CN1578127A - 高频功率放大器电路、高频功率放大器电子部件及制造方法 - Google Patents

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Abstract

一种高频功率放大器电子部件(RF功率组件)如此构成，以便在电流镜像结构中给放大器FET施加偏置。在该RF功率组件中，校正了由于FET的短沟道效应引起的偏置点的偏移，减小了高频功率放大器特性的变化。该高频功率放大器电子部件(RF功率组件)如此构成，使得在电流镜像结构中由与放大器晶体管连接的偏置晶体管为高频功率放大器电路中的放大器晶体管提供偏置电压。除了与放大器晶体管的控制端子连接的焊盘(外部端子)，还设置有与偏置晶体管的控制端子连接的第二焊盘，在电流镜像结构中，所述偏置晶体管与所述放大器晶体管连接。

Description

高频功率放大器电路、 高频功率放大器电子部件及制造方法
本申请要求2003年6月27日申请的日本专利申请JP2003-184307的优先权，这里通过参考将其内容引入本申请。
技术领域
本申请涉及有效地应用于高频功率放大器电路和包括该高频功率放大器电路的高频功率放大器电子部件的技术。更具体地说，本申请涉及用于减小高频功率放大器电路中偏置点变化的技术以及该高频功率放大器电子部件的制造方法，所述高频功率放大器电路给电流镜像结构中的放大器晶体管施加偏置。
背景技术
无线通讯设备(移动通讯设备)例如蜂窝电话的发射方输出单元结合高频功率放大器电路。该高频功率放大器电路使用半导体放大器元件，例如MOSFET(场效应晶体管)和GaAs-MESFET。(通常，高频功率放大器电路形成在多级结构中。
高频功率放大器电路经常构成为按如下方式形成的一个电子部件：包括放大器晶体管和用于该放大器晶体管的偏置电路、电源电压控制电路等的半导体芯片安装在绝缘衬底上方；该绝缘衬底包括例如陶瓷衬底，并且具有形成在其上或者其内的印刷布线；半导体芯片与其它半导体芯片和分立部件例如电容器安装在一起，这些部件通过上述印刷布线或者键合线连接。该电子部件指定为RF功率组件。
关于用于蜂窝电话的RF功率组件中的半导体芯片来说，为了提高组件的性能和减小组件的尺寸，已经提高了封装密度。近来，从高频功率放大器特性的稳定性角度已经提出了涉及图14所示的RF功率组件的发明。(例如参考专利文献1)。图14所示的RF功率组件设置有其栅极与放大器晶体管Q2的栅极连接的偏置晶体管Q1。该RF功率组件按如下方式工作：通过包括晶体管Q3和Q4并且使来自恒定电流源CI的电流复制的电流镜像电路产生偏置电流Ib。该偏置电流Ib流过偏置晶体管Q1，并且将电流镜像结构中的偏置提供给放大器晶体管Q2。
在这种给电流镜像结构中的放大器FET提供偏置的RF功率组件中，即使FET的阈值电压(Vth)变化，流过放大器晶体管Q2的漏极电流也不会变化。因此，带来了不需要校正和产量提高的优点。
[专利文献1]
日本未审专利公开No.2003-017954。
发明内容
为了增加其封装密度，在增强RF功率组件的高频功率放大器特性方面，减小放大器FET的沟道长度是有效的。但是，如果减小了FET的沟道长度，已知产生如下现象：如图15所示，由于沟道长度变化导致阈值电压Vth和沟道长度调节系数λ极大地变化。该现象称为短沟道效应。
在给电流镜像结构中的放大器FET施加偏置的RF功率组件中，如果FET的阈值电压Vth或者沟道长度调节系数λ变化了，那么不能得到想要的电流镜像比。结果，放大器FET的无功电流偏离希望的值，产生各种问题：不能得到希望的高频功率放大器特性(例如，不能得到需要的输出电流)，增加了功率消耗。然而，包含先前发明的电流镜像结构中的常规RF功率组件没有对由于FET的短沟道效应导致的偏置点偏移给予任何关注。为此，出现了问题：如果不采取任何校正措施，那么组件与组件之间高频功率放大器特性变化太大以至于不能不考虑。
为了校正由于FET的短沟道效应导致的偏置点的偏移，必须精确地测量FET的特性。如果使用普通测量仪测量如图14所示电路中的FET特性，那么多种测量方法都是可能的。一个普通的测量方法的例子是：如图16所示，将预定电压Vds通过焊盘P1施加给FET Q2的漏极端子，改变通过焊盘P2施加给FET Q2的栅极端子的电压Vgs。然后，测量流出作为接地端子的焊盘P3的电流大小，计算Q2的阈值电压。
然而，据揭示该测量方法产生下列问题：与FET Q2一起构成电流镜像的FET Q1是其中其栅极和漏极彼此结合的、处于所谓的二极管连接的元件。因此，由于从焊盘P2经过Q1流到P3的漏电流IL，因此仅精确地测量流过Q2的漏极电流Idd2就很困难。
为了切断从焊盘P2经过Q1流到P3的漏电流IL，考虑在图16中标记为“A”的点安装开关元件(晶体管)。然而，因为放大器FETQ2的偏置点由于另外插入的晶体管导通电阻等的影响而变化，这是不希望的。
在图14所示的高频功率放大器电路中，有时使用双极型晶体管取代FET Q1至Q4。该双极型晶体管不涉及短沟道效应但涉及厄雷效应。这是一种即使基极-发射极电压保持恒定、当集电极-发射极电压增加时也能够减小有效基极宽度并且增加集电极电流的效应。因此，如果为了增强高频功率放大器特性，使用双极型晶体管在高频放大器电路中形成具有减小的晶体管基极厚度的元件，那么出现下列问题：如果由于产品公差导致芯片与芯片之间元件尺寸(基极厚度)改变，那么由于厄雷效应的影响导致芯片与芯片之间基极的偏置点分散。结果，有可能不能稳定高频功率放大器特性。在包括双极型晶体管的电流镜像电路中，流过与发射极尺寸比对应的集电极电流。
本发明的目的是校正由于FET的短沟道效应导致的偏置点的偏移，以便能够减小高频功率放大器电子部件(RF功率组件)中高频功率放大器特性的变化，该高频功率放大器电子部件给电流镜像结构中的放大器FET施加偏置。
本发明的另一个目的是校正由于双极型晶体管的厄雷效应导致的偏置点的偏移，以便能够减小高频功率放大器电子部件(RF功率组件)中高频功率放大器特性的变化，该高频功率放大器电子部件给电流镜像结构中的放大器晶体管施加偏置。
本发明的再一个目的是精确地测量放大器晶体管的特性，以便能够校正偏置点的偏移，并且减小高频功率放大器电子部件(RF功率组件)中高频功率放大器特性的变化，该高频功率放大器电子部件给电流镜像结构中的放大器晶体管施加偏置。
本发明的另一个目的是提供一种高频功率放大器电路和结合该高频功率放大器电路的高频功率放大器电子部件(RF功率组件)，该高频功率放大器电路表现出很窄的高频功率放大器特性变化范围，并且能够减小尺寸和增加封装密度。
本发明的再一个目的是提供一种高频功率放大器电子部件(RF功率组件)的制造方法，其中减小了高频功率放大器特性的变化。
通过下面的描述和附图，本发明的上述和其它目的以及新颖性的特征将变得更加显而易见。
下面将按惯例描述本说明书所公开的本发明的代表性技术方案。
本发明的第一方面是高频功率放大器电路(RF功率组件)如此构成，使得由与在电流镜像结构中的放大器晶体管连接的偏置晶体管为高频功率放大器电路中的放大器晶体管提供偏置电压。该高频功率放大器电路设置有切断装置，用于防止电流通过通路而不是高频信号的输入端子流入或者流出到放大器晶体管的控制端子(栅极端子或者基极端子)。
更具体地说，除了与放大器晶体管的控制端子连接的焊盘(外部端子)之外，还设置了第二焊盘。第二焊盘与偏置晶体管的与电流镜像结构中的放大器晶体管连接的控制端子连接。那么，正常使用时，两个焊盘通过用于键合的球或者导线彼此电连接。优选这两个焊盘设置得彼此接近。
根据上述装置，由于设置切断装置或者分开设置焊盘，因此放大器晶体管的控制端子和偏置晶体管的控制端子可以彼此分离。因此，消除了漏电流，并且可以精确地测量放大器晶体管的特性。此外，由于两个焊盘彼此接近设置，因此仅通过形成用于键合的球就可以将这两个焊盘彼此电连接。因此，在不改变制造工艺的情况下，可以测量放大器晶体管的特性。此外，由于短沟道FET或者具有更小基极宽度的双极型晶体管用作放大器晶体管，因此带来了下列优点：如果试图增强高频功率放大器特性，那么即使由于产品公差使放大器晶体管的特性偏移希望值，也能够精确地测量该放大器晶体管的特性。
此外，非短沟道的标准晶体管与偏置晶体管串联连接，并且进一步设置与那个晶体管一起构成电流镜像电路的以二极管方式连接的晶体管。那么，以二极管方式连接的晶体管的端子与另一个焊盘连接。因此，可以简单地校正放大器晶体管的特性变化。这可以通过根据放大器晶体管的特性测量结果调节与该另一个焊盘连接的外部电阻器的电阻值而实现。
本发明的第二方面是高频功率放大器电路的制造方法，其中由与在电流镜像结构中的放大器晶体管连接的偏置晶体管为高频功率放大器电路中的放大器晶体管提供偏置电压。该制造方法是这样的：在用于经过晶片工序的晶片的探针检测工序中，相对于每个芯片测量放大器晶体管的特性，由此确定用于调节的电阻器的电阻值。将所确定的电阻值存储为存储器件中的表数据。在用于组装组件的组装工序中，使用表数据选择待安装的最适合于高频功率放大器电路的、用于调节的电阻器。然后，在与放大器电路相同的绝缘衬底上方安装用于调节的电阻器。
根据该制造方法，基于探针检测工序的测量结果确定将使用的用于调节的电阻器。具有所确定的电阻值的电阻元件与高频功率放大器电路结合并且安装在一起。因此，得到了特性变化较小的高频功率放大器电子部件(RF功率组件)。结果，如果使用具有短沟道长度的FET或者具有小基极宽度的双极型晶体管作为高频功率放大器电路中的放大器晶体管，以便增强其高频功率放大器特性和减小其尺寸，那么还带来下列优点：可以减小组件与组件之间的特性变化，并且可以在不明显改变常规制造工艺的情况下制造这种组件。
附图说明
图1是电路图，示意性地示出了根据本发明的高频功率放大器电路的第一实施例的结构。
图2是电路图，示出了如何连接测量仪以测量本实施例的高频功率放大器电路中FET Q2的阈值电压Vth和DIBL。
图3(A)至3(D)是说明本实施例的高频功率放大器电路中如何连接焊盘P2和P2’的变化的说明图。
图4是电路图，示意性地说明了根据本发明的高频功率放大器电路的第二实施例的结构。
图5是流程图，按工序顺序示出了该实施例中的高频功率放大器电路制造方法的例子及与其结合的RF功率组件。
图6(A)和6(B)是芯片坐标数据，表示晶片上芯片之间的对应和它们的位置(x和y坐标)。
图7是表明本实施例中在RF功率组件制造过程期间建立的测量数据列表的例子的说明图。
图8是电路图，说明利用应用了本发明的高频功率放大器电路的RF功率组件的实施例。
图9是说明本实施例中适用于高频功率放大器电路的器件结构例子的截面图。
图10是说明根据本发明对高频功率放大器电路进行修改的电路图。
图11是说明当使用SiGe MOSFET作为根据本发明的高频功率放大器电路中的放大器晶体管时采用的元件结构的例子的截面图。
图12是说明当使用SiGe HBT作为根据本发明的高频功率放大器电路中的放大器晶体管时采用的元件结构的例子的截面图。
图13是电路图，示意性地示出了使用双极型晶体管取代FET的高频功率放大器电路的结构。
图14是电路图，示出了常规的高频功率放大器电路的例子。
图15是显示当减小了FET的沟道长度时观察到的沟道长度、阈值电压Vth和沟道长度调节系数λ之间关系的曲线图。
图16是电路图，说明如何连接测量仪以便测量构成常规高频功率放大器电路的FET特性。
具体实施方式
下面将参考附图详细描述本发明的实施例。
图1示意性地示出了根据本发明的高频功率放大器电路的第一实施例的构造。图1所示实施例中的高频功率放大器电路形成为在一个半导体芯片上方的半导体集成电路，但是其结构并不限于此。该RF功率组件通过下列工序构成：例如，三个这种高频功率放大器电路串联连接，并且与外部电阻元件和电容元件一起被安装在由陶瓷等制成的绝缘衬底上方。各个级中的高频功率放大器电路在结构上与图1相同。但是，放大器FET的尺寸(栅极宽度)不同，并且第一级中的功率放大器使用最大的一个，第三级中的功率放大器电路使用最小的一个。
本实施例中的高频功率放大器电路包括：连接在输出焊盘P1和地线GND之间的放大器FET Q2；其栅极与放大器FET Q2的栅极连接的偏置FET Q1；在偏置FET Q1的漏极端子和电源电压端子P4之间与Q1串联连接的p沟道标准MOSFET Q4；和其栅极与MOSFET Q4的栅极连接的p沟道标准MOSFET Q3。MOSFET Q1和Q3每个都以二极管方式连接，它们的栅极和漏极分别连接在一起。因此，Q1和Q2构成电流镜像电路，Q3和Q4构成另一个电流镜像电路。
如上所述，给偏置FET Q1提供电流的MOSFET Q3和Q4以电流镜像结构连接。同时，放大器FET Q2和偏置FET Q1以电流镜像结构连接。因此，即使Q1和Q2的Vth由于电源电压Vdd的波动或者温度的波动变化，也可以稳定Q1的栅极偏置点。因此，可以减小Q1的高频功率放大器特性的波动。
MOSFET Q3的漏极端子与焊盘P5连接，并且外部电阻器R1与焊盘P5连接，使得外部电阻器R1与MOSFET Q3串联连接。因此，可以通过调节电阻器R1的值调节放大器FET Q2的栅极偏置点，以调节流过MOSFET Q3、Q4以及Q1的电流。与芯片外部的焊盘P1和P2连接的电容器C1和C2是用于削减高频信号中的直流分量的电容元件。参考符号L1表示连接在焊盘P1和电源电压Vdd之间的用于阻抗匹配的电感。电感L1可以由形成在组件衬底上方的微带线构成。
除了用于将高频信号Rfih输入给放大器FET Q2栅极端子的焊盘P2，本实施例中的高频功率放大器电路设置有焊盘P2’。焊盘P2’通过电阻器R2与偏置FET Q1的栅极端子连接。电阻器R2是防止高频分量漏到偏置FET Q1的元件。当将焊盘P2和P2’安装为构成组件的元件时，通过键合球等将它们连接在一起，并且给它们提供相同的信号。为此，例如，假设键合球直径为85μm，那么本实施例中焊盘P2和P2’之间的间距设为10μm的小值。如此确定焊盘P2和P2’的尺寸使得它们每边的长度例如为110μm。
构成电流镜像的标准MOSFET Q3和Q4如此设定使得它们的栅极宽度的比例如为1∶4。因此，相当于流过Q3的电流的四倍的电流流过Q4。而且，放大器FET Q2和偏置FET Q1构成电流镜像，并且如此设定使得Q1和Q2的栅极宽度比例如为1∶几百至几千。因此，其大小接近流过Q1的电流幅度的几百至几千倍的电流流过Q2。在本实施例中，当MOSFET Q3和Q4的沟道长度设定为例如2μm时，放大器FET Q2和偏置FET Q1的沟道长度设定为例如0.3μm。因此，它们是短沟道FET，其沟道长度比标准MOSFET Q3和Q4的沟道长度短。
因此，与使用标准MOSFET的情况相比，放大器FET Q2的高频放大器特性更受欢迎。由于放大器FET Q2的沟道长度短，因此也减小了由Q2占据的面积，并且与使用标准MOSFET的情况相比，可以使芯片尺寸更小。
在本实施例中，构成电流镜像电路的MOSFET Q3和Q4使用其沟道长度为2μm的标准MOSFET，所述电流镜像电路产生流过偏置FET Q1的偏置电流Ib。因此，即使沟道长度由于产品公差变化，元件的特性(Vth，λ)也几乎不变，如图15所示。为此，不论产品公差如何，可以使从MOSFET Q3流向偏置FET Q1的偏置电流Ib基本恒定。
放大器FET Q2和与放大器FET Q2以电流镜像结构连接的偏置FET Q1的沟道长度短。因此，FET Q1和Q2的沟道长度由于工序公差变化，据此FET的特性(阈值电压Vth和沟道长度调节系数λ)也变化，如图15所示。结果，流过偏置FET Q1和放大器FET Q2的电流比变化，这会导致Q2的栅极偏置点偏移和高频放大器特性变化。
下面将给出更具体的描述。假设使用标准MOSFET作为偏置FETQ1和放大器FET Q2。如果由MOSFET Q4提供的电流Ib设定在值为使FET Q1工作在表示为Vds＞(Vgs-Vth)＞0的饱和区时，则与Q2的栅极电压一样的电压施加给Q1的栅极端子。因此，由表示饱和区中漏极电流特性的式(1)表示的电流Idd流过Q1和Q2：
Idd1＝K0·Wg1/Lg1·(Vgs1-Vth1)2
Idd2＝K0·Wg2/Lg2·(Vgs2-Vth2)2    ---(1)
其中K0是FET的单位跨导系数；Wg1和Wg2是FET Q1和Q2的栅极宽度；Lg1和Lg2是FET Q1和Q2栅极长度。如果将FET Q1和Q2形成在同一半导体芯片上方，那么芯片内元件尺寸的变化范围非常窄，因此Lg1＝Lg2。此外，阈值电压Vth1和Vth2几乎彼此相同。如上所述，将栅极宽度Wg1和Wg2之比设定为1∶几百至几千。为此，通过式(1)，得到流过Q1和Q2的漏极电流Idd1和Idd2符合与栅极宽度Wg1和Wg2之比成比例的关系，如式(2)所示：
Idd2＝Wg2/Wg1·Idd1    ---(2)
由此推出：FET Q2的栅极偏置点由流过Q1的漏极电流Idd1唯一确定。同时，如果在本实施例中使用短沟道FET作为偏置FET Q1和放大器FET Q2，那么流过Q1和Q2的漏极电流Idd1和Idd2满足式(3)表示的关系：
Idd2＝Wg2/Wg1·(1+λ2·Vds2)/(1+λ1·Vds1)Idd1---(3)
偏置FET Q1是以二极管方式连接的FET，其栅极端子和漏极端子连接在一起。因此，由Vds1＝Vgs1，可以将式(3)换算为式(4)：Idd2＝Wg2/Wg1·(1+λ2·Vds2)/(1+λ1·Vgs1)Idd1---(4)
由于Q2漏极与电源Vdd串联连接，因此式(4)中的漏极-源极电压Vds2是恒定的。但是，由通过换算式(1)得到的式(5)可以推出：如果阈值电压Vth通过短沟道效应变化，那么Q2的栅极-源极电压Vgs1也变化：
Vgs 1 = ( Idd 1 · Lg 1 / K 0 · Wg 1 ) + Vth 1 - - - ( 5 )
如果使用短沟道FET，那么由于产品公差导致芯片和芯片之间沟道长度调节系数λ也变化，如图15所示。然而，由于同一个芯片内λ的变化范围窄，因此λ1≈λ2。由式(4)推出：如果阈值电压和λ变化，那么Q1和Q2的漏极电流Idd1和Idd2的电流比变化。因此，即使FET Q1的漏极电流Idd1恒定，也不能使Q2的漏极电流Idd2恒定。
为了解决该问题，本实施例中的高频放大器电路如此构成，使得将实现下面的结果：根据FET Q1的特性(Vth1和λ1)变化调节外部电阻器R1的电阻值。由此，改变从Q4流向Q1的偏置电流Ib，因此希望大小的漏极电流(无功电流)流过放大器FET Q2。但是，为了确定外部电阻器R1的电阻值，必须获悉偏置FET Q1的特性。由于Q1和Q2形成在同一芯片上方，因此如果Q2的特性变化，那么Q1的特性也类似地变化。为此，如果测量了Q2的特性，那么也就获悉了Q1的特性。
下面将描述FET Q2特性的测量方法。不能直接测量沟道长度调节系数λ。因此，在本实施例中，测量与沟道长度调节系数λ相符的对应于漏极电压改变的阈值电压Vth的变化量。该变化量称为DIBL(漏极诱发势垒降低(Drain-Induced Barrier Lowering)。
图2显示了如何连接测量仪以测量FET Q2的阈值电压Vth和DIBL。如该图所示，按如下方式进行测量：通过测量仪给焊盘P1即FET Q2的漏极端子施加预定电压Vds。保持该状态，改变通过焊盘P2施加给FET Q2栅极的电压Vgs，测量流出作为接地端子的焊盘P3的电流。由此，检测Q2的阈值电压。此外，改变施加给焊盘P1即FET Q2的漏极端子的电压Vds，由此测量阈值电压Vth或者DIBL的变化量。
此时，彼此电切断焊盘P2和与焊盘P2相邻的焊盘P2’。从与说明阈值电压常规测量方法的图16的比较可以明显看出，本实施例中FET Q2和Q1的栅极端子彼此不连接。因此，消除了从Q2的栅极向Q1流动的电流，流出焊盘P3的仅是Q2的漏极电流Idd2。因此，可以精确地测量FET Q2的阈值电压Vth和DIBL。
如果将图1所示本实施例中的高频功率放大器电路结合到用于放大高频信号的构成无线通讯系统的功率组件中，必须作下列处理：放大器FET Q2和偏置FET Q1的栅极端子、即焊盘P2和P2’必须连接在一起。图3(A)至3(D)说明了如何连接焊盘P2和P2’的变化。
图3(A)示出了通过下列步骤将焊盘P2和P2’连接在一起的方式：在焊盘P2和P2’之间的边界上形成用于键合的球BB，组件的外部端子MP和高频功率放大器电路的焊盘P2通过键合线BW连接在一起。取代连接组件的外部端子MP和焊盘P2，可以通过键合线BW将端子MP和焊盘P2’连接在一起。图3(B)示出了将焊盘P2和P2’通过下列步骤连接在一起的方式：在焊盘P2和P2’之间的边界上形成在键合线BW的一端处的球BB。因此，同时实现了组件的外部端子MP和高频功率放大器电路的焊盘P2之间的连接和焊盘P2和P2’之间的连接。
图3(C)示出了通过下列步骤将焊盘P2和P2’连接在一起的方式：分别通过键合线BW1和BW2将组件的外部端子MP和高频功率放大器电路的焊盘P2和P2’连接在一起。图3(D)示出了通过下列步骤连接焊盘P2和P2’的方式：组件的外部端子MP和高频功率放大器电路的焊盘P2通过键合线BW1连接在一起，焊盘P2和P2’通过键合线BW2连接在一起。
在图3(A)和3(B)所示的结构中，焊盘P2和P2’之间的间距必须至少比用于键合的球BB的直径小。如果键合球的直径例如为80μm，那么从建立电接触的方面来说，焊盘P2和P2’之间的间距仅必须约为40μm，是键合球直径的1/2。关于防止形成键合球过程中出现的对衬底的破坏，优选将焊盘P2和P2’之间的间距设置为不超过10μm的值。在图3(C)和3(D)所示结构中，焊盘P2和P2’可以如普通焊盘的间距那样相对彼此远离。根据应用本发明的电路，下列结构也是可能的：仅在焊盘P2和P2’之间的边界上形成键合球BB，不用形成连接到焊盘P2和P2’的键合线BW。然而，这种构成对于本实施例的高频功率放大器电路是毫无意义的。
图4示意性地示出了根据本发明的高频功率放大器电路的第二实施例的结构。在图4中，与图1所述电路一样的元件和部件用相同的参考标号表示，并且省略了对它们的描述。第二实施例和第一实施例之间的差别仅在于：在第一实施例中，电阻器R2设置在放大器FET Q2和偏置FET Q1的栅极端子之间。在第二实施例中，取而代之设置的是缓冲放大器AMP。该放大器AMP作为电压跟随器，将与偏置FET Q1的栅极电压相同的电压施加给放大器FET Q2的栅极端子。
放大器AMP的设置能够增强输出响应特性。此外，与电阻器R2的情况一样，放大器AMP防止输入的高频信号Rfin漏到偏置FET Q1。缓冲放大器AMP包括CMOS差分放大器电路等。对于构成该电路的MOSFET来说，使用没有短沟道效应的标准MOSFET，如构成电流镜像电路的MOSFET Q3和Q4。在本实施例中，除了向其输入高频信号Rfin的焊盘P2之外，也形成了焊盘P2’。焊盘P2’与焊盘P2相邻，并且与缓冲放大器AMP的输出端子连接。
在本实施例中，焊盘也被分割。原因如下：通常，缓冲放大器AMP的输出级配置有连接在输出节点和接地点之间的电阻器或者下拉晶体管。因此，利用普通的测量仪不能精确地测量流过放大器FETQ2的漏极电流Idd2。
然后参考图5至7和图9描述上述实施例中的高频功率放大器电路和结合该放大器电路的RF功率组件的制造方法。图5是按工艺顺序说明制造方法的流程图。关于本实施例的制造方法，其中在晶片上方形成高频功率放大器电路的晶片工序与常规制造方法相同。因此，图5仅示出了在晶片工序之后进行的检测工序和制造工艺的组装工序。
在晶片工序中，在半导体晶片上方形成构成高频功率放大器电路的元件、布线、焊盘等(步骤10)。与晶片工序并行，建立关于每个晶片WF的芯片坐标数据和它们的位置(x和y坐标)(图6中的(B))，所述芯片坐标数据表示晶片WF上的芯片CP，如图6的(A)所示(步骤20)。完成晶片工序之后，利用测量仪进行探针检测，以便测量晶片上每个芯片中的FET的特性。所测量的特性包括FET的阈值电压Vth和DIBL。利用前面建立的芯片坐标数据，将测量值按一个一个的芯片存储在存储器中(步骤21)。
然后基于在步骤21得到的每个芯片的测量结果，即基于GO/NO-GO的测试结果和测量的每个芯片的Vth和DIBL进行计算(步骤22)。进行所述计算以便得到最适合于校正Q2偏置点偏移的电阻器R1的电阻值。在该GO/NO-GO测试中，进行常规的通过/失败判断例如判断整个芯片的电流是否在预定范围内。此外，还判断所计算的电阻器R1的电阻值是否落在先前制备的用于调节的电阻器的可调范围内。即，判断是否能够通过调节电阻器R1校正Q2偏置点的偏移。
在步骤23，根据在步骤22计算的电阻值确定类别号CAT.NO，将在该类别号下给所测量的芯片归类，然后给芯片分类。此时，使用表1所示的这种电阻分类表作为数据转换表。该电阻分类表提供了通过电阻值的大小给芯片分类的手段。
[表1]
                           电阻分类表
    计算的值R1[Ω]     安装的R1[kΩ]     CAT.NO.
    785≤R1＜865     0.82     55
    865≤R1＜955     0.91     56
    955≤R1＜1050     1     57
    1050≤R1＜1250     1.2     58
    1250≤R1＜1550     1.5     59
    1550≤R1＜1900     1.8     60
    1900≤R1＜2100     2     61
此后，利用芯片坐标数据建立图7所示的这种测量数据列表并且存储在存储器中(步骤24)。根据晶片上所有的芯片，在测量数据列表中，表示每个芯片是有缺陷的还是无缺陷的信息与分类号CAT.NO一一对应，分类号CAT.NO与用于调节的电阻器的分类对应。可以使用所建立的测量数据列表在组装工序中分拣芯片。
此外，基于测量数据列表，建立表2所示的这种归总数据，并且存储在存储器件中(步骤25)。归总数据是根据每个晶片用作调节电阻器R1的电阻器数量的集合。对于归总数据来说，基于一个一个的电阻值获悉为组装组件的组装工序应制备的元件数量。然后，判断是否完成了关于晶片上所有芯片的测量数据列表的建立(步骤26)。如果没有，返回到步骤21，针对下一个坐标处的芯片进行上述工序。如果判断已经针对所有芯片建立了测量数据列表，那么工作进行到步骤27。然后，将完成的晶片和具有记录在其上的上述测量数据列表和归总数据的存储介质一起发货，工作进行到组装工序。
[表2]
在组装工序中，利用划片装置将晶片切割为芯片(步骤31)。结果，利用在步骤24建立的测量数据列表通过类别给芯片分类(步骤32)。将分类了的每个芯片安装在组件的衬底上方(步骤33)。此时，选择并且安装与该芯片的类别对应的电阻器R1(步骤34)。此后，形成键合线(步骤35)，工作进行到下一个工序。
图9示出了本实施例中适用于高频功率放大器电路的器件结构的例子。图9没有显示本实施例中构成高频功率放大器电路的所有元件。图9代表性地显示了短沟道FET Q1和Q2中的任一个、电阻器R2、标准p沟道MOSFET Q3和Q4中的任一个和标准n沟道MOSFETQ5的结构。
标准n沟道MOSFET Q5是用来构成图4所示第二实施例的缓冲放大器AMP的元件。在图1所示实施例的高频功率放大器电路中不使用Q5。在第二实施例中，电阻器R2包括在与形成FET Q1和Q2以及MOSFET Q3和Q4及Q5的栅电极的多晶硅层相同的工序中形成的多晶硅层。然而，其结构并不限于此。关于FET Q1和Q2，在两个栅电极GT1和GT2之间设置一个漏区DA，并且在它们的两侧进一步设置源区SA1和SA2。结果，初看起来，好像是两个FET。但是，栅电极GT1和GT2在某些未示出的点连接在一起，构成的FET作为一个FET工作。
在本实施例的高频功率放大器电路中，横向MOS用作n沟道FETQ1和Q2以及MOSFET Q5。然后，它们的源极端子与形成在衬底的整个下侧上的、作为地线的导电层M-GND连接。如果该器件设置有这种结构，那么便于热辐射，以减小热阻，防止振荡。
当观察图9左侧显示的FET Q1和Q2的结构时，关于具有这种器件结构的高频功率放大器电路得出下列结果：n+源区SA1和SA2通过穿过外延生长层EPI的重掺杂p++接触层CNT1和CNT2与硅衬底Si-SUB连接。
因此，得出：利用图9所示的器件结构，在图1或者图4所示电路中的FET Q1的源极端子和焊盘P3之间用“A”标示的点难以形成开关元件。即，通过下列工序测量流过FET Q2的漏极电流是不可能的：在FET Q1的源极端子和焊盘P3之间放置开关元件；关断开关元件；由此截止如图16所述的从焊盘P2-FET Q1的栅极端子-漏级端子-源极端子-焊盘P3的漏电流IL的流动通路。因此，如图1和4所示实施例那样分割用于高频信号Rfin的输入焊盘P2。在具有图9所示器件结构的高频功率放大器电路中，在精确地测量流过Q2的漏极电流方面是非常有效的。
如图9所示，如此形成FET Q1和Q2使得：正好在栅电极下面的沟道区和漏区DA之间的n区(比漏区DA的浓度低)NA1和NA2比标准MOSFET Q5的沟道和漏极之间的n区的长度长。而且，n区NA1和NA2比p沟道Q3和Q4的沟道和漏极之间的p区的长度长。因此，Q1和Q2具有比Q3至Q5更高的击穿电压。
图8示出了利用应用了本发明的高频功率放大器电路的RF功率组件的实施例。本实施例中的RF功率组件RPM构成如下：在一个绝缘衬底例如陶瓷衬底上方安装具有如图1或者4所示结构的三个高频功率放大器电路PA1、PA2和PA3。该功率放大器电路PA1、PA2和PA3与用于调节的电阻器R11、R12和R13、电感元件L1、L2和L3以及用于切断待放大的高频信号中的直流分量的电容元件C0、C1、C2和C3安装在一起。
在多级结构中串联构成高频功率放大器电路PA1、PA2和PA3。更具体地说，前级中的高频功率放大器电路的输出端(焊盘P1)与下一级中的高频功率放大器电路的输入端(焊盘P2)连接，如此等等。电阻器R11、R12和R13是等效于图1所示实施例中的电阻器R1的元件。可以采用下列结构：在半导体芯片上方形成第一和第二级高频功率放大器电路PA1和PA2，在另一个半导体芯片上方仅形成第三级高频功率放大器电路PA3。可以选择的是，将如上所述在三级中连接的两组高频功率放大器电路PA1、PA2和PA3安装在一个组件衬底上方。因此，例如，可以分别放大GSM(全球移动通讯系统)中的传输信号和DCS(数字蜂窝系统)中的传输信号。
电感元件L1至L3可以由形成在绝缘衬底例如陶瓷衬底上方的微带线等构成。用于消减直流的电容元件C0至C3可以是分立元件。如果使用多个介质层的叠层体作为绝缘衬底，那么可以使用其电极为导体层的电容器，所形成的导体层与任何介质层的前侧和背侧相对。
第一和第二级高频功率放大器电路PA1和PA2可以按如下方式构成：在放大器电路PA1和PA2之间共享构成电流镜像电路的、作为复制起源的MOSFET Q3和与其漏极端子连接的用于调节的电阻器R1。用于提供偏置电流Ib1和Ib2的各个MOSFET Q4的栅极端子与作为公用的复制起源的MOSFET Q3的栅极端子连接。然后，通过使MOSFETQ4尺寸不同，使对应于各个放大器FET Q2的偏置电流Ib1和Ib2流动。在图8所示的RF功率组件中，在三级中连接高频功率放大器电路。或者也可以在四级或者更多级中连接这些放大器电路。
图8中的RF功率组件没有功率控制端子。因此，可以利用该RF功率组件构成能够传输EDGE(用于GSM演进的增强型数据速率)和WCDMA(宽带码分多址)的蜂窝电话。这种蜂窝电话如此构成使得通过控制经过RF功率组件之前的电路的高频信号的幅度进行功率控制。
EDGE法是其中通过3π/8旋转8-PSK(相移键控)调制进行数据通讯的方法。该8-PSK调制是这样一种在PSK调制中将载波的幅移添加到相移的APSK调制。因此，对于EDGE蜂窝电话来说，有效地采用了下列系统结构：通过RF功率组件之前的电路基于传输数据进行高频信号的幅度调制和基于输出级指令信号进行高频信号的幅度控制。
至此，基于实施例已经具体描述了本发明人的发明。然而，本发明并不限于上述实施例，在不离开其范围、无需添加的情况下，可以以各种方式修改本发明。
下面将采取一些例子。在上述实施例中，通过调节与构成电流镜像电路的MOSFET Q3串联连接的外部电阻器R1的电阻值调节施加给偏置FET Q1的偏置电流Ib。或者，采用图10说明的结构。在该结构中，偏置FET Q1的漏极端子与焊盘P5连接。然后，通过调节芯片外部的与焊盘P5连接的恒定电流源CI的电流调节偏置电流Ib。同样在这种情况下，可以基于如上述实施例那样测量的放大器FETQ2的特性选择或者调节构成恒定电流源CI的电阻器。
或者，取代图10中的恒定电流源CI，用于调节的电阻器可以连接在向其施加设为希望值的恒定电压的端子和焊盘P5之间。在这种情况下，基于如上述实施例那样测量的放大器FET Q2的特性确定电阻器的值。或者，偏置FET Q1可以由平行结构中的多个FET构成。在这种情况下，基于如上述实施例那样测量的放大器FET Q2的特性确定所用的FET的数量。然后，根据所确定的FET的数量，断开多余的FET或者连接需要数量的FET。
在上面的实施例中，分割向其输入高频信号Rfin的焊盘P2，以便切断从焊盘P2到偏置FET Q1的漏电流通路。在保持该状态的情况下，测量放大器FET Q2的漏极电流。对于如图4那样设置缓冲放大器AMP的实施例来说，可以采用下列结构：在缓冲放大器AMP保持断开的情况下，即，在将输出控制在高阻抗的情况下，测量放大器FET Q2的漏极电流。或者，可以设置切断缓冲放大器AMP的反向电流的开关。在这种情况下，在测量期间，开关和放大器AMP的工作电流被断开。
上面的描述是针对偏置晶体管Q1和放大器晶体管Q2由MOSFET构成的实施例给出的。如果将本发明应用于Q1和Q2由其它晶体管构成的情况，那么可以得到相同的效果。这些其它的晶体管包括SiGeMOSFET、GaAs MESFET、GaAs HBT(异质结双极型晶体管)、SiGe HBT和HEMT(高电子迁移性晶体管)。
图11示出了SiGe MOSFET的结构，图12示出了SiGe HBT的结构。GaAs MESFET、GaAs HBT和HEMT元件的结构与公知的那些结构相同，因此省略了它们的图。在图11中，参考标号Si-SUB代表硅衬底；GT代表多晶硅栅电极；DT代表漏电极；DA代表漏区；SA代表源区；ST代表形成在衬底的整个底侧上的源电极；BP代表穿层的p源；SGI代表绝缘膜。
在图12中，参考标号Si-SUB代表硅衬底；BT代表多晶硅基极；ET代表发射极；CT代表集电极；CA代表形成在衬底Si-SUB上方并且包括低浓度n外延层的集电区；BA代表形成在该外延层上方并且包括p-SiGe层的基极区；EA代表形成在该SiGe层的表面上并且包括n扩散层的发射极区。
这种结构的异质结双极型晶体管和通常的垂直双极型晶体管没有在FET中观察到的短沟道效应，但是它们包括厄雷效应。为此，在如图13所示使用双极型晶体管作为图1或者图4中的偏置晶体管Q1和放大器晶体管Q2的高频功率放大器电路中，问题出现了。假设为了增强高频功率放大器特性，形成了减小了晶体管基极厚度的元件。在这种情况下，如果由于产品公差改变了芯片与芯片之间的元件尺寸(基极厚度)，那么由于厄雷效应，芯片与芯片之间基极的偏置点改变了。结果，可能不能稳定高频功率放大器特性。然而，可以通过上述实施例中的技术测量晶体管的特性和调节用于调节的电阻器R1而校正该偏置点。因此，可以稳定该高频功率放大器特性。
这对于使用图12所示结构的HBT作为图1和图4中的偏置晶体管Q1和放大器晶体管Q2的情况来说尤其有效。在这种情况下，下面的工序难以实施：将用于导通/截止的开关元件放置在晶体管Q1的发射极和外部端子P3之间；然后在特性测量期间截止从晶体管Q2的漏电流流动的通路。因此，如上面的实施例所述，将焊盘P2分为两个是非常有效的。
如上所述，如此构成上面的实施例，使得：调节外部电阻器R1的值以便调节从MOSFET Q3和Q4的电流镜像电路提供给偏置晶体管Q1的偏置电流Ib。由此，调节放大器FET Q2的栅极偏置点。然而，如果放大器晶体管Q2包括双极型晶体管，可以采用其它的结构。在这种情况下，在正常工作状态下电流流过放置在Q1和Q2的栅极端子之间的电阻器R2。由此，构成电阻R2使其可被微调，且电阻器R2的电阻值按照放大器晶体管Q2的测量值调节。由此调节放大器晶体管Q2的偏置点。
可以使用构成电阻器R2使其能够被微调的各种方法。一个例子是首先设置多个电阻元件，根据需要的电阻值设定断开一些电阻元件。另一个例子是电阻器由多晶硅层等形成，通过激光退火等改变其电阻值。
上面的描述是针对将与晶体管Q1和Q2的基极端子或者栅极端子连接、并且给其提供高频信号的焊盘P2分为两个并且将这两个直线设置的实施例给出的。然而，可以采用其它结构。一个例子是在不同的导电层中形成分割的焊盘，并且其间垂直层叠有绝缘膜。测量了Q2的特性之后，施加高压或者采取任何其它措施毁坏该绝缘膜。由此彼此电连接上下导电层(焊盘)。
下面将简要描述根据本发明的代表性的技术方案产生的效果。
根据本发明，可以精确地测量放大器晶体管的特性。因此，仅通过根据放大器晶体管特性的测量结果确定和调节用于调节的电阻器的电阻值就带来了下列优点：可以校正由于FET的短沟道效应等导致的偏置点的偏移，由此可以减小高频功率放大器电路芯片之间高频功率放大器特性的变化。
为了增强高频功率放大器特征和减小尺寸，有时使用具有短沟道长度的EFT或者具有小基极宽度的双极型晶体管作为高频功率放大器电路中的放大器晶体管。根据本发明，在这种情况下也带来了下列优点：可以减小组件与组件之间特性的变化，并且可以在不明显改变常规制造工艺的情况下制造该组件。

Claims (11)

1.一种高频功率放大器电路，其中用于用来放大高频信号的放大器晶体管的偏置电压从与所述放大器晶体管以电流镜像结构连接的偏置晶体管提供，
其中所述放大器晶体管的控制端子设置有切断装置，用于防止电流通过其它通路而不是高频信号的输入端子流入或者流出。
2.一种高频功率放大器电路，其中用于用来放大高频信号的放大器晶体管的偏置电压从与所述放大器晶体管以电流镜像结构连接的偏置晶体管提供，
其中除了与所述放大器晶体管的控制端子连接的第一焊盘之外，还设置有与所述偏置晶体管的控制端子连接的第二焊盘，所述偏置晶体管与所述放大器晶体管以电流镜像结构连接。
3.根据权利要求2的高频功率放大器电路，
其特征在于，以一定的距离设置所述第一焊盘和所述第二焊盘，该距离小于两个焊盘之间的键合球直径的1/2。
4.根据权利要求2的高频功率放大器电路，
其特征在于，在所述偏置晶体管的所述控制端子和所述第二焊盘之间设置电阻元件。
5.根据权利要求4的高频功率放大器电路，
其特征在于，所述电阻元件构成为其电阻值可调。
6.根据权利要求1的高频功率放大器电路，
其特征在于，在所述偏置晶体管的所述控制端子和所述放大器晶体管的所述控制端子之间连接缓冲放大器，并且所述缓冲放大器的输出状态可以从外部控制，所述缓冲放大器给所述放大器晶体管的所述控制端子施加与所述偏置晶体管的所述控制电压相同的电压。
7.根据权利要求6的高频功率放大器电路，
其特征在于，所述缓冲放大器包括场效应晶体管，所述场效应晶体管的阈值电压和沟道长度调节系数几乎不会由于产品公差引起的沟道长度变化而变化，并且所述偏置晶体管和所述放大器晶体管包括其沟道长度比构成所述缓冲放大器的场效应晶体管的沟道长度短的场效应晶体管。
8.根据权利要求1的高频功率放大器电路，
其特征在于，所述偏置晶体管包括场效应晶体管，其源极端子与形成在所述半导体衬底的所述主表面的对面上方的导电层连接，所述导电层通过半导体区和所述晶体管一起形成，如此形成所述半导体区使其穿过其上方形成了所述晶体管的半导体衬底。
9.一种高频功率放大器电子部件，
其中在一个绝缘衬底上方安装多个根据权利要求2至5任一项的高频功率放大器电路，任何高频功率放大器电路的输出端子都与另一个高频功率放大器电路的输入端子连接，
其中在每个高频功率放大器电路中，所述第一焊盘和所述第二焊盘通过导电材料电连接在一起，所述导电材料如此形成使其横跨这些焊盘。
10.一种高频功率放大器电子部件，在绝缘衬底上方包括：
高频功率放大器电路，包括第一外部端子、用于放大通过所述第一外部端子输入的高频信号的放大器晶体管、用于输出被所述放大器晶体管放大的高频信号的第二外部端子、与所述放大器晶体管以电流镜像结构连接的偏置晶体管、包括其控制端子连接在一起的第一晶体管和第二晶体管并且产生提供给所述偏置晶体管的偏置电流的电流镜像电路、和与构成所述电流镜像电路的作为电流复制起源的晶体管连接的第三外部端子；和
与所述第三外部端子连接的外部电阻元件，
其中根据所述电阻元件的电阻值可以调节流过所述放大器晶体管的无功电流。
11.一种高频功率放大器电子部件的制造方法，包括：
形成高频功率放大器电路的晶片工序，所述高频功率放大器电路如此构成，使得用于用来放大高频信号的放大器晶体管的偏置电压从半导体晶片上方的与所述放大器晶体管以电流镜像结构连接的偏置晶体管提供；
检测工序，根据在经过所述晶片工序的所述晶片上的每个芯片测量所述放大器晶体管的特性；
数据存储工序，基于所述检测工序中测量的所述放大器晶体管特性确定用于调节的电阻器的电阻值、并且在存储器件中或者存储介质上存储电阻值和芯片位置信息；
电阻器选择工序，利用从所述存储器件或者存储介质读出的数据选择最适合于所安装的所述高频功率放大器电路的、用于调节的电阻器；
安装工序，在一个绝缘衬底上方安装所述高频功率放大器电路和所选择的电阻器。
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