CN1612485A

CN1612485A - 德耳塔－西格玛调制装置

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Publication number: CN1612485A
Application number: CNA2004100877772A
Authority: CN
Inventors: 横山明夫; 小林仁; 犬饲文人
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-10-28
Filing date: 2004-10-28
Publication date: 2005-05-04
Anticipated expiration: 2024-10-28
Also published as: CN100472968C; JP3718706B2; US20050088327A1; JP2005136450A; US7084797B2

Abstract

将第1个2次或其以上的Δ－∑调制器与具有陷波特性的第2个2次或其以上的Δ－∑调制器级联连接，将第1个Δ－∑调制器的输出的延迟信号与第2个Δ－∑调制器的输出的微分信号相加。使从第1个Δ－∑调制器的输出部向输入部的反馈量与从第2个Δ－∑调制器的输出部向输入部的反馈量相等。

Description

德耳塔-西格玛调制装置

技术领域

本发明涉及适用于在音响、通信等领域中使用的德耳塔-西格玛(Δ-∑)型模拟-数字(AD)转换器的Δ-∑调制装置。更特定地说，本发明涉及将两级或其以上的Δ-∑调制器进行了级联连接的Δ-∑调制装置。

背景技术

迄今，每每被称为Δ-∑型AD转换器的重复取样AD转换器已众所周知。Δ-∑型AD转换器在以极高的重复取样速率将模拟信号数字化的同时，完成将噪声推向高频区的噪声整形，并在噪声整形后进行数字滤波处理。据此，Δ-∑型AD转换器可以实现比Δ-∑调制器的量子化输出为高的有效分辨率。其后。利用抽选技术，有效取样速率返回到奈奎斯特速率。

图2是示出一般的级联型Δ-∑AD转换器的方框图。在图2中，符号A1、A2、A3分别表示Δ-∑调制器。该Δ-∑调制器A1、A2、A3由1次或2次Δ-∑调制器构成，相互级联连接，模拟输入AIN从外部提供给第1级Δ-∑调制器A1。

已知1次或2次Δ-∑调制器是稳定的。因此，将多个1次或2次Δ-∑调制器级联连接，其结果是通过使用高次调制器，增加了噪声整形效果，降低了通频带的噪声电平。

符号Δ1、Δ2表示分别对Δ-∑调制器A1、A2的输出信号进行微分的微分器。符号F表示从第1级Δ-∑调制器A1的输出信号中减去微分器Δ1、Δ2的输出信号的加法器。符号DF表示对加法器F的输出信号进行抽选处理的数字抽选滤波器。符号T表示使数字抽选滤波器DF的输出信号延时的延迟器。从延迟器D得到数字输出DOUT。

这样，设置了微分器Δ1、Δ2和加法器F，对第1级Δ-∑调制器A1的输出信号和第2级、第3级Δ-∑调制器A2、A3的输出信号的微分信号进行了相加合成。据此，消除了前级Δ-∑调制器A1的量子化噪声，将末级Δ-∑调制器A3的量子化噪声推向高频区，其后，用数字抽选滤波器DF降低推到高频侧的噪声。其结果是可以实现高的信号噪声比(SN比)。

图3是示出一例现有技术的Δ-∑调制装置的方框图。该Δ-∑调制装置具有将两级2次Δ-∑调制器(噪声整形电路)级联连接的结构。此技术在特公平08-028666号公报和美国专利第5061928号说明书等中有记述。

在图3中，标号1表示输入端子，标号3、6、14、17、26、28分别表示加法器，标号5、7、16、18分别表示积分器，标号8、19分别表示量子化器。标号100、101分别表示数字-模拟(DA)转换器。标号11、12、13、21、22、25分别表示运算器，标号9、10分别表示延迟器，标号23、24分别表示微分器。标号27表示输出端子。

加法器3从由输入端子1施加的模拟信号中减去由DA转换器100输出的模拟信号。

积分器5对从加法器3输出的模拟信号进行积分。加法器6从由积分器5输出的模拟信号中减去由DA转换器100输出的模拟信号。积分器7对从加法器6输出的模拟信号进行积分。量子化器8输出与从积分器7输出的模拟信号对应的数字信号。DA转换器100输出与量子化器8的数字输出信号相应的模拟信号，并将其输入到加法器3、6。

运算器11是决定从量子化器8向加法器3的模拟反馈量的装置，它使DA转换器100的模拟输出信号成为a1倍，输入到加法器3。运算器12是决定从量子化器8向加法器6的模拟反馈量的装置，它使DA转换器100的模拟输出信号成为a2倍，输入到加法器6。

加法器28从由积分器7输出的模拟信号中减去由DA转换器100输出的模拟信号。

第1级Δ-∑调制器A1由以上结构构成。

运算器13对从加法器28输出的模拟信号进行比例变换，使其成为1/c倍输出。加法器14从由运算器13输出的模拟信号中减去由DA转换器101输出的模拟信号。积分器16对从加法器14输出的模拟信号进行积分。加法器17从由积分器16输出的模拟信号中减去由DA转换器101输出的模拟信号。积分器18对从加法器17输出的模拟信号进行积分。量子化器19输出与从积分器18输出的模拟信号对应的数字信号。DA转换器101输出与量子化器19的数字输出信号相应的模拟信号，并将其输入到加法器14、17。

运算器21是决定从量子化器19向加法器14的模拟反馈量的装置，它使DA转换器101的模拟输出信号成为a3倍，输入到加法器14。运算器22是决定从量子化器19向加法器17的模拟反馈量的装置，它使DA转换器101的模拟输出信号成为a4倍，输入到加法器17。

第2级Δ-∑调制器A2由以上结构构成。

延迟器9、10被级联连接，将量子化器8的数字输出信号延迟2个时钟部分。微分器23、24被级联连接，对量子化器19的模拟输出信号进行微分。微分器Δ1由以上结构构成。

运算器25对微分器Δ1的输出信号进行比例变换，使其成为c倍输出。

加法器26将延迟器10的输出信号与运算器25的输出信号相加，供给输出端子27。

在如上的结构中，Δ-∑调制装置以如下方式进行工作。即，由加法器3从施加至输入端子1的模拟输入信号中减去用运算器11使DA转换器100的模拟输出信号成为a1倍的信号。加法器3的模拟输出信号被积分器5积分。

由加法器6从积分器5的模拟输出信号中减去用运算器12使DA转换器100的模拟输出信号成为a2倍的信号。加法器6的模拟输出信号被积分器7积分。

积分器7的输出信号被量子化器8进行模拟-数字转换，经延迟器9、10输入到加法器26。

由加法器28从积分器7的输出信号中减去DA转换器100的模拟输出信号。据此，仅量子化器1的量子化噪声被施加至下一级Δ-∑调制器(2次噪声整形调制器)。这时，加法器28的输出信号被运算器13进行比例变换。即，加法器28的输出信号的电压电平被运算器13缩小为1/c(c＞1)。

然后，由加法器14从被运算器13进行了比例变换的模拟信号中减去用运算器21使DA转换器101的模拟输出信号成为a3倍的信号。加法器14的模拟输出信号被积分器16积分。

由加法器17从积分器16的模拟输出信号中减去用运算器22使DA转换器101的模拟输出信号成为a4倍的信号。加法器17的模拟输出信号被积分器18积分。

积分器18的输出信号由量子化器19进行模拟-数字转换，用微分器23、24进行微分后，被进行比例变换的运算器26转变为c倍，输入到加法器26。

然后，在加法器26中延迟器10的输出信号与运算器25的输出信号相加，从输出端子27输出。

这里，从输入端子1到量子化器8的输出端构成2次Δ-∑调制器A1。另外，从运算器13的输入端到量子化器19的输出端构成2次Δ-∑调制器A2。

设该Δ-∑调制器A1的输入为X，输出为y1，Δ-∑调制器A2的输出为y2，量子化器8的量子化噪声为E1，量子化器19的量子化噪声为E2，运算器11、21的增益系数a1、a2的值分别为1，运算器12、22的增益系数a3、a4的值分别为2，则Δ-∑调制器A1的输出y1可用下面的式(1)表示。

y1＝Z²X+(1-Z^-1)²E1 ………(1)

另一方面，量子化器19的输出y2可用下面的式(2)表示。

y2＝-Z^-2E1/C+(1-Z^-1)²E2 ………(2)

另外，构成比例变换因子的运算器25的输出y3可用下面的式(3)表示。

y3＝-(1-Z^-1)²Z^-2E1+C(1-Z^-1)⁴E2 ………(3)

因此，在输出端子27上呈现的输出y可用下面的式(4)表示。

y＝Z^-4X+C(1-Z^-1)⁴E2 ………(4)

如业内人士熟知的那样，输出的量子化噪声仅仅是对后级的量子化器19的量子化噪声向4次高频区的进行了整形的噪声。

图4是示出其他现有技术的方框图。关于该例，在特开平07-202707号公报中有记述。其详细说明从略，而它与图3所不同的是，删除了将第1级Δ-∑调制器A1与第2级Δ-∑调制器A2进行级联连接时的加法器28，代之以设置了数字加法器29A，用数字加法器29A进行与加法器28的处理相同的处理。据此，可以减少电容器数量，求得制造成本的降低。

迄今，就级联连接型Δ-∑调制器而言，为了达到良好的分辨率，各Δ-∑调制器的特性必须严格地一致。特别是当模拟部件的特性未严格匹配时，会发生未被消除的量子化噪声泄漏到通频带内的不良情况。

已知对Δ-∑调制器的模拟电路一般多使用开关电容电路，其特性因电容器失配等而变坏。为了抑制这种特性变坏，亦即由于将裕量取得多一些，增多了Δ-∑调制器的次数。

下面根据图3进行说明。设输入为X，量子化器8的输出为y1，则下面的式(5)成立。

y1＝{Z²X+(1-Z^-1)²E1}/{1+(a2-2)Z^-1+(1+a1-a2)Z^-2}

………(5)

另外，设量子化器19的输出为y2，则下面的式(6)成立。

y2＝{-Z^-2E1/C+(1-Z^-1)²E2}/{1+(a4-2)Z^-1+(1+a3-a4)Z^-2}

………(6)

因此，加法器26的输出y可用下面的式(7)表示。

y＝Z^-2y1+C(1-Z^-1)²y2

＝{Z^-4X+Z^-2(1-Z^-1)²E1}/{1+(a2-2)Z^-1+(1+a1-a2)Z^-2}

+(1-Z^-1)²{-Z^-2E1+C(1-Z^-1)²E2}/{1+(a4-2)Z^-1+(1+a3-a4)Z^-2}

………(7)

这里，当注意到量子化噪声E1项的系数k＝Δy/ΔE1时，可得到式(8)

k＝Z^-3(1-Z^-1)²[(a4-a2)+(a3-a1-a4+a2)Z^-1]/

[1+(a2-2)Z-¹+(1+a1-a2)Z^-2]{1+(a4-2)Z^-1+(1+a3-a4)Z^-2}

………(8)

这里，当a4＝a2＝2，a3＝a1＝1时，k为0，式(7)与式(4)一致。但是，现在若假设a4-a2＝a3-a1＝ΔA，则成为式(9)。

k＝ΔAZ^-3(1-Z^-1)²/

[1+(a2-2)Z^-1+(1+a1-a2)Z^-2]{1+(a4-2)Z^-1+(1+a3-a4)Z^-2}

……(9)

因此，可以明白，尽管本来希望有4次噪声整形效果，但只进行了使量子化噪声E1衰减的2次噪声整形，因而特性变坏。关于图4，情况也一样。

发明内容

本发明的目的在于：在Δ-∑调制装置中以前级的量子化器的噪声未完全被数字电路消除的事实为前提，提供能够在后级对前级的量子化噪声充分进行必要的噪声整形的Δ-∑调制装置。

本发明的另一个目的在于：提供能够尽可能地减少模拟加法器、数字加法器的数目，并使前级的量子化噪声最小的Δ-∑调制装置。

本发明的又另一个目的在于：提供即使存在各级调制器的失配，也能够减少由此引起的对整体特性的影响，以求得量子化噪声降低的Δ-∑调制装置。

为解决上述课题，本发明的第1方面的Δ-∑调制装置具备第1Δ-∑调制器、第2Δ-∑调制器和信号合成器。

第1Δ-∑调制器包含第1和第2加法器、第1和第2积分器、第1量子化器和第1DA转换器。第2Δ-∑调制器包含第3和第4加法器、第3和第4积分器、第2量子化器和第2DA转换器。信号合成器对第1Δ-∑调制器的输出信号和第2Δ-∑调制器的输出信号进行合成。

第1加法器从由外部输入的模拟输入信号中减去第1DA转换器的模拟输出信号。第1积分器对第1加法器的模拟输出信号进行积分。第2加法器从第1积分器的模拟输出信号中减去第1DA转换器的模拟输出信号。第2积分器对第2加法器的模拟输出信号进行积分。第1量子化器输出与第2积分器的模拟输出信号相应的数字信号。第1DA转换器输出与第1量子化器的数字输出信号相应的模拟信号，将其输入到第1和第2加法器。

第3加法器从第2积分器的模拟输出信号中减去第2DA转换器的模拟输出信号和第4积分器的模拟输出信号。第3积分器对第3加法器的模拟输出信号进行积分。第4加法器从第3积分器的模拟输出信号中减去第2DA转换器的输出信号。第4积分器对第4加法器的模拟输出信号进行积分。第2量子化器输出与第4积分器的模拟输出信号相应的数字信号。第2DA转换器输出与第2量子化器的数字输出信号相应的模拟信号，将其输入到第3和第4加法器。

信号合成器将第1量子化器的使其数字输出信号延迟了的信号与对第2量子化器的数字输出信号进行了微分和比例变换的信号相加并输出。

在上述结构中，从第1量子化器向第1加法器输入的模拟信号的反馈量与从第2量子化器向第3加法器输入的模拟信号的反馈量最好相等。当这样构成时，SN比良好。假如不相等，例如如图10所示，ΔA不为0，由于初级量子化器的噪声较多地泄漏至最后输出，因而SN比变差。

按照此结构，将前面的2次Δ-∑调制器的量子化器的输入端直接与下一级的具有陷波特性的2次Δ-∑调制器连接，进行使初级量子化器的噪声最小的4次噪声整形。据此，可以实现高SN比。另外，可以减轻也具有级联型的缺点的由各级调制器的不一致引起的特性变坏，以及实现成本降低。

另外，由于后级的Δ-∑调制器具有陷波特性，因而即使是相同的次数，若选择最佳的陷波点，也可以得到比不具有陷波特性的Δ-∑调制器高的SN比。

本发明的第2部分的Δ-∑调制装置具备第1Δ-∑调制器、第2Δ-∑调制器和信号合成器。

第1Δ-∑调制器包含第1和第2加法器、第1和第2积分器、第1量子化器、第1DA转换器。

第2Δ-∑调制器包含第3和第4加法器、第3和第4积分器、第2量子化器、第2DA转换器。

信号合成器对第1Δ-∑调制器的输出信号和第2Δ-∑调制器的输出信号进行合成。

第3加法器从第2积分器的模拟输出信号中减去第2DA转换器的模拟输出信号。第3积分器对第3加法器的模拟输出信号进行积分。第4加法器从第3积分器的模拟输出信号中减去第2DA转换器的输出信号。第4积分器对第4加法器的模拟输出信号进行积分。第2量子化器输出与第4积分器的模拟输出信号相应的数字信号。第2DA转换器输出与第2量子化器的数字输出信号相应的模拟信号，将其输入到第3和第4加法器。

在上述结构中，从第1量子化器向第1加法器输入的模拟信号的反馈量与从第2量子化器向第3加法器输入的模拟信号的反馈量最好相等。

按照此结构，通过将前面的2次Δ-∑调制器的量子化器的输入端直接与下一级的2次Δ-∑调制器连接，进行使初级量子化器的噪声最小的4次噪声整形，可以实现高SN比。另外，可以减轻也具有级联型的缺点的由各级调制器的不一致引起的特性变坏，以及实现成本降低。如上所述，按照本发明，对将多个Δ-∑调制器级联连接的Δ-∑调制装置，通过将前面的2次Δ-∑调制器的量子化器的输入端直接与下一级的2次Δ-∑调制器连接，进行使初级量子化器的噪声最小的4次噪声整形，可以提供能实现高SN比的Δ-∑调制装置。另外，可以提供能减轻也具有级联型的缺点的由各级调制器的不一致引起的特性变坏，以及能实现成本降低的Δ-∑调制装置。

附图说明

图1是示出本发明实施例的Δ-∑调制装置的结构的方框图。

图2是示出Δ-∑调制装置的现有技术的方框图。

图3是示出Δ-∑调制装置的现有技术的具体电路结构的第1个例子的方框图。

图4是示出Δ-∑调制装置的现有技术的具体电路结构的第2个例子的方框图。

图5是示出具有陷波特性的2次Δ-∑调制器的结构的方框图。

图6是示出积分器和量子化器的第1个具体例的电路图。

图7是示出积分器和量子化器的第2个具体例的电路图。

图8A和图8B是示出本发明的Δ-∑调制装置的量子化噪声谱的特性图。

图9是示出本发明的Δ-∑调制装置的理想SN比的特性图。

图10是示出本发明和现有技术的Δ-∑调制装置的量子化噪声谱的特性图。

图11是示出图6的积分器的工作的时序图。

具体实施例

以下参照附图说明本发明的实施例。

图1是示出本发明实施例的Δ-∑调制装置的结构的方框图。该Δ-∑调制装置具有将两级2次Δ-∑调制器(噪声整形电路)级联连接的结构。以下依据图进行说明。

在图1中，标号1表示输入端子。标号2、4、13、15分别表示运算器，标号3、6、14、17、26分别表示加法器，标号5、7、16、18分别表示积分器，标号8、19分别表示量子化器。标号100、101分别表示数字-模拟(DA)转换器。标号11、12、20、21、22、25分别表示运算器，标号9、10分别表示延迟器，标号23、24分别表示微分器。标号27表示输出端子。

加法器3从由输入端子1施加的模拟信号中减去由DA转换器100输出的模拟信号。积分器5对从加法器3输出的模拟信号进行积分。加法器6从由积分器5输出的模拟信号中减去由DA转换器100输出的模拟信号。积分器7对从加法器6输出的模拟信号进行积分。量子化器8输出与从积分器7输出的模拟信号对应的数字信号。DA转换器100输出与量子化器8的数字输出信号相应的模拟信号，并将其输入到加法器3、6。运算器2是对从输入端子1施加的模拟信号进行比例变换的装置，它使上述模拟信号成为b1倍，输入到加法器3。运算器11是决定从量子化器8向加法器3的模拟反馈量的装置，它使DA转换器100的模拟输出信号成为a1倍，输入到加法器3。运算器4是对从加法器3输出的模拟信号进行比例变换的装置，它使上述模拟信号成为c1倍，输入到积分电路5。运算器12是决定从量子化器8向加法器6的模拟反馈量的装置，它使DA转换器100的模拟输出信号成为a2倍，输入到加法器6。第1级Δ-∑调制器A1由以上结构构成。

运算器13是对从积分器7输出的模拟信号进行比例变换的装置，它使上述模拟信号成为b2倍，输入到加法器14。加法器14从由运算器13输出的模拟信号中减去由DA转换器101输出的模拟信号和由积分器18输出的模拟信号。积分器16对从加法器14输出的模拟信号进行积分。加法器17从由积分器16输出的模拟信号中减去由DA转换器101输出的模拟信号。积分器18对从加法器17输出的模拟信号进行积分。量子化器19输出与从积分器18输出的模拟信号对应的数字信号。DA转换器101输出与量子化器19的数字输出信号相应的模拟信号，并将其输入到加法器14、17。运算器15是对从加法器14输出的模拟信号进行比例变换的装置，它使上述模拟信号成为c2倍，输入到积分电路16。运算器21是决定从量子化器19向加法器14的模拟反馈量的装置，它使DA转换器101的模拟输出信号成为a3倍，输入到加法器14。运算器22是决定从量子化器19向加法器17的模拟反馈量的装置，它使DA转换器101的模拟输出信号成为a4倍，输入到加法器17。运算器20是决定从积分器18向加法器14的反馈量的装置，它使积分器18的模拟输出信号成为g2倍，输入到加法器14。具有陷波特性的第2级Δ-∑调制器A2由以上结构构成。

运算器25对微分器Δ1的输出信号进行比例变换，使其成为1/(b2c2)倍后输出。

加法器26相当于图2的加法器F，将延迟器10的输出信号与运算器25的输出信号相加，供给输出端子27。

在如上的结构中，Δ-∑调制装置以如下方式工作。即，在初级Δ-∑调制器A1中，由加法器3从用运算器2使施加至输入端子1的模拟输入信号成为b1倍的信号中减去用运算器11使DA转换器100的模拟输出信号成为a1倍的信号。加法器3的模拟输出信号在用运算器4成为c1倍后，被积分器5积分。

积分器7的输出信号被量子化器8进行模拟-数字转换，经延迟器9、10，输入到加法器26。

积分器7的输出信号被施加至下一级的Δ-∑调制器(2次噪声整形调制器)A2。这时，积分器7的输出信号被运算器13进行了比例变换。即，积分器7的输出信号的电压电平被运算器13变为b2倍。

然后，由加法器14从用运算器13进行了比例变换的模拟信号中减去用运算器21使DA转换器101的模拟输出信号成为a3倍的信号和用运算器20使积分器18的模拟输出信号成为g2倍的信号。加法器14的模拟输出信号被运算器15变为c2倍后，被积分器16积分。

积分器18的输出信号由量子化器19进行模拟-数字转换，用微分器23、24进行微分后，被进行比例变换的运算器25变为1/(b2·c2)倍，输入到加法器26。

然后，在加法器26中延迟器9、10的输出信号与运算器25的输出信号相加，从输出端子27输出。

如上所述，从输入端子1到量子化器8的输出端构成2次Δ-∑调制器A1。另外，从运算器13的输入端到量子化器19的输出端构成具有陷波特性的第2次Δ-∑调制器A2。

设该Δ-∑调制器A1的输入为X，输出为y1，Δ-∑调制器A2的输出为y2，量子化器8的量子化噪声为E1，量子化器19的量子化噪声为E2，运算器11、12、21、22的增益系数为a1、a2、a3、a4，运算器2、4、13、15、20的增益系数的值为b1、c1、b2、c2、g2，则Δ-∑调制器A1的输出y1可用下面的式(10)表示。

y1＝k1Z^-2X/D1(Z)+N1(Z)E1/D1(Z) ………(10)

其中，k1、N1(Z)、D1(Z)可用下面的式(11)、(12)、(13)表示。

k1＝b1c1 ………(11)

N1(Z)＝(1-Z^-1)² ………(12)

D1(Z)＝1-(2-a2)Z^-1+(1-a2+a1c1)Z^-2 ………(13)

另一方面，Δ-∑调制器A2的输出(量子化器19的输出)y2可用下面的式(14)表示。

y2＝k2Z^-2(y1-E1)/D2(Z)+N2(Z)E2/D2(Z) ………(14)

其中，k2、N2(Z)、D2(Z)可用下面的式(15)、(16)、(17)表示。

k2＝b2c2 ………(15)

N2(Z)＝(1-Z^-1)²+c2g2 ………(16)

D2(Z)＝1-(2-a4)Z^-1+(1+c2g2-a4+a3c2)Z^-2 ………(17)

因此，在输出端子27上呈现的输出y可用下面的式(18)表示。

y＝k1Z^-4(1+N1(Z)/D2(Z))X/D1(Z)+N1(Z)N2(Z)E2/D2(Z)+

Z^-2N1(Z)/(D1(Z)D2(Z)*[D2(Z)-D1(Z)+N1(Z)]*E1 ………(18)

其中，上式(18)的第1项表示信号成分。在现有例中，在理想状态下X的系数为1。但是，在本发明中，即使k1＝1，由于N1(Z)/〔D1(Z)D2(Z)〕的项，X的系数基本上也不为1。但是，若取必要的重复取样率，则N1(Z)/〔D1(Z)D2(Z)〕的项在通频带内可以大致为0。

另外，第2项的N1(Z)N2(Z)/D2(Z)表示第2量子化器19的噪声整形特性。

另外，第3项表示量子化噪声E1的噪声整形特性。

这里，当D2(Z)-D1(Z)+N1(Z)的零点与N2(Z)的零点相同时通频带内的噪声最小。因此，本发明以此作为目的之一。

图5示出了具有陷波特性的2次Δ-∑调制器的例子。图5中的各构成要素与图1所示的Δ-∑调制器A2的相同。另外，标号X3表示输入，y2表示输出。

设Δ-∑调制器A2的输入为y1，量子化器19的噪声为E2，输出为y2，则Δ-∑调制器的输出y2可用下面的式(14)表示。

y2＝k2Z^-2(y1-E1)/D2(Z)+N2(Z)E2/D2(Z) ………(14)

其中，k2、N2(Z)、D2(Z)可用下面的式(15)、(16)、(17)表示。

k2＝b2c2 ………(15)

N2(Z)＝(1-Z^-1)²+c2g2 ………(16)

D2(Z)＝1-(2-a4)Z^-1+(1+c2g2-a4+a3c2)Z^-2 ………(17)

另外，N2(Z)在f0＝{(c2g2)^1/2/2π}*fs的频率下具有零点。这里，fs是取样频率。

因此，存在使通频带内的噪声最小的频率f0。例如，当具有从积分器18经运算器20向加法器14反馈的路径，并且从DA转换器100向加法器3输入的模拟信号的反馈量与从DA转换器101向加法器14输入的模拟信号的反馈量相同时(第2方面)，有：

D2(Z)-D1(Z)+N1(Z)＝(a4-a2)Z^-1+(c2g2-a4+a2+a3c2-a1c1)Z^-2+(1-Z^-1)²

………(19)

这里，在a4＝a2，a3＝a1，c2＝c1时，式(19)具有与N2(Z)相同的零点，这时，可以使通频带内的噪声最小。

下面考虑在两个Δ-∑调制器中存在误差的情形。为了简单起见，设：

a4-a2＝a3-a1＝ΔA

c2＝c1＝c

这时，有：

N3(Z)＝D2(Z)-D1(Z)+N1(Z)＝[1+(ΔA-2)Z^-1+(cg2+ΔA(c-1)+1)]Z^-2

………(20)

由上式(20)可知，即使Δ-∑调制器中存在误差，该项也进行了2次噪声整形。因此，作为其结果，对量子化噪声E1进行了用

N1(Z)N3(Z)/D1(Z)/D2(Z)表示的4次噪声整形。即，为了达到4次噪声整形，从DA转换器100向加法器3输入的模拟信号的反馈量与从DA转换器101向加法器14输入的模拟信号的反馈量无需相同，它们可以有少许差异。

在图10中用实线S2示出了在现有技术的结构中在ΔA＝0.01时量子化器8的量子化噪声E1的特性。在该图中用虚线S1示出了在本发明实施例的结构中在ΔA＝0.01时量子化器8的量子化噪声E1的特性。如比较虚线S1与实线S2，就可以知道在本发明中量子化噪声E1的影响明显减小。

另外，用长虚线S3示出了量子化器19的量子化噪声E2的特性。

因此，与现有结构的结构相比较，特性变坏明显趋缓。本发明以此作为另一个目的。

在图8A和图8B中，示出了本发明的Δ-∑调制装置的量子化噪声谱。量子化噪声的零点为原点和通频带的0.7～0.8左右的点，它能使通频带的噪声最小。

另外，在图8A和图8B中，符号fs表示取样频率，符号OSR是重复取样率(Over Sampling Ratio)。符号fs/2*OSR表示实际上至取样频率的1/2的频率。符号fb表示通频带频率。频率的单位为Hz。

另外，在图8B中，通频带频率fb为0～24kHz。在图8A和图8B中陷波点为19kHz，这时19/24＝0.79，如上所述，称此点为0.7～0.8左右的点。

图9示出了本发明实施例的Δ-∑调制装置的理想SN比(信号噪声比)。纵轴表示SN比(dB)，横轴表示输入信号电平(dBFS)。FS是全标度(Full Scale)的缩号。

另外，与现有技术相比，本发明还减少了模拟加法器、数字加法器的数目。例如，在现有例中，加法器的数目为6个，与此相对照，在本发明中为5个，减少了1个。模拟加法器的减少在促使各调制器失配减少的同时，还通过电容器的减少降低了成本。

另外，数字加法器数量的减少与运算语言长度的缩短以及成本的降低相关。

图6示出了积分器和量子化器的一个例子。在图6中，标号30B表示电压Vin的输入端子，标号29B表示输入正的基准电压+VREF的基准电压端子，标号32B表示输入负的基准电压-VREF的基准电压端子。另外，标号34B表示取样电容器(电容值为Cs)，标号33B、36B分别表示从量子化器进行反馈的反馈电容器(电容值为Cr)，标号55B表示积分电容器(电容值为Ci)。另外，标号57B表示积分用运算放大器，标号8表示量子化器。标号60B表示公用电压，标号42B、43B、44B、53B、37B、38B、39B、40B、50B、51B、52B、49B分别表示开关。各开关42B、43B、44B、53B、37B、38B、39B、S0B、51B、52B按照图11所示的时钟φ1、φ1d、φ2、φ2d进行通断切换。开关40B、49B根据量子化器的输出值A10、B10进行通断切换。

另外，量子化器8的输出值A10、B10作为输入Vin的PDM(脉冲密度调制)波被取出。

当从输入端子30B施加电压Vin时，在取样期间(时钟φ1d为高电平的期间)对取样电容器34B充以电荷。然后，在积分期间(时钟φ2d为高电平的期间)该电荷被传送至积分电容器55B。同样，在φ1d为高电平的期间积累到反馈电容器33B、36B上的电荷根据来自量子化器8的输出值A10、B10的值，在时钟φ2d为高电平的期间在运算放大器57B的输入部与取样电容器34B的电荷相加，传送至积分电容器55B。这时，由于取样电容器34B、反馈电容器33B、36B、积分电容器55B存在制造上的分散性等，所以它们的比率并非必然保持恒定。另外，还由于各级Δ-∑调制器间的相对值也不一致，所以难以出现理想的特性。在级联连接型Δ-∑调制器的情形下，这对特性有极大的影响。本发明的最重要的目的之一就是减小由此引起的特性变坏的影响。按照本发明的结构，可以减小对这种特性变坏的影响。

另外，上述的各级Δ-∑调制器之间的相对值的不一致意味着由电容比等决定的传递函数的系数因制造上的分散性等而偏离理想情况，第1级的传递函数与第2级的传递函数的相对关系偏离理想情况。

另外，脉冲φ1、φ2表示非重叠脉冲。而且，由脉冲φ1、φ2引起动作的开关是用于传递积累在电容器Cs及电容器Cr上的电荷的开关，确切地说，是将电荷传递到积分电容器Ci上的开关。脉冲φ1d、φ2d是略微滞后于脉冲φ1、φ2的脉冲，据此可以更可靠地防止电荷泄漏。

图7示出了全差动型Δ-∑调制器中的积分器和量子化器的一个例子。全差动型Δ-∑调制器有利于消除畸变和同相噪声等事宜。下面根据图7进行说明。

在图7中，标号8表示量子化器。标号30C表示对其施加正相输入电压Vinp的正相输入端子。标号31C表示对其施加反相输入电压Vinn的反相输入端子。标号29C表示对其施加正的基准电压+VREF的正相基准电压端子，标号32C表示对其施加负的基准电压-VREF的反相基准电压端子。标号34C、35C分别表示取样电容器(电容值为Cs)，标号33C、36C分别表示从量子化器8进行反馈的反馈电容器(电容值为Cr)，标号55C、56C分别表示积分电容器(电容值为Ci)。标号57C表示积分用运算放大器。标号37C～54C、58C、59C分别表示开关。

当对正相输入端子30C和反相输入端子31C施加正相输入电压Vinp和反相输入电压Vinn时，在取样期间φ1d，向取样电容器34C、35C上积累电荷，在积分期间φ2d该电荷分别被传送至积分电容器55C、56C。同样，在取样期间φ1d积累到反馈电容器33C、36C上的电荷根据来自量子化器8的值A10或B10，在积分期间φ2d在运算放大器57C的输入部与充至取样电容器34C、35C上的电荷相加，传送至积分电容器55C、56C。

这时，电容器33C、34C、35C、36C、55C、57C因制造上的分散性等，它们的比率并非必然保持恒定。另外，还由于各级调制器之间的相对值不一致，所以难以出现理想的特性。在级联连接型Δ-∑调制器的情形下，这对特性有极大的影响。本发明的最重要的目的之一就是减小由此引起的特性变坏的影响。按照本发明的结构，可以减小对这种特性变坏的影响。

另外，脉冲φ1、φ2是非重叠脉冲。而且，由脉冲φ1、φ2引起动作的开关是用于传递积累在电容器Cs及电容器Cr上的电荷的开关，确切地说，是将电荷传递到积分电容器Ci上的开关。脉冲φ1d、φ2d是略微滞后于脉冲φ1、φ2的脉冲，据此可以更可靠地防止电荷泄漏。

本发明也包含在图1的结构中不存在来自第2积分器的反馈的情形。即，本发明也包含省略了由运算器20产生的反馈路径的情形。此状态是式(20)中g2＝0的情形，不具有陷波特性(参照第3方面)。这时也对后级的量子化器19的量子化噪声进行了推向4次高频区的整形。

当在式(20)中设D1(Z)＝D2(Z)，N1(Z)＝N2(Z)时，作为结构，变得最为简单，量子化器1和量子化器2也能够进行同样的4次噪声整形(参照第4方面)。

如上所述，本发明也包含不具有陷波特性的情形，在将不具有陷波特性的本发明的结构(省略了图1中的运算器20)与现有例(图3)的结构进行比较时，在本发明的结构中不需要现有例的图3中的加法器28。

虽然在上述实施例中Δ-∑调制器是2次结构，但它们也可以是3次或其以上的结构。

工业上的可利用性

本发明的Δ-∑调制装置借助于将前面的2次Δ-∑调制器的量子化器的输入端直接与下一级的具有陷波特性的2次Δ-∑调制器连接，进行使初级量子化器的噪声最小的4次噪声整形，可以提供能实现高SN比的Δ-∑调制装置，另外，具有可以提供能减轻作为级联型的缺点的各级调制器的不一致引起的特性变坏和实现成本降低的Δ-∑调制器的效果，可以用作在音响、通信等领域中使用的Δ-∑型模拟-数字(AD)转换器等。

Claims

1、一种Δ-∑调制装置，其特征在于：

具备：

包含第1和第2加法器、第1和第2积分器、第1量子化器、第1DA转换器的第1Δ-∑调制器；

包含第3和第4加法器、第3和第4积分器、第2量子化器、第2DA转换器的第2Δ-∑调制器；以及

对上述第1Δ-∑调制器的输出信号和上述第2Δ-∑调制器的输出信号进行合成的信号合成器，

上述第1加法器从由外部输入的模拟输入信号中减去上述第1DA转换器的模拟输出信号，

上述第1积分器对上述第1加法器的模拟输出信号进行积分，

上述第2加法器从上述第1积分器的模拟输出信号中减去上述第1DA转换器的模拟输出信号，

上述第2积分器对上述第2加法器的模拟输出信号进行积分，

上述第1量子化器输出与上述第2积分器的模拟输出信号相应的数字信号，

上述第1DA转换器输出与上述第1量子化器的数字输出信号相应的模拟信号，将其输入到上述第1和第2加法器，

上述第3加法器从上述第2积分器的模拟输出信号中减去上述第2DA转换器的模拟输出信号和上述第4积分器的模拟输出信号，

上述第3积分器对上述第3加法器的模拟输出信号进行积分，

上述第4加法器从上述第3积分器的模拟输出信号中减去上述第2DA转换器的输出信号，

上述第4积分器对上述第4加法器的模拟输出信号进行积分，

上述第2量子化器输出与上述第4积分器的模拟输出信号相应的数字信号，

上述第2DA转换器输出与上述第2量子化器的数字输出信号相应的模拟信号，将其输入到上述第3和第4加法器，

上述信号合成器将上述第1量子化器的使其数字输出信号延迟了的信号与对上述第2量子化器的数字输出信号进行了微分和比例变换的信号相加并输出。

2、如权利要求1所述的Δ-∑调制装置，其特征在于：

从第1量子化器向上述第1加法器输入的模拟信号的反馈量与从上述第2量子化器向上述第3加法器输入的模拟信号的反馈量相等。

3、一种Δ-∑调制装置，其特征在于：

具备：

上述第1积分器对上述第1加法器的模拟输出信号进行积分，

上述第2积分器对上述第2加法器的模拟输出信号进行积分，

上述第3加法器从上述第2积分器的模拟输出信号中减去上述第2DA转换器的模拟输出信号，

上述第3积分器对上述第3加法器的模拟输出信号进行积分，

上述第4积分器对上述第4加法器的模拟输出信号进行积分，

4、如权利要求3所述的Δ-∑调制装置，其特征在于：