-parallel-uit register 36, dat in reactie op elke puls een kloksignaal met een frequentie f geladen wordt met de uitgangssignalen van de comparators 33. De uitgangen van het register 36 zijn aangesloten op een 16-naar-4 kodeerschakeling 37 die door de uitgangen van het register 36 vertegenwoordigde signaalwaarden omzet in een 4-bits codes. De uitgangen van het register 36 worden elk verbonden met een stuuringang van stroombronnen 38a, ..., 38p. De stroombronnen 38 zijn van een soort die in reactie op stuursignaal met een voorafbepaald signaalniveau een stroom van voorafbepaalde sterkte opwekken. De door de stroombronnen 33 geleverde stromen worden opgeteld bij de signaalstroom I aan de ingang van het laagdoorlaatfilter 30.

De in figuur 3 getoonde schakeling is een als analoog/digitaal omzetter toegepaste sigma-delta modultator. Dit type analoog/digitaal omzetter heeft de eigenschap dat de spectraalcomponenten van de quantisatieruis R in hoofdzaak geconcentreerd zijn in het hoogfrequentie gedeelte van het ruisspectrum, zoals weergegeven in figuur 4. Indien de door het kloksignaal bepaalde herhalingsfrequentie van de door deze analoog/digitaal omzetter aan de uitgang van de 16-naar-4 kodeerschakeling 37 opgewekte 4-bits signaalwaarden u veel groter is dan de van het spectrum van het om te zetten analoge signaal, dan is de quantisatieruis in hoofdzaak buiten het signaalspectrum gelegen.

Bij een breedte van het signaalspectrum van 1,6 MHz, zoals gebruikelijk bij de uitlezing van CD-signalen is een herhalingsfrequentie van ongeveer 8,5 MHz bijzonder geschikt. Deze frequentie wordt bij voorkeur een geheel aantal malen de door CD-standaard voorgeschreven monsterherhalingsfrequentie van 44.1 kHz gekozen. In dat geval kunnen de beide frequenties afgeleid worden van een gemeenschappelijke frequentiebron.

Figuur 5 toont het bijbehorende frequentiespectrum van de reeksen van signaalwaarden aan de uitgang van de analoog/digitaal omzetter 16.

Het zij opgemerkt dat de in figuur 3 getoonde sigma-delta modulator slechts een van de vele mogelijke uitvoeringsvormen is zoals er bijvoorbeeld een van beschreven is in OS 4,775,851.

Figuur 6 toont een algemeen blokschema van de quantiserende schakeling 21, welke een quantisator 60 en een ruisherverdelingsfilter 61 omvat. De reeks signaalmonsters aan de ingang is aangegeven met u[n], terwijl de reeks signaalmonsters aan de uitgang is aangegeven met y[n]. Aan de quantisator 60 worden het door middel van optelling van u[n] en de reeks signaalmonster aan de uitgang van filter 61 verkregen reeks signaalwaarden x[n] toegevoerd. Het uitgangssignaal van de quantisator 60 fungeert als het uitgangssignaal y[n]. Aan de ingang van de filter 61 wordt een reeks signaalmonsters toegevoerd die bestaan uit het verschil tussen de signaalmonsters x[n] en y[n],

De z-getransformeerde Y(z) van de signaalmonsters y[n] kan als volgt worden uitgedrukt in de z-getransfomeerde U(z) van de signaalmonster u[n] en de z-getransfomeerde van de door de quantisering veroorzaakte ruis R(z)

waarin H(z) de overdrachtsfunktie van het filter 61 voorstelt en waarin c de versterkingsfactor van de quantisator 60 voorstelt. Indien het filter H(z) een laagdoorlaatkarakter heeft dan is H(z) nagenoeg gelijk aan 1 voor lage frequenties. Dan wordt

Hieruit blijkt dat de ruiscomponent in y[n] voor lage frequenties zeer klein is.

Figuur 7 toont een aantrekkelijke practische uitvoeringsvorm van de quantiserende schakeling 21, welke een optelschakeling 70, een klok gestuurd parallel-in-parallel-uit register 71 en een twee-ingangs EN-poort 72 omvat. De optelschakeling 70 is een 6-bits opteller. De 6-bits signaalwaarden aan de uitgang van de opteller 70 worden toegevoerd aan de parallel-in-parallel-uit register 71 dat met het kloksignaal met frequentie f wordt aangestuurd. De uitgangen van register 71 worden toegevoerd aan ingangen B van de opteller 70, terwijl aan de ingangen A van op de opteller 70 het 4-bits uitgangssignaal van de analoog/digitaal omzetter 16 wordt toegevoerd. Een overloopsignaal, dat door de optelschakeling 70 wordt opgewekt in het geval dat het resultaat van de optelling groter is dan de maximaal met 6-bits aan te geven waarde, wordt toegevoerd aan een ingang van de EN-poort, terwijl aan de andere ingang van de EN-poort een kloksignaal wordt toegevoerd met frequentie fl die gelijk is aan f/4.

Met de in figuur 7 getoonde quantiserende schakeling wordt dus de reeks van 4-bits signaalwaarden u met een herhalingsfrequentie van f omgezet in een reeks van'1-bits signaalwaarden y met een frequentie van f/4. De opteller 70 vormt tezamen met het register 71 een ruisherverdelingsfilter, met een laagfrequente doorlaatkarakteristiek, zodat de door de quantisering veroorzaakte laagfrequente ruis in de 1-bits signaalmonsters zeer klein is. Door de verlaging van de herhalingsfrequentie zullen de verschillende deelspectra van de signaalmonsters elkaar gedeeltelijk overlappen (zie figuur 11), hetgeen resulteert in een extra verstoring van de hoogfrequente informatie in het 1-bits signaal. Daar echter over de afleiding van de stuursignalen SR en SF slechts de laagfrequent informatie van belang is, is deze extra verstoring geen bezwaar. Zoals uit het voorgaande blijkt wordt door de quantiserende schakeling 21 de ruiscomponent voor de laagfrequent informatie nauwelijks vergroot, het uitgangssignaal van de quantiserende schakeling wordt toegevoerd aan het decimerende filter 22, dat uitsluitend de laagfrequent informatie onttrekt uit het uitgangssignaal van de quantiserende schakeling 21. Figuur 8 toont een algemeen blokschema van een decimerend filter, dat in zijn algeneenheid een laagdooxlaat filter 80 en herhalingsfreguentie verlagende schakeling 81 (Engels: down sampling circuit) omvat.

Figuur 9 toont een impuls response h[n] van een tweede orde laagdoorlaat filter dat eenvoudig is te realiseren. De relatie tussen het ingangssignaal y[n] en het uitgangssignaal v'[n] voor een filter met een dergelijke inpulssignaal kan als volgt worden geschreven

) Aannemende dat de frequentie verlagende schakeling de herhalingsfrequentie met een factor N verlaagd wordt dan behoeft het laagdoorlaat filter slechts één keer per N-ingangssignaalwaarden een uitgangssignaalwaarde af te leveren. De eerste term van de hiervoor weergegeven relatie tussen v'[n] en x[n] kan worden verkregen door » achtereenvolgens de N opeenvolgende signaalwaarden y[n - i] te vermenigvuldigen met de coëfficiënten (i + 1) en de resultaten van de vermenigvuldiging bij elkaar op te tellen. De tweede term uit deze relatie kan worden verkregen door de binnenkomende signaalwaarden y[n] over N-klokpulsen te vertragen en de vertraagde signaalwaarden i y[n - i - N] te vermenigvuldigen met de coëfficiënten (N - 1 - i), en de resultaten van de vermenigvuldigen en bij elkaar op te tellen.

Door de vertraging over N-klokpulsen kunnen twee deelproducten tegelijkertijd bepaald worden. Het zij opgeraerkt dat de waarde van de coëfficiënten ( i + 1) de complementaire waarde van de coëfficiënten (N - 1 - i) plus 1 zijn, zodat de coëfficiënten eenvoudig uit elkaar af te leiden zijn.

Figuur 10 toont een uitvoeringsvorm van de decimerend filter 22 dat van deze eigenschappen gebruik maakt. Het getoonde decimerende filter is van het zogeheten "integrate and dump"-type, dat bijvoorbeeld is beschreven door Candy: “Decimation for sigma-delta modulation" IEEE trans, on comm 1, vol COM 34 pp. 72-76, January 1986.

Het 1-bits-ingangssignaal y van het decimerende filter in figuur 10 wordt over N-klokpulsen vertraagd met behulp van een N-bit schuifregister 100 dat gestuurd wordt door het kloksignaal met frequente fl. Verder omvat het filter een teller 101 met het telbereik N voor het opwekken van de coëfficiënten (N - i - 1). De teller 201 telt de pulsen van het kloksignaal met de frequentie fl. Verder is de teller 101 voorzien van een terugstelingang voor het op nul stellen van de teller. Aan de terugstelingang wordt een terugstelpuls met een frequentie fl/N aangeboden. De telstand van de teller wordt aangeboden aan een EN-poortschakeling 102 . Door middel van een inversteerschakeling 103 wordt de complementaire waarde van de telstand opgewekt. De complementaire waarde van de telstand wordt toegevoerd aan een EN-poortschakeling 104.

De 1-bits-signaalmonsters y worden eveneens toegevoerd aan EN-poortschakeling 104. De EN-poortschakeling 104 is zo uitgevoerd dat afhankelijk van de logische waarde van ontvangen signaalmonster y de complementaire waarde van de telstand al dan niet aan de uitgangen van de EN-poortschakeling 104 wordt doorgegeven.

De over N-klokpulsen vertraagde signaalmonsters y aan de uitgang van het schuifregister 100 worden toegevoerd aan de EN-poortschakeling 102, die afhankelijk van de logische waarde van het ontvangen signaalmonster de telstand al dan niet doorgeeft aan zijn uitgangen. De uitgangen van de EN-poortschakelingen zijn aangesloten op een OF-poortschakeling 105, die als gevolg van het feit dat de aangeboden signalen eikaars complement zijn als optelschakeling fungeert. Het resultaat aan de uitgang van de OF-poortschakeling 105 wordt toegevoerd aan optelschakeling 106. De uitgangen van de optelschakeling 106 zijn via een klokgestuurd parallel-in-parallel-uit register 107 en een multiplexschakeling 108 gekoppeld met ingangen B van de optelschakeling 106. Het register 107 wordt door het kloksignaal met de frequentie fl gestuurd. De multiplexschakeling 108 heeft twee stel parallel-ingangen A en B, waarbij de ingangen B zijn aangesloten op de uitgangen van register 107, en waarbij aan de ingangen A de signaalwaarde 0 wordt toegevoerd. De multiplexschakeling 108 wordt gestuurd door een kloksignaal met een frequentie fl/N, zodanig dat elke N-klokpulsen van het signaal fl de signaalwaarde 0 aan de ingangen B van de optelschakeling 106 worden aangeboden. Verder wordt de signaalwaarde y nog aan de "carry"-ingang Cin van de optelschakeling 106 toegevoerd. Dit is noodzakelijk omdat de coëfficiënt die door de uitgangen van inverteerschakeling 103 worden vertegenwoordigd in feite 1 te laag is. Immers de coëfficiënten (i + 1) is niet de complementaire waarden van (N - 1 - i) maar deze complentaire waarde plus 1. De optelschakeling 106, het register 107 en de multiplexschakeling 108 vormen tezamen een sommatieschakeling waarin telkens de som van N opeenvolgende signaalwaarden aan de uitgang van OF-poortschakeling 105 wordt bepaald. Het eindresultaat van de sommatie wordt net een frequentie van fl/N ingelezen in een parallel-in-parallel-uit register 109. De signaalwaarde aan de uitgangen van het register 109 is de signaalwaarde v, die de laagfrequent informatie van de signaalstroom I vertegenwoordigt. Omdat de signaalwaarden y slechts 1-bit-signaalwaarden zijn, kan het decimerend filter bijzonder eenvoudig worden uitgevoerd, immers voor de bepaling van de deelproducten (i + 1) y[n - i] en (n - 1 - i) y(n - i - N) voor de vermenigvuldigen volstaan kan worden met EN-poortschakelingen.

Het in figuur 10 getoonde decimerende filter heeft een tweede orde laagdoorlaat karakteristiek. Het zal duidelijk zijn dat ook filters met een hogere laagdoorlaat karakteristiek gebruikt kunnen worden. Ook behoeft het decimerend filter niet van het type "integrate and dump" te zijn maaar kunnen ook andere type decimerende filters gebruikt worden.

Figuur 12 toont een schakeling waarin de filters 22a, 22b, 22c en 22d in een gemeenschappelijke schakeling zijn ondergebracht, waarbij de voor de berekeningen benodigde hardware slechts eenmaal is uitgevoerd. In figuur 12 zijn de elementen die overeenkomen met die in figuur 10 met dezelfde verwijzingscijfers aangeduid. In plaats van teller 100 is een gemodificeerde teller 101' toegepast waarvan vergeleken met teller 100 het telbereik met 2 bits is uitgebreid. Bovendien wordt het kloksignaal f met een frequentie van 4 maal fl aangeboden aan de telingang van teller 101'. De twee minst significante bits van de telstand worden gebruikt voor het besturen van een vierkanaals multiplexschakeling 120. Aan de ingangen van de multiplexschakeling 120 worden de signaalwaarden ya, yb, yc en yd aangeboden, welke onder invloed van de door de teller 101' geleverde stuursignalen beurtelings aan de uitgang van de multiplexschakeling 120 worden doorgegeven. Verder is in de schakeling van figuur 12 een 4N-bits-schuifregister 100' in plaats van het N-bits-schuifregister 100 toegepast. Bovendien zijn de registers 107 en 109 vervangen door respectievelijk een pijplijn van registers 107a, 107b, 107c en 107d en een pijplijn van registers 109a, 109b, 109c, en 109d. De aldus verkregen schakeling berekent in tijdmultiplex de signaalwaarden va, vb, vc en vd, hetgeen het voordeel heeft dat de hoeveelheid benodigde hardware die nodig is voor de berekening van de signaalwaarden va, vb, vc en vd aanzienlijk is verminderd.

De rekenschakeling berekent aan de hand van de signaalwaarden va, vb, vc en vd een somsignaalwaarde SS, een spoorvolgfoutsignaalwaarde RE en een focusfoutsignaalwaarde FE volgens de onderstaande relaties: SS = va + vb + vc + vd RE = (va + vb) - (vc + vd) FE = (va + vd) - (vb + vc).

Hieruit worden op een gebruikelijke wijze de stuursignaalwaarden SR en SF afgeleid.

Het zal duidelijk zijn dat het in principe ook mogelijk is om de signaalwaarden SS, RE en FE te verkrijgen door het lineair combineren van de signaalwaarden ua, ub, uc en ud en vervolgens de laagfrequent-component van de resultaten van de lineaire combinaties af te leiden met behulp van quantiserende schakelingen en decimerende filters. Ook is het mogelijk om uit de signalen ua, ub, uc en ud een extra spoorvolgfoutsignaal RE* af te leiden met hogere bandbreedte dan signaal RE door eerst ua, ub, uc en ud lineair te combineren en vervolgens signaalcomponenten buiten de gewenste grotere bandbreedte te verwijderen door middel van een quantiserende schakeling en een decimerend filter. Een dergelijk "breedbandig" spoorvolgfoutsignaal is bij uitstek geschikt voor het besturen van een radiële verplaatsing van de leeskop 6 over grotere afstanden.

Figuur 13 toont een uitvoeringsvorm de digitaal-analoog omzetter 24 die vanwege de geringe hoeveelheid benodigde hardware aantrekkelijk is. De getoonde digitaal-analoog omzetter 24 omvat een klokgestuurd parallel-in-parallel-uit register 130 voor het ontvangen van de om te zetten signaalwaarden. Het register 130 wordt gestuurd met het kloksignaal met de frequentie fl/N. De uitgang van het register 130 wordt toegevoerd aan een sommatieschakeling welke is opgebouwd uit een optelschakeling 131 en een parallel-in-parallel-uit register 132, dat door het kloksignaal met de frequentie f wordt gestuurd. Het overloop-signaal dat aangeeft dat het resultaat van de door de optelschakeling 131 uitgevoerde optelling groter is dan het optelbereik wordt toegevoerd aan een analoog laagdoorlaatfilter 133. De getoonde digitaal-analoog omzetter is er een van het zogeheten "noise-shaping" type, waarbij een reeks van signaalwaarden net een lage herhalingsfrequentie wordt omgezet in een reeks signaalwaarden met minder bits en een hogere herhalingsfrequentie, en wel zodanig dat de door de vermindering van het aantal bits geïntroduceerde quantisatieruis hoofdzakelijk spectraalcomponenten in het hoogfrequente gedeelte van het spectrum zijn gelegen. Deze ruiscomponenten worden verwijderd door het laagdoorlaatfilter, waarna een nagenoeg ruisvrij analoog signaal wordt verkregen.

De uitvinding is geïllustreerd aan de hand van een optische uitleesinrichting met een leeskop waarbij de bepaling van de focusfout volgens de zogeheten "foeault"-methode geschiedt. Het zal duidelijk zijn dat de uitvinding zondermeer toepasbaar is bij uitleesinrichtingen waarbij andere methodes voor het bepalen van de focusfout worden toegepast, zoals bijvoorbeeld de zogeheten "astigmatische" methode waarbij de door de registratiedrager gereflecteerde bundel op een zogeheten vier-kwadranten detektor wordt gericht.

Verder zij het opgemerkt dat de getoonde uitvoeringsvorm een enkelstrals optische uitleesinrichting is, waarbij het spoorvolgfoutsignaal door middel van een zogeheten "PUSH-PULL" detektie wordt bepaald. De uitvinding is echter ook toepasbaar voor de zogeheten 3-straals optische uitleesinrichtingen, waarbij voor de bepaling van het spoorvolgfoutsignaal twee additionele stralingsbundels worden gebruikt, welke met behulp van twee extra, stralingsgevoelige, detektoren worden gedetekteerd. Voor de omzetting van de signaalstromen die door deze twee extra detektoren worden opgewekt, zijn dan twee extra analoog/digitaal omzetters nodig.

Verder is de uitvinding niet beperkt tot optische uitleesinrichtingen, maar kan ook worden toegepast voor magnetische uitleesinrichtingen waarbij uit de detectiesingalen behalve het datasignaal eveneens stuursignalen voor de sturing in de aftasting worden afgeleid uit het laagfreguente componenten van de detectiesignalen.

Claims (7)

1. Inrichting voor het uitlezen van een op een registratiedrager aangebracht informatiepatroon, welke inrichting is voorzien van een leeskop voor het aftasten van het informatiepatroon, welke leeskop detektoren omvat voor het opwekken van door het afgetaste informatiepatroon bepaalde, detectiesignalen, welke inrichting verder is voorzien van een signaalverwerkingsschakeling voor het verwerken van de detectiesignalen, welke schakeling is voorzien van tenminste één analoog/digitaal omzetter voor het omzetten van de detectiesignalen in reeksen van n-bit signaalwaarden met een bepaalde herhalingsfrequentie, met n een geheel getal groter dan 1, met het kenmerk dat de signaalverwerkingsschakeling tenminste een quantiserende schakeling omvat voor het omzetten van de reeksen van n-bit signaalwaarden in reeksen van m-bit signaalwaarden, met m een getal kleiner dan n, waarbij de quantiserende schakeling een quantisatieruisherverdelingsfilter omvat voor het concentreren van de spectraal componenten van de bij de quantisering veroorzaakte quantisatieruis in het hoogfrequent gedeelte van het quantisatieruisspectrum, waarbij de signaalverwerkingsschakeling verder is voorzien van tenminste één decimerend filter voor het omzetten van de reeksen van m-bit signaalwaarden in reeksen van p-bits signaalwaarden, waarbij p een geheel getal is dat groter is dan n, en waarbij de herhalingsfrequentie van de p-bits signaalwaarden lager is dan die van de m-bits signaalwaarden.

2. üitleesinrichting volgens conclusie 1, met het kenmerk dat de analoog/digitaal omzetter een sigma-delta modulator omvat.

3. üitleesinrichting volgens conclusie 1 of 2, met het kenmerk dat m gelijk aan 1 is.

4. üitleesinrichting volgens een der voorgaande conclusies, met het kenmerk dat de quantiserende schakeling is ingericht voor het opwekken van de reeksen voor m-bit signaalwaarden met een monsterherhalingsfrequentie die lager is dan de herhalingsfrequentie voor de reeksen n-bit signaalwaarden, waarbij de herhalingsfrequentie van de m-bit signaalwaarden tussen tweemaal en eenmaal de bandbreedte van de detectiesignalen is gelegen.

5. Uitleesinrichting volgens conclusies 1, 2, 3 of 4 met het kenmerk dat de uitleesinrichting is ingericht voor het met behulp van een aftastbundel aftasten van een optisch detekteerbaar informatiepatroon, waarbij de detectoren foto-electrische omzetters zijn, waarbij de leeskop is voorzien van een optisch stelsel voor het via het informatiepatroon richten van een stralingsbundel op de foto-electrische omzetters.

6. Uitleesinrichting volgens conclusie 4, met het kenmerk dat het informatiepatroon een EFM-gemoduleerd signaal volgens een CD-standaard vertegenwoordigt, waarbij de herhalingsfrequentie van n-bits signaalmonster gelijk is aan een veelvoud van de door de CD-standaard voorgeschreven bemonsteringsherhalingsfrequentie (44.1 kHz) is.

7. Signaalverwerkingsschakeling voor toepassing in een der voorgaande conclusies.