CN102170270A - 高频功率放大器及其工作方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种高频功率放大器，其在半导体芯片上具有：与偏置控制电路(112)电流镜连接的偏置晶体管(516)和放大晶体管(513)；以及具有复制晶体管(421)的栅极长度监视电路(101)。放大晶体管(513)放大RF信号，并向偏置晶体管(516)供给偏置控制电路(112)的偏置电流。偏置晶体管(516)、放大晶体管(513)、复制晶体管(421)通过相同的半导体制造过程形成，具有相同的栅极长度偏差。栅极长度监视电路(101)生成依赖于栅极长度L的检测电压Vmon，偏置控制电路(112)根据检测电压来控制偏置电流，补偿放大晶体管(513)的跨导对栅极长度的依赖性。根据本发明，能够减轻功率放大场效应晶体管的对栅极长度的依赖性导致的功率增益变动。

Description

高频功率放大器及其工作方法

技术领域

本发明涉及高频功率放大器及其工作方法，尤其涉及可有效减轻高频功率放大器的功率放大场效应晶体管的跨导gm对栅极长度的依赖性导致的的功率增益变动的技术。

背景技术

以往，为了使功率放大特性对电源电压变动稳定，使用电流镜电路偏置方式根据来自恒流源的恒流被偏置的源极接地n沟道MOS晶体管的沟道长度调制效应而产生的电流增加量，在由p沟道MOS晶体管构成的电流镜电路和由n沟道MOS晶体管构成的电流镜电路中被检测出来(例如，参照下述专利文献1)。

另外，以往存在以下技术，即：为了自动修正高频功率放大器的MOSFET的短沟道效应所引起的偏置的偏离，而使用以与功率放大晶体管相同的沟道长度用相同工艺来形成的电流复制用晶体管(例如，参照下述专利文献2)。

并且，以往存在以下技术，为了修正高频功率放大器的FET的短沟道效应所引起的偏置的偏离，在高频功率放大器的半导体芯片上分别设置连接在电流镜电路的输出侧的功率放大晶体管的栅极端子上的焊盘和连接在电流镜电路的输入侧的偏置晶体管的栅极端子上的焊盘(例如，参照下述专利文献3)。

专利文献1：日本特开2005-150917号公报

专利文献2：日本特开2005-123861号公报

专利文献3：日本特开2005-020518号公报

发明内容

近年来，伴随着便携电话终端的小型化，要求发送器的高频(RF)功率放大器的小型化。作为RF功率放大器的放大元件以MOS-FET为例，通过使栅极长度精细化，能够改善高频特性，通过高集成能够实现RF功率放大器的小型化。然而，由于由栅极长度的精细化所产生的短沟道效应，使阈值的偏差和沟道长度调制效应变大。其结果，在RF功率放大器中产生偏置误差，成为功率增益的偏差的原因。

通常，在RF功率放大器中根据电流镜电路偏置方式对放大用MOS晶体管设定偏置。因此，若将电流镜电路输入侧的偏置电流设定成固定的值，则即使电流镜电路的MOS晶体管的阈值产生变动，也能够向电流镜电路输出侧的放大用MOS晶体管供给稳定的无功电流。但是，在考虑沟道长度调制系数λ的情况下，即使将偏置电流设定成固定的值，放大用MOS晶体管的无功电流也根据沟道长度调制系数λ的值而产生变化，成为产生功率增益偏差的一个原因。即，由于放大用MOS晶体管被集成后的半导体集成电路的制造误差，MOS晶体管的栅极长度具有误差，其结果沟道长度调制系数λ也具有偏差，因此放大用MOS晶体管的偏置电流具有偏差，产生功率增益的偏差。另外，在本申请的说明书中，在未向RF功率放大器供给高频输入信号的无信号状态下，在根据电流镜电路偏置方式对放大用MOS晶体管设定偏置时，将流过电流镜电路输入侧的晶体管中的电流称为偏置电流，将流过电流镜电路输出侧的放大用晶体管中的电流称为无功电流。

在上述专利文献1中记载有以下技术，为了使功率放大特性对电源电压变动稳定，在由p沟道MOS晶体管构成的电流镜电路和由n沟道MOS晶体管构成的电流镜电路中检测由使用电流镜电路偏置方式根据来自恒流源的恒流被偏置的源极接地n沟道MOS晶体管的沟道长度调制效应产生的电流增加量。从来自其他恒流源的其他恒流中减去检测电流，并向构成输出侧的功率放大MOS晶体管和电流镜电路的输入侧的MOS晶体管提供差电流。能够根据由n沟道MOS晶体管构成的电流镜电路的2个n沟道MOS晶体管的尺寸比和沟道长度调制系数λ来降低基于电源电压变动的、流过输出侧的功率放大MOS晶体管的电流的变动幅度。

在上述专利文献2中记载有以下技术，为了自动修正高频功率放大器的MOSFET的短沟道效应所引起的偏置的偏离，使用采用与功率放大晶体管相同的沟道长度且相同工艺所形成的电流复制用晶体管。流过电流复制用晶体管的电流通过由P沟道MOS晶体管构成的电流镜电路和连接成二极管的N沟道MOS晶体管转换成电压。基准偏置电路包括：由其他P沟道MOS晶体管构成的其他电流镜电路；被连接在其他电流镜电路的输入侧的外部端子与接地电位之间的外部电阻；以及被连接在其他电流镜电路的输出侧与接地电位之间的其他连接成二极管的N沟道MOS晶体管。基准偏置电路的其他连接成二极管的N沟道MOS晶体管的电压和依赖于流过电流复制用晶体管中的电流的连接成二极管的N沟道MOS晶体管的电压通过差动放大器被比较。差动放大器的输出电压被提供给功率放大晶体管和电流复制用晶体管的栅极，抑制功率放大晶体管的无功电流在短沟道效应下产生变化。

在上述专利文献3中记载有以下技术，为了修正高频功率放大器的FET的短沟道效应所引起的偏置的偏离，在高频功率放大器的半导体芯片上分别设置被连接在电流镜电路的输出侧的功率放大晶体管的栅极端子上的焊盘，和被连接在电流镜电路的输入侧的偏置晶体管的栅极端子上的焊盘。在不向输入侧的偏置晶体管的栅极供给偏置电压的状态下，使输出侧的功率放大晶体管的栅极的偏置电压产生变化，测量电流开始流过功率放大晶体管的阈值电压。由于不能直接测量沟道长度调制系数λ，因此使用阈值电压的变化量DIBL(Drain-Induced Barrier Lowering：漏致势垒降低)和沟道长度调制系数λ具有相关性来测量阈值电压的变化量DIBL。为了修正功率放大晶体管的偏置的偏离，根据被测量的阈值电压和变化量DIBL来计算最佳外部电阻的电阻值。该外部电阻被连接在半导体芯片的外部端子与接地电位之间，在该外部端子与电源电压之间连接其他电流镜电路的输入侧的P沟道MOS晶体管，在电源电压与电流镜电路的输入侧的偏置晶体管之间连接其他电流镜电路的输出侧的P沟道MOS晶体管。在RF功率模块的组装工序中选择最佳电阻值的外部电阻。

本发明人等在本发明之前，从事通过进行LD型MOS晶体管的精细化来改善高频特性的高集成化、小型化的RF功率放大器的研究和开发。另外，LD是Laterally Diffused(横向扩散)的缩写。因此，通过LD型MOS晶体管的精细化，进行着栅极长度的精细化。其结果，MOS晶体管的栅极长度根据集成有LD型MOS晶体管的半导体集成电路的制造误差而具有大的误差，且沟道长度调制系数λ也具有大的制造偏差，因此LD型MOS晶体管的偏置电流具有大的偏差，产生功率增益大的偏差。

另外，根据本发明人等在本发明之前的研究可知，根据MOS晶体管的放大增益即跨导gm来确定RF功率放大器的功率增益，但跨导gm其自身依赖于栅极长度。

即，MOS晶体管的跨导gm由下式确定。

(式1)

$\mathrm{gm}=\sqrt{2k\frac{W}{L}(1+\mathrm{\λVds})\mathrm{Ids}}$

在上述式(1)中，k是根据MOS晶体管的构造所确定的常数，W是MOS晶体管的栅极宽度，L是MOS晶体管的栅极长度，λ是沟道调制系数，Vds是MOS晶体管的漏极-源极间电压，Ids是MOS晶体管的无功电流。

因此，根据本发明人等在本发明之前的研究可知，如上述专利文献1记载那样，即使降低流过基于电源电压变动的输出侧的功率放大MOS晶体管中的电流的变动幅度，也不能补偿跨导gm自身对栅极长度的依赖性和基于此的功率增益变动。

另外，根据本发明人等在本发明之前的研究可知，如上述专利文献2记载那样，即使抑制由功率放大晶体管的无功电流的短沟道效应而产生的变化，也不能补偿跨导gm自身对栅极长度的依赖性和功率增益变动。

并且，根据本发明人等在本发明之前的研究可知，如上述专利文献3记载那样，为了修正高频功率放大器的FET的短沟道效应所引起的偏置的偏离，为了修正根据测量到的阈值电压和变化量DIBL计算出的偏置的偏离，即使使用最佳外部电阻，也不能补偿跨导gm自身对栅极长度的依赖性和功率增益变动。另外，上述专利文献3记载的方法具有需要增加焊盘、测量阈值电压和变化量DIBL、以及在RF功率模块的组装工序中选择最佳电阻值的外部电阻这样的问题。

本发明是本发明人等根据在以上那样的本发明之前的研究结果而做出的。

因此，本发明的目的在于减轻高频功率放大器的功率放大场效应晶体管的跨导gm对栅极长度的依赖性导致的功率增益的变动。

另外，本发明的另一目的在于，不需要增加焊盘数、检查工序以及选择外部电阻。

本发明的上述目的、其他目的以及新型特征将从本说明书的记述和附图中得到明确。

以下简单说明本申请所公开的发明中具有代表性的内容。

即，本发明具有代表性的实施方式在于高频功率放大器(100)，其在半导体芯片上具有：被进行了电流镜连接(即被连接成电流镜配置)的偏置场效应晶体管(516)和功率放大场效应晶体管(513)；以及偏置控制电路(112)。

上述功率放大场效应晶体管(513)能够放大高频输入信号。

向上述偏置场效应晶体管(516)供给上述偏置控制电路(112)的偏置电流(Ibias3)，上述偏置场效应晶体管(516)的栅极-源极间电压被供给到上述功率放大场效应晶体管(513)的上述栅极端子与上述源极端子之间。

在上述半导体芯片上还具有包括放大器复制晶体管(421a)的栅极长度监视电路(101)。

在上述半导体芯片上用相同的半导体制造过程来形成上述放大器复制晶体管、上述偏置场效应晶体管以及上述功率放大场效应晶体管，上述放大器复制晶体管、上述偏置场效应晶体管以及上述功率放大场效应晶体管具有大致相同的栅极长度偏差。

上述栅极长度监视电路生成通过上述放大器复制晶体管来检测的依赖于上述栅极长度(L)的检测电压(Vmon)。

其特征在于，在上述栅极长度(L)具有偏差时，上述偏置控制电路根据上述检测电压控制上述偏置电流(Ibias3)的值，来补偿上述功率放大场效应晶体管的跨导对上述栅极长度(L)的依赖性(参照图1、图2、图3)。

以下简单说明由本申请所公开的发明中具有代表性的技术方案所得到的效果。

即，根据本发明，能够减轻高频功率放大器的功率放大场效应晶体管的跨导gm对栅极长度的依赖性导致的功率增益变动。

附图说明

图1是表示能够安装在便携电话终端的发送器中的本发明实施方式1的高频功率放大器的构成的图。

图2是表示包含在图1所示的本发明实施方式1的高频功率放大器中的栅极长度监视电路101的构成的图。

图3是表示包含在图1所示的本发明实施方式1的高频功率放大器中的功率放大器103的构成的图。

图4是表示能够安装在便携电话终端的发送器中的本发明实施方式2的其他高频功率放大器的构成的图。

图5是表示能够安装在便携电话终端的发送器中的本发明实施方式3的另一其他高频功率放大器的构成的图。

图6是表示能够安装在便携电话终端的发送器中的本发明实施方式4的又一其他高频功率放大器的构成的图。

图7是表示包含在图6所示的本发明实施方式4的高频功率放大器中的栅极长度监视电路101的构成的图。

图8是表示在参照图1、图2、图3、图9所说明的本发明实施方式1的高频功率放大器模块100中，相对于栅极长度L的变动的栅极长度监视电路101的监视输出即电压差输出电路440的信号电压Vmon的依赖性、偏置晶体管514、515、516的偏置电流Ibias的依赖性、监视输出信号电压Vmon以及偏置电流Ibias的关系的图。

图9是表示N沟道型LDMOS晶体管的各种参数对栅极长度L的变动的依赖性的图。

图10是表示在参照图1、图2、图3、图8、图9所说明的本发明实施方式1的高频功率放大器模块100中，增益偏差对栅极长度L变动的修正效果的图。

标号说明

100高频功率放大器模块

101栅极长度监视电路

102增益偏差修正偏置供给电路

103功率放大器

110AD转换器

111偏置表

112偏置控制电路

113控制逻辑电路

120电源电压监视电路

130温度监视电路

151RF信号输入端子

152RF信号输出端子

153电源电压端子

154逻辑电压端子

155时钟信号端子

156数据信号端子

157使能信号端子

200射频半导体集成电路(RFIC)

300功率管理器IC300

401参考电压端子

402栅极长度监视电路输出端子

410升压电路

411差动放大器

412～413电阻

420放大器复制晶体管电流检测电路

421放大器复制晶体管

422P沟道型MOS晶体管

423P沟道型MOS晶体管

424电阻

440电压差输出电路

441差动放大器

450栅极电压端子

451漏极电压端子

455放大器复制晶体管电流监视电压端子

460开关

501RF输入端子

502RF输出端子

503电源电压端子

504～506偏置电流端子

511第一级功率放大器

511第二级功率放大器

513第三级功率放大器

514～516N沟道型LDMOS晶体管

517～519电阻

520～522扼流圈电感器

530～533配电路

具体实施方式

1.实施方式的概要

首先，说明本申请所公开的技术方案中代表性实施方式的概要。在对代表性实施方式进行的概要说明中，标注括号参照的附图标记不过是例示包含于标注了该附图标记的构成要素的概念而已。

(1)本发明具有代表性的实施方式在于高频功率放大器(100)，其在半导体芯片上具有：被进行了电流镜连接的偏置场效应晶体管(516)和功率放大场效应晶体管(513)；以及偏置控制电路(112)。

上述功率放大场效应晶体管(513)具有能够连接在接地电位上的源极端子、能够供给高频输入信号的栅极端子以及能够生成高频放大输出信号的漏极端子。

能够向上述偏置场效应晶体管(516)中供给从上述偏置控制电路(112)生成的偏置电流(Ibias3)，上述偏置场效应晶体管(516)的栅极-源极间电压能够被供给到上述功率放大场效应晶体管(513)的上述栅极端子与上述源极端子之间。

在上述半导体芯片上还具有包括放大器复制晶体管(421a)的栅极长度监视电路(101)。

上述放大器复制晶体管、上述偏置场效应晶体管以及上述功率放大场效应晶体管在上述半导体芯片上用相同的半导体制造工艺来形成，上述放大器复制晶体管、上述偏置场效应晶体管以及上述功率放大场效应晶体管具有大致相同的栅极长度偏差。

上述栅极长度监视电路生成通过上述放大器复制晶体管来检测的依赖于上述栅极长度(L)的检测电压(Vmon)。

其特征在于，由上述栅极长度监视电路生成的上述检测电压控制上述偏置控制电路(112)，在上述栅极长度(L)具有偏差时，上述偏置控制电路根据上述检测电压控制上述偏置电流(Ibias3)的值，来补偿上述功率放大场效应晶体管的跨导对于上述栅极长度(L)的依赖性(参照图1、图2、图3)。

根据上述实施方式，能够减轻高频功率放大器的功率放大场效应晶体管的跨导gm对栅极长度的依赖性导致的功率增益变动。

在优选实施方式中，其特征在于，在减少上述栅极长度时，上述偏置控制电路根据上述检测电压的增加而减少上述偏置电流的上述值，来补偿上述功率放大场效应晶体管的上述跨导的增大(参照图1)。

在其他优选实施方式中，上述功率放大场效应晶体管为构成上述高频功率放大器的多级放大器(103)的多个功率放大场效应晶体管(511、512、513)。

上述偏置场效应晶体管是与上述高频功率放大器的上述多级放大器的上述多个功率放大场效应晶体管分别电流镜连接的多个偏置场效应晶体管(514、515、516)。

其特征在于，上述偏置控制电路的上述偏置电流是能够提供给上述多个偏置场效应晶体管的多个偏置电流(Ibias1、Ibias2、Ibias3)(参照图1)。

在更优选的实施方式中，其特征在于，上述高频功率放大器的上述多级放大器在各级间包含匹配电路(531、532、533)(参照图3)。

在其他更优选的实施方式中，其特征在于，在向上述放大器复制晶体管的漏极端子供给不同电压电平的漏极电压时上述栅极长度监视电路所生成的上述检测电压通过在上述放大器复制晶体管中流过的不同漏极电流的差被转换成电压来得出(参照图2、图7)。

具体的实施方式在于，由上述栅极长度监视电路所生成的上述检测电压能够被提供给AD转换器(110)的输入端子，能够在上述AD转换器的输出端子生成转换数字值。

上述转换数字值能够被提供给转换表(111)的输入端子，能够在上述转换表的输出端子生成偏置数字值。

其特征在于，上述偏置数字值能够被提供给上述偏置控制电路(112)(参照图1)。

在更具体的实施方式中，其特征在于，在上述半导体芯片上还具有上述AD转换器和上述转换表(111)(参照图1)。

在其他更具体的实施方式中，在上述半导体芯片上还具有温度监视电路和电源电压监视电路。

上述温度监视电路通过监视上述半导体芯片的芯片温度来生成芯片温度监视输出信号。

上述电源电压监视电路通过监视被提供给上述多级放大器(103)的电源电压来生成电源电压监视输出信号。

其特征在于，上述AD转换器以时分方式将由上述栅极长度监视电路所生成的上述检测电压、上述芯片温度监视输出信号以及上述电源电压监视输出信号分别转换成数字信号(参照图5)。

并且，在其他更具体的实施方式中，在上述半导体芯片上还具有上述AD转换器和控制逻辑电路(113)。

上述控制逻辑电路能够通过数字接口被连接在上述半导体芯片外部的射频半导体集成电路(200)上。

上述控制逻辑电路能够通过上述数字接口向内置于上述射频半导体集成电路(200)的半导体芯片上的上述转换表(111)的上述输入端子供给上述AD转换器的上述转换数字值。

其特征在于，上述控制逻辑电路能够通过上述数字接口将上述转换表(111)的上述偏置数字信息提供给上述偏置控制电路(112)(参照图4)。

在最具体的实施方式中，在上述半导体芯片上还具有控制逻辑电路(113)。

上述控制逻辑电路能够通过数字接口被连接在上述半导体芯片外部的射频半导体集成电路(200)上。

能够在上述射频半导体集成电路(200)的半导体芯片上内置上述AD转换器和上述转换表(111)。

由上述栅极长度监视电路所生成的上述检测电压能够被提供给上述射频半导体集成电路的上述半导体芯片的上述AD转换器的上述输入端子，在上述AD转换器的上述输出端子能够生成上述转换数字值。

上述转换数字值能够被提供给上述转换表(111)的上述输入端子，在上述转换表的上述输出端子能够生成偏置数字信息。

其特征在于，上述控制逻辑电路能够通过上述数字接口将上述转换表(111)的上述偏置数字信息提供给上述偏置控制电路(112)(参照图6)。

(2)本发明另一观点的代表性实施方式在于高频功率放大器(100)的工作方法，该高频功率放大器(100)在半导体芯片上具有被进行了电流镜连接的偏置场效应晶体管(516)和功率放大场效应晶体管(513)，以及偏置控制电路(112)。

上述功率放大场效应晶体管(513)具有：能够被连接在接地电位上的源极端子；能够供给高频输入信号的栅极端子；以及能够生成高频放大输出信号的漏极端子。

能够向上述偏置场效应晶体管(516)供给从上述偏置控制电路(112)生成的偏置电流(Ibias3)，上述偏置场效应晶体管(516)的栅极-源极间电压能够被供给到上述功率放大场效应晶体管(513)的上述栅极端子与上述源极端子之间。

在上述半导体芯片上还具有包括放大器复制晶体管(421a)的栅极长度监视电路(101)。

在上述半导体芯片上用相同的半导体制造过程来形成上述放大器复制晶体管、上述偏置场效应晶体管以及上述功率放大场效应晶体管，上述放大器复制晶体管、上述偏置场效应晶体管以及上述功率放大场效应晶体管具有大致相同的栅极长度偏差。

上述栅极长度监视电路生成通过上述放大器复制晶体管来检测的依赖于上述栅极长度(L)的检测电压(Vmon)。

其特征在于，由上述栅极长度监视电路所生成的上述检测电压控制上述偏置控制电路(112)，在上述栅极长度(L)具有偏差时，上述偏置控制电路根据上述检测电压控制上述偏置电流(Ibias3)的值，来补偿上述功率放大场效应晶体管的跨导对上述栅极长度(L)的依赖性(参照图1、图2、图3)。

根据上述实施方式，能够减轻高频功率放大器的功率放大场效应晶体管的跨导gm对栅极长度的依赖性导致的功率增益变动。

2.实施方式的详细

接着，进一步详细说明实施方式。另外，在用于说明用于实施技术方案的最佳方式的所有附图中，对与上述图具有相同功能的部件标以相同的符号，省略其反复说明。

(实施方式1)

《高频功率放大器的构成》

图1是表示可安装在便携电话终端的发送器中的本发明实施方式1的高频功率放大器的构成的图。

如图1所示，高频功率放大器模块100在半导体集成电路的半导体芯片上基本上具有：功率放大器103；增益偏差修正偏置供给电路102；以及栅极长度监视电路101。并且，若详细说明，则高频功率放大器模块100包括：RF信号输入端子151、RF信号输出端子152、电源端子153、栅极长度监视电路101、增益偏差修正偏置供给电路102、功率放大器103、AD转换器110、偏置表111以及偏置控制电路112。

栅极长度监视电路101是具有1个输出端子的电路，其栅极长度监视值输出端子被连接在AD转换器110的输入端子上。

AD转换器110是具有1个输入1个输出2个端子的电路，其输入端子被连接在栅极长度监视电路101的栅极长度监视值输出端子上，其输出端子被连接在偏置表111的输入端子上。

偏置表111是具有1个输入1个输出2个端子的电路，其输入端子被连接在AD转换器110的输出端子上，其输出端子被连接在偏置控制电路112的输入端子上。

偏置控制电路112是具有1个输入3个输出4个端子的电路，其输入端子被连接在偏置表111的输出端子上，其3个偏置控制输出端子被连接在功率放大器103的3个偏置控制输入端子上。

功率放大器103是具有5个输入1个输出6个端子的电路，其3个偏置控制输入端子被连接在偏置控制电路112的3个偏置控制输出端子上，其1个输入端子被连接在RF信号输入端子151上，其电源电压供给端子被连接在电源端子153上，其输出端子被连接在RF信号输出端子152上。

增益偏差修正偏置供给电路102包括：AD转换器110、偏置表111以及偏置控制电路112。

《栅极长度监视电路》

图2是表示包含在图1所示的本发明实施方式1的高频功率放大器中的栅极长度监视电路101的构成的图。

图2所示的栅极长度监视电路101包括：参考电压端子401、升压电路410a、410b、410c、栅极电压端子450、漏极电压端子451a、451b、放大器复制晶体管电流检测电路420a、420b、放大器复制晶体管电流监视电压端子455a、455b、电压差输出电路440以及栅极长度监视电路输出端子402。

并且，图2所示的栅极长度监视电路101包括：差动放大器411a、411b、411c、441、电阻412a、412b、412c、413a、413b、413c、424a、424b、442、443、444、445、P沟道型MOS晶体管422a、422b、423a，423b以及N沟道型LDMOS晶体管421a、421b。另外，N沟道型LDMOS晶体管421a、421b的栅极长度例如被设定为栅极长度偏差的影响显著的300nm，另一方面P沟道型MOS晶体管422a、422b、423a，423b的栅极长度被设定成足够大的值(例如2μm)。

升压电路410a～c是具有1个输入1个输出2个端子的电路，分别具有差动放大器411a～c、电阻412a～c、电阻413a～c。差动放大器411a～c是具有2个输入1个输出3个端子的电路，非反转输入端子被连接在参考电压端子401上，反转输入端子被连接在电阻412a～c与电阻413a～c的共同连接节点上。差动放大器411的输出端子a～c通过与电阻413a～c和电阻412a～c的串联连接被连接在接地电位上。升压电路410a、410b的输出侧端子被连接在漏极电压端子451a、451b上，升压电路410c的输出侧端子被连接在栅极电压端子450上。

放大器复制晶体管电流检测电路420a～b是具有2个输入1个输出3个端子的电路，分别具有放大器复制晶体管421a～b、P沟道型MOS晶体管422a～b、P沟道型MOS晶体管423a～b以及电阻424a～b。放大器复制晶体管421a～b的栅极被连接在栅极电压端子450上，源极端子被接地，漏极端子被连接在P沟道型MOS晶体管422a～b的漏极端子和栅极端子以及P沟道型MOS晶体管423a～b的栅极端子上。P沟道型MOS晶体管422a～b与P沟道型MOS晶体管423a～b被进行了电流镜连接，其源极端子被连接在漏极电压端子451a～b上。P沟道型MOS晶体管423a～b的漏极端子通过电阻424a～b被连接在接地电位上，另一方面被连接在放大器复制晶体管电流监视电压端子455a～b上。

电压差输出电路440是具有2个输入1个输出3个端子的电路，包括差动放大器441和电阻442～445。电阻442的一端被连接在放大器复制晶体管电流监视电压端子455a上，电阻442的另一端被连接在差动放大器441的反转输入端子上并通过电阻443被连接在差动放大器441的输出端子上。电阻444的一端被连接在放大器复制晶体管电流监视电压端子455b上，电阻442的另一端被连接在差动放大器441的非反转输入端子上并通过电阻445被连接在接地电位上。差动放大器441的输出端子被连接在栅极长度监视电路输出端子402上，并通过电阻443被连接在反转输入端子上。

《功率放大器》

图3是表示包含在图1所示的本发明实施方式1的高频功率放大器中的功率放大器103的构成的图。

图3所示的功率放大器103包括：RF输入端子501、RF输出端子502、电源电压端子503、偏置电流端子504、505、506、第一级功率放大器511、第二级功率放大器512、第三级功率放大器513、N沟道型LDMOS晶体管514、515、516、电阻517、518、519、扼流圈电感器520、521、522以及匹配电路530、531、532、533。另外，第一级功率放大器511、第二级功率放大器512以及第三级功率放大器513分别为短沟道LDMOS晶体管，第一级功率放大器511、第二级功率放大器512、第三级功率放大器513以及N沟道型LDMOS晶体管514，515，516用与半导体集成电路的半导体芯片相同的半导体制造工艺来形成，栅极长度尺寸例如被设定成栅极长度偏差的影响显著的300nm。

RF输入端子501通过输入匹配电路530被连接在第一级放大器511的栅极端子和电阻517的一端上。电阻517的另一端被连接在N沟道型LDMOS晶体管514的栅极端子和漏极端子以及偏置电流端子504上。N沟道型LDMOS晶体管514的源极端子接地。即，N沟道型LDMOS晶体管514与第一级放大器511通过电阻517被进行了电流镜连接。

第一级功率放大器511的源极端子接地，漏极端子通过扼流圈电感器520被连接在电源电压端子503上，并且通过1级-2级间的匹配电路531被连接在第二级功率放大器512的栅极端子和电阻518的一端上。电阻518的另一端被连接在N沟道型LDMOS晶体管515的栅极端子和漏极端子以及偏置电流端子505上。N沟道型LDMOS晶体管515的源极端子接地。即，N沟道型LDMOS晶体管515和第二级功率放大器512通过电阻518被进行了电流镜连接。

第二级功率放大器512的源极端子接地，漏极端子通过扼流圈电感器521被连接在电源电压端子503上，并且通过2级-3级间的匹配电路532被连接在第三级功率放大器513的栅极端子和电阻519的一端上。电阻519的另一端被连接在N沟道型LDMOS晶体管516的栅极端子和漏极端子以及偏置电流端子506上。N沟道型LDMOS晶体管516的源极端子接地。即，N沟道型LDMOS晶体管516和第三级功率放大器513通过电阻519被进行了电流镜连接。

第三级功率放大器513的源极端子接地，漏极端子通过扼流圈电感器522被连接在电源电压端子503上，并且通过输出匹配电路533被连接在RF输出端子502上。

《高频功率放大器的工作》

接着，参照图1和图3，对本发明实施方式1的高频功率放大器的工作进行说明。

在图1所示的本发明实施方式1的高频功率放大器模块100中，RF信号通过RF信号输入端子151从未图示的信号源被输入到多级功率放大器103中。输入匹配电路530具有使未图示的信号源的输出阻抗和第一级功率放大器511的输入阻抗匹配的功能。

在图3所示的本发明实施方式1的功率放大器103中，被输入到多级功率放大器103中的RF信号通过输入匹配电路530被输入到第一级功率放大器511的栅极端子。

电源电压Vdd通过扼流圈电感器520从电源端子503被提供给第一级功率放大器511的漏极端子，第一级功率放大器511的无功电流根据被偏置控制电路112修正了栅极长度偏差的偏置电流Ibias1和放大级的电流镜构成来确定。电阻517被设定成例如1kΩ的电阻值，使得第一级功率放大器511的栅极端子的RF输入信号不流入偏置电路的N沟道型LDMOS晶体管514中。

被输入到第一级放大器511的栅极端子的RF信号被第一级放大器511放大，从第一级放大器511的漏极端子被输出。从第一级放大器511的漏极端子输出的RF信号通过1级-2级间的匹配电路531被输入到第二级功率放大器512的栅极端子。1级-2级间的匹配电路530具有使第一级功率放大器511的输出阻抗和第二级功率放大器512的输入阻抗匹配的功能。

电源电压Vdd通过扼流圈电感器521从电源端子503被提供给第二级功率放大器512的漏极端子，第二级功率放大器512的无功电流根据被偏置控制电路112修正了栅极长度偏差的偏置电流Ibias2和放大级的电流镜构成来确定。电阻518被设定成例如1kΩ的电阻值，使得第二级功率放大器512的栅极端子的RF放大信号不流入偏置电路的N沟道型LDMOS晶体管515中。

被输入到第二级放大器512的栅极端子的RF信号被第二级放大器512放大，从第二级放大器512的漏极端子被输出。从第二级放大器512的漏极端子输出的RF信号通过2级-3级间的匹配电路532被输入到第三级功率放大器513的栅极端子。2级-3级间的匹配电路532具有使第二级功率放大器512的输出阻抗和第三级功率放大器513的输入阻抗匹配的功能。

电源电压Vdd通过扼流圈电感器522从电源端子503被提供给第三级功率放大器513的漏极端子，第三级功率放大器513的无功电流根据被偏置控制电路112修正了栅极长度偏差的偏置电流Ibias3和放大级的电流镜构成来确定。电阻519被设定成例如1kΩ的电阻值，使得第三级功率放大器513的栅极端子的RF放大信号不流入到偏置电路的N沟道型LDMOS晶体管516中。

被输入到第三级放大器513的栅极端子的RF信号被第三级放大器513放大，从第三级放大器513的漏极端子被输出。从第三级放大器513的漏极端子输出的RF信号通过输出匹配电路533被输出到RF输出端子502。

《栅极长度监视电路的工作》

接着，参照图2，对本发明实施方式1的栅极长度监视电路的工作进行说明。

在图2所示的本发明实施方式1的栅极长度监视电路101中，复制(replicate)放大级的N沟道型LDMOS晶体管421a、421b用与功率放大器103中的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513和半导体集成电路相同的半导体制造工艺来形成。另外，复制放大级的N沟道型LDMOS晶体管421a、421b具有与功率放大器103中的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513相同的栅极长度偏差分布。

向栅极长度监视电路101的放大级复制晶体管421a、422b的栅极端子供给在升压电路410c中以参考电压Vref为基准被升压的相同栅极电压Vgg，并且向放大级复制晶体管421a、422b的漏极端子分别供给在升压电路410a、410b中被升压的漏极电压Vds 1、Vds2。此时，漏极电压Vds1、Vds2被设定为Vds1＞Vds2的关系。因此，放大级复制晶体管421a、422b的漏极电流Ids1、Ids2由下式确定。

(式2)

$\mathrm{Ids}1=k\frac{W}{L}{(\mathrm{Vgg}-\mathrm{Vth})}^2(1+\mathrm{\λVds}1)$

(式3)

$\mathrm{Ids}2=k\frac{W}{L}{(\mathrm{Vgg}-\mathrm{Vth})}^2(1+\mathrm{\λVds}2)$

在此，λ是放大级复制N沟道型MOS晶体管的沟道长度调制系数，W是放大级复制N沟道型MOS晶体管的栅极宽度，Vth是放大级复制N沟道型MOS晶体管的阈值，k是依赖于放大级复制N沟道型MOS晶体管的工艺参数的值。

漏极电流Ids1和漏极电流Ids2分别被由P沟道型MOS晶体管422a、423a所形成的电流镜或者由P沟道型MOS晶体管422b、423b所形成的电流镜反射，因此通过电阻424a、424b被转换成电压信号Vdet1、Vdet2。为了简便，将电流镜的尺寸比设为1∶1，电压信号Vdet1、Vdet2由下式确定。

(式4)

Vdet1＝R×Ids1

(式5)

Vdet2＝R×Ids2

在此，R是电阻424a、424b的电阻值。

电压信号Vdet1、Vdet2被输入到电压差输出电路440中，因此电压差输出电路440输出与Vdet1-Vdet2成比例的信号电压Vmon。该信号电压Vmon由下式确定。

(式6)

$\mathrm{Vmon}=V\det 1-V\det 2=R(\mathrm{Ids}1-\mathrm{Ids}2)$

$=\mathrm{Rk}\frac{W}{L}{(\mathrm{Vgg}-\mathrm{Vth})}^2(\mathrm{\λ}+\mathrm{\ΔVds})\∝\frac{1}{L}\mathrm{\λ}$

在此，ΔVds是Vds1与Vds2的差。根据上述式(6)可理解为栅极长度监视输出电压Vmon对栅极长度L具有依赖性。

《无功电流和偏置电流的确定方法》

在图1所示的本发明实施方式1的高频功率放大器模块100的增益偏差修正偏置供给电路102中，从栅极长度监视电路101输出的栅极长度监视输出电压通过AD转换器110被转换成数字值，转换数字值被输入到偏置表111中。偏置表111响应反映栅极长度的数字输入值，向偏置控制电路112供给偏置数字输出信息。为了使功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导大致恒定，偏置控制电路112响应该偏置数字输出信息，产生最佳的偏置电流Ibias1、Ibias2、Ibias3。从偏置控制电路112产生的偏置电流Ibias1、Ibias2、Ibias3被提供给偏置电路的N沟道型LDMOS晶体管514、515、516，因此根据电流镜电路偏置方式设定功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的无功电流的值。根据该无功电流的值，功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导gm被设定为大致恒定。

接着，对反映了被存储在偏置表111中的栅极长度的数字输入值与偏置数字输出信息的转换数据的生成方法进行说明。

根据上述式(1)，不论栅极长度L如何变动，也能够设定用于将功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导gm控制成大致恒定的放大级晶体管的无功电流的值。

图9是表示N沟道型LDMOS晶体管的各种参数对栅极长度L的变动的依赖性的图。

图9的(a)示出由上述式(1)所确定的晶体管的跨导gm的平方的半值的2kW/L(1+λVds)对栅极长度L的变动的依赖性。如图9的(a)所示，栅极长度L变短时，跨导gm的平方的半值大幅增大。

图9的(b)示出相对于栅极长度L的变动将功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的无功电流的值控制成大致恒定时的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导gm对栅极长度L的变动的依赖性。如图9的(b)所示，栅极长度L变短时，跨导gm增大，因此功率放大器103的功率增益增大。

图9的(c)示出在栅极长度L减少时，根据本发明实施方式1，功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的无功电流的值减小时放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导gm对栅极长度L的变动的依赖性。如图9的(c)所示，即使栅极长度L变短，跨导gm也为大致恒定，因此能够减轻功率放大器103的功率增益增大。

功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的无功电流的值与偏置电路的N沟道型LDMOS晶体管514、515、516的偏置电流的值的对应关系根据放大级晶体管511、512、513的栅极宽度W与偏置晶体管514、515、516的栅极宽度W的器件比来大致确定。另外，该精密的对应关系能够通过将该器件比输入到电子电路模拟器中来导出。

图8是表示在参照图1、图2、图3、图9所说明的本发明实施方式1的高频功率放大器模块100中，相对于栅极长度L的变动的栅极长度监视电路101的监视输出即电压差输出电路440的信号电压Vmon的依赖性、偏置晶体管514、515、516的偏置电流Ibias的依赖性、以及监视输出信号电压Vmon与偏置电流Ibias的关系的图。

根据图8的(a)可理解为栅极长度监视电路101的监视输出信号电压Vmon根据栅极长度L的减少而增大。

根据图8的(b)可理解为在栅极长度L减少时，根据本发明实施方式1，为了减少功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的无功电流，偏置晶体管514、515、516的偏置电流Ibias的值被响应了栅极长度监视电路101的监视输出信号电压Vmon的增益偏差修正偏置供给电路102减少。

即，如图8的(c)所示，增益偏差修正偏置供给电路102的AD转换器110、偏置表111以及偏置控制电路112响应由栅极长度L的减少所引起的栅极长度监视电路101的监视输出信号电压Vmon的增大，使偏置晶体管514、515、516的偏置电流Ibias的电流值减少。

图10是表示在参照图1、图2、图3、图8、图9所说明的本发明实施方式1的高频功率放大器模块100中，增益偏差的修正效果相对于栅极长度L的变动的图。

图10的纵轴表示功率放大器103的增益偏差，图10的横轴表示功率放大器103的输出功率。另外，在图10中假设表示功率放大器103的N沟道型LDMOS晶体管的栅极长度L为±10％的偏差的情况。

在上述专利文献1、2、3中记载那样，以往，在栅极长度L变动时，为了将偏置电流和无功电流控制成大致恒定，根据MOS晶体管的跨导gm自身对栅极长度L的依赖性来表示大的增益偏差。

与之相对，在参照图1、图2、图3、图8、图9所说明的本发明实施方式1的高频功率放大器模块100中，控制成在栅极长度L减少时减少偏置电流和无功电流，因此MOS晶体管的跨导gm为大致恒定，能够减轻功率放大器103的功率增益增大。

并且，根据图10可理解为在从大致10dBm的低输出到大致30dBm的高输出的大范围内具有增益偏差抑制效果。例如，若以28dBm的输出时进行比较，则可理解为本发明实施方式1的高频功率放大器模块100与现有高频功率放大器模块比较能够得到大致50％左右的增益偏差抑制。

另外，根据本发明实施方式1的高频功率放大器模块100，增益偏差修正偏置供给电路102的AD转换器110、偏置表111以及偏置控制电路112响应由栅极长度L的减少所引起的栅极长度监视电路101的监视输出信号电压Vmon的增大，在芯片内使偏置晶体管514、515、516的偏置电流Ibias的电流值减少，在芯片内使MOS晶体管的跨导gm为大致恒定，减轻功率放大器103的功率增益增大。其结果，根据本发明实施方式1的高频功率放大器模块100，能够不需要在上述专利文献3中记载的方法中的增加焊盘、测量阈值电压和变化量DIBL以及RF功率模块的组装工序中选择最佳电阻值的外部电阻。

(实施方式2)

《其他高频功率放大器的构成》

图4使表示能够安装在便携电话终端的发送器中的本发明实施方式2的其他高频功率放大器的构成的图。

安装有图4所示的本发明实施方式2的其他高频功率放大器的便携电话终端的发送器与安装有图1所示的本发明实施方式1的高频功率放大器的便携电话终端的发送器的不同点在于下述内容。

首先，在图4所示的本发明实施方式2的便携电话终端的发送器中增加有射频半导体集成电路(以下称为RFIC)200和功率管理器IC300。

RFIC200将从基带处理器(未图示)供给的数字发送基带信号DA转换成模拟发送基带信号，进而通过对该模拟发送基带信号进行正交上变频来生成RF发送信号。由RFIC200生成的RF发送信号被提供给高频功率放大器模块100的RF信号输入端子151。

另外，RFIC200对通过被连接在高频功率放大器模块100的RF信号输出端子152上的便携电话终端的收发天线(未图示)从基站接收到的RF接收信号进行低噪声放大，并且，通过对该RF放大信号进行正交下变频来生成模拟接收基带信号。并且，RFIC200将模拟接收基带信号AD转换成数字接收基带信号，将该数字接收基带信号提供给基带处理器(未图示)。

功率管理器IC300被安装在便携电话终端中的电池(未图示)供给工作电压。并且，功率管理器IC300响应从RFIC200供给的电源电压控制信号Vadj，控制功率放大器103的电源电压Vdd的电平。尤其是，能够在高频功率放大器模块100的RF信号输出端子152的RF发送输出信号的信号振幅电平低的状态下，通过将功率放大器103的电源电压Vdd的电压电平控制得低，来改善低输出时的功率附加效率。

并且，在图1所示的本发明实施方式1中，被配置在高频功率放大器模块100内部的偏置表111的配置在图4所示的本发明实施方式2的便携电话终端的发送器中在RFIC200的内部被变更。根据该变更，在图4所示的本发明的实施方式2中，在高频功率放大器模块100的内部配置有控制逻辑电路113。

因此，在图4所示的本发明的实施方式2中，在高频功率放大器模块100的AD转换器110与RFIC200的偏置表111之间连接有高频功率放大器模块100的控制逻辑电路113，在RFIC200的偏置表111与高频功率放大器模块100的偏置控制电路112之间连接有高频功率放大器模块100的控制逻辑电路113。

控制逻辑电路113是至少有6个端子的电路，4个端子的逻辑电压端子(VIO)154、时钟信号端子(CLK)155、数据信号端子(DATA)156以及使能信号端子(ENA)157被连接在RFIC200上，1个偏置控制端子被连接在偏置控制电路112上，1个数字栅极长度监视输入端子被连接在AD转换器110上。

因此，在图4所示的本发明的实施方式2中，增益偏差修正偏置供给电路102包括：高频功率放大器模块100内部的AD转换器110、RFIC200内部的偏置表111、高频功率放大器模块100内部的控制逻辑电路113以及偏置控制电路112。其结果，高频功率放大器模块100的控制逻辑电路113涉及增益偏差修正，作为高频功率放大器模块100内部的AD转换器110、偏置控制电路112以及RFIC200内部的偏置表111之间的数字接口而发挥作用。

《基于数字接口的增益偏差修正》

RFIC200通过将时钟信号端子(CLK)155的时钟信号、使能信号端子(ENA)157的写使能信号以及数据信号端子(DATA)156的数据信号提供给控制逻辑电路113，能够向控制逻辑电路113的内不存储器任意地写入数据。并且，RFIC200通过将时钟信号端子(CLK)155的时钟信号和使能信号端子(ENA)157的读使能信号提供给控制逻辑电路113，能够任意地读出控制逻辑电路113的内部存储器的存储数据。

栅极长度监视电路101输出的栅极长度监视输出电压被AD转换器110转换成数字栅极长度监视信号，被存储在控制逻辑电路113的内部存储器电路中。

RFIC200从数据信号端子(DATA)156读出被存储在控制逻辑电路113的内部存储器电路中的数字栅极长度监视信号，被读出的数字栅极长度监视信号被提供给偏置表111。这样，偏置表111根据与被供给的数字栅极长度监视信号的特征值对应的条目输出具有对应的特征值的偏置数字输出信息。接着，RFIC200使用高频功率放大器模块100的控制逻辑电路113的上述数字接口将从偏置表111输出的特征值的偏置数字输出信息存储到控制逻辑电路113的内部存储器中。并且，被存储在控制逻辑电路113的内部存储器中的固有的偏置数字输出信息值被提供给偏置控制电路112。这样，为了使功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导大致恒定，偏置控制电路112响应该固有的偏置数字输出信息值，产生最佳的偏置电流Ibias1、Ibias2、Ibias3。从偏置控制电路112产生的偏置电流Ibias1、Ibias2、Ibias3被提供给偏置电路的N沟道型LDMOS晶体管514、515、516，因此根据电流镜电路偏置方式来设定功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的无功电流的值。根据该无功电流的值，将功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导gm设定成大致恒定。

以上，根据参照图4所说明的本发明的实施方式2，在高频功率放大器模块100的RF信号输出端子152的RF发送输出信号的信号振幅电平低的状态下，能够通过根据RFIC200和功率管理器IC300的工作将功率放大器103的电源电压Vdd的电压电平控制得低，来改善低输出时的功率附加效率。

另一方面，通过对功率管理器IC300的功率放大器103的电源电压Vdd进行动态控制，功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的各漏极-源极间电压Vds产生变动。其结果，根据上述式(1)，功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的各跨导gm的值根据漏极-源极间电压Vds的变动而变动。因此，由于对功率放大器103的电源电压Vdd进行动态控制，需要电源电压Vdd各异的电压值中的各异的跨导gm、用于进行增益偏差修正的各异的偏置电流以及各异的无功电流。

因此，在根据本发明实施方式2的更优选的实施方式中，与从RFIC200被提供给功率管理器IC300的电源电压控制信号Vadj的多个电平对应地在偏置表111中准备有多个转换页。即，在与电源电压控制信号Vadj的固有电平对应的固有电源电压Vdd的状态下，根据电源电压控制信号Vadj在增益偏差修正中选择最佳的偏置表111的转换页。能够从在偏置表111中被选择的最适于增益偏差修正的转换页输出具有最佳值的偏置数字输出信息。

(实施方式3)

图5是表示能够安装在便携电话终端的发送器中的本发明实施方式3的另一其他高频功率放大器的构成的图。

被安装在图5所示的便携电话终端的发送器中的本发明实施方式3的另一其他高频功率放大器与被安装在图4所示的便携电话终端的发送器中的本发明实施方式2的其他高频功率放大器的不同点在于下述内容。

首先，在作为图5所示的本发明实施方式2的另一其他高频功率放大器的高频功率放大器模块100中增加有电源电压监视电路120和温度监视电路130。

并且，在图5所示的本发明实施方式2中，高频功率放大器模块100的AD转换器110通过分时进行AD转换将栅极长度监视电路101的模拟输出信号、电源电压监视电路120的模拟输出信号以及温度监视电路130的模拟输出信号分别转换成数字信号。

电源电压监视电路120通过监视电源端子153的电源电压Vdd来输出电源电压监视输出信号，温度监视电路130通过监视功率放大器103的半导体集成电路的半导体芯片的温度来输出芯片温度监视输出信号。在图5所示的本发明实施方式2的高频功率放大器模块100中，也与之前的实施方式完全相同地从栅极长度监视电路101输出栅极长度监视输出电压。

因此，增益偏差修正偏置供给电路102的AD转换器110通过分时进行AD转换将栅极长度监视电路101的栅极长度监视输出电压、电源电压监视电路120的电源电压监视输出信号以及温度监视电路130的芯片温度监视输出信号分别转换成数字信号。因此，栅极长度监视数字信号、电源电压监视数字信号以及芯片温度监视数字信号被依次存储在控制逻辑电路113的内部存储器电路中。

RFIC200从数据信号端子(DATA)156依次读出被存储在控制逻辑电路113的内部存储器电路中的栅极长度监视数字信号、电源电压监视数字信号以及芯片温度监视数字信号，被依次读出的这些数字信号被提供给偏置表111。这样，根据电源电压监视数字信号和芯片温度监视数字信号从偏置表111的多个转换页中选择最佳转换页，根据与从该被选择的最佳转换页供给的栅极长度监视数字信号的特征值对应的条目来输出具有对应的特征值的偏置数字输出信息。

接着，RFIC200使用高频功率放大器模块100的控制逻辑电路113的数字接口将从偏置表111输出的特征值的偏置数字输出信息存储在控制逻辑电路113的内部存储器中。并且，被存储在控制逻辑电路113的内部存储器中的固有的偏置数字输出信息值被提供给偏置控制电路112。这样，为了使功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导大致恒定，偏置控制电路112响应该固有的偏置数字输出信息值，产生最佳的偏置电流Ibias1、Ibias2、Ibias3。来自偏置控制电路112的偏置电流Ibias1、Ibias2、Ibias3被提供给偏置电路的N沟道型LDMOS晶体管514、515、516，根据电流镜电路偏置方式来设定功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的无功电流的值。根据该无功电流的值，功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导gm被设定成大致恒定。

以上，根据参照图5所说明的本发明的实施方式3，增益偏差修正偏置供给电路102也相对于栅极长度L的变动、电源电压Vdd的变动以及半导体集成电路的半导体芯片的变动来最佳地控制功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的无功电流的值，因此能够将晶体管511、512、513的跨导gm控制成大致恒定。

另外，AD转换器110通过分时进行AD转换将栅极长度监视电路101的栅极长度监视输出电压、电源电压监视电路120的电源电压监视输出信号以及温度监视电路130的芯片温度监视输出信号分别转换成数字信号。因此，AD转换器110在3个模拟信号的AD转换中被共用。其结果，能够在对多个模拟信号进行AD转换时，避免AD转换器的芯片占用面积的增大。

(实施方式4)

图6是表示能够安装在便携电话终端的发送器中的本发明实施方式4的又一其他高频功率放大器的构成的图。

被安装在图6所示的便携电话终端的发送器中的本发明实施方式4的又一其他高频功率放大器与被安装在图4所示的便携电话终端的发送器中的本发明实施方式2的其他高频功率放大器的不同点在于下述内容。

首先，在图6所示的本发明实施方式4的便携电话终端的发送器中，在图4的本发明的实施方式2中被配置在高频功率放大器模块100的内部的AD转换器110被移动到RFIC200的内部。因此，栅极长度监视电路101的栅极长度监视输出电压通过高频功率放大器模块100的外部布线被提供给RFIC200内部的AD转换器110的输入。

并且，根据RFIC200内部的AD转换器110的输出而生成的栅极长度监视数字信号通过RFIC200的内部布线被提供给偏置表111。这样，偏置表111根据与被供给的数字栅极长度监视信号的特征值对应的条目来输出具有对应的特征值的偏置数字输出信息。接着，RFIC200使用控制逻辑电路113的上述数字接口将从偏置表111输出的特征值的偏置数字输出信息存储到控制逻辑电路113的内部存储器中。被存储在控制逻辑电路113的内部存储器中的固有的偏置数字输出信息值被提供给偏置控制电路112。这样，为了使功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导大致恒定，偏置控制电路112响应该固有的偏置数字输出信息值，产生最佳的偏置电流Ibias1、Ibias2、Ibias3。从偏置控制电路112产生的偏置电流Ibias1、Ibias2、Ibias3被提供给偏置电路的N沟道型LDMOS晶体管514、515、516，因此根据电流镜电路偏置方式设定功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的无功电流的值。根据该无功电流的值来将功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导gm设定成大致恒定。

《栅极长度监视电路》

图7是表示包含在图6所示的本发明实施方式4的高频功率放大器中的栅极长度监视电路101的构成的图。

图7所示的栅极长度监视电路101包括：参考电压端子401、升压电路410a、410c、栅极电压端子450、漏极电压端子451a、放大器复制晶体管电流检测电路420a以及栅极长度监视电路输出端子402。

并且，图7所示的栅极长度监视电路101包括：差动放大器411a、411c、电阻412a、412a’、412c、413a、413c、424a、P沟道型MOS晶体管422a、423a、作为放大级复制晶体管的N沟道型LDMOS晶体管421a以及开关460a。另外，N沟道型LDMOS晶体管421a的栅极长度例如被设定成栅极长度偏差的影响显著的300nm，另一方面P沟道型MOS晶体管422a、423a的栅极长度被设定成足够的大的值(例如2μm)。

升压电路410a包括差动放大器411a、开关460a、电阻412a、412a’、413a。差动放大器411a的非反转输入端子被连接在参考电压端子401上，反转输入端子通过开关460a被连接在电阻412a、412a’的一端上，并且被连接在电阻413的一端上。电阻412a、412a’的另一端被连接在接地电位上，电阻413的另一端被连接在差动放大器411a的输出端子和漏极电压端子451a上。

升压电路410c包括差动放大器411c、电阻412c、413c。差动放大器411c的非反转输入端子被连接在参考电压端子401输入侧，反转输入端子被连接在电阻412c的一端和电阻413c的一端上。电阻412c的另一端被连接在接地电位上，电阻413c的另一端被连接在差动放大器411的输出端子和栅极电压端子450上。

放大器复制晶体管电流检测电路420a包括：放大器复制晶体管421a、P沟道型MOS晶体管422a、P沟道型MOS晶体管423a以及电阻424a。放大器复制晶体管电流检测电路421a的栅极端子被连接在栅极电压端子450上，源极端子被连接在接地电位上，漏极端子被连接在P沟道型MOS晶体管422a的漏极端子、栅极端子以及P沟道型MOS晶体管423a的栅极端子上。因此，P沟道型MOS晶体管422a、423a被进行了电流镜连接，其源极端子被连接在漏极电压端子451a上。另外，P沟道型MOS晶体管423a的漏极端子通过电阻424a被接地，并且被连接在栅极长度监视电路输出端子402上。

在图7所示的本发明实施方式4的栅极长度监视电路101中，复制放大级的N沟道型LDMOS晶体管421a用与功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513和半导体集成电路相同的半导体制造工艺来形成。另外，复制放大级的N沟道型LDMOS晶体管421a具有与功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513相同的栅极长度的偏差分布。

向放大级复制晶体管421a的栅极端子供给在升压电路410c中以参考电压Vref为基准被升压的栅极电压Vgg。开关460a最初被连接在电阻412a上，在下一定时被连接在电阻412a’上。根据电阻412a、412a’的电阻值的差，响应开关460a的切换动作，来切换升压电路410a的输出电压端子451a的电压。依次且交替向放大级复制晶体管421a的漏极端子供给第一漏极电压Vds1和第二漏极电压Vds2。因此，在上述式(4)和上述式(5)所确定的第一电压信号Vdet1和第二电压信号Vdet2被依次且交替地输出到栅极长度监视电路输出端子402中。

因此，依次且交替地被输出到图7所示的栅极长度监视电路101的栅极长度监视电路输出端子402中的第一电压信号和第二电压信号作为栅极长度监视输出电压，通过高频功率放大器模块100的外部布线被提供给RFIC200内部的AD转换器110的输入。RFIC200在内部包含数字运算电路(未图示)，因此该数字运算电路执行从AD转换器110的第一电压信号Vdet1的第一数字转换值中减去第二电压信号Vdet2的第二数字转换值的运算。可理解为由该数字运算电路进行的减法结果与根据上述式(6)所求出的栅极长度监视输出电压Vmon对相同的栅极长度L具有依赖性。

在图6所示的本发明实施方式4的高频功率放大器模块100的增益偏差修正偏置供给电路102中，由数字运算电路进行的减法结果被输入到偏置表111中。偏置表111响应反映栅极长度的数字输入值，向偏置控制电路112供给偏置数字输出信息。为了使功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导大致恒定，偏置控制电路112响应偏置数字输出信息，产生最佳的偏置电流Ibias1、Ibias2、Ibias3。从偏置控制电路112产生的偏置电流Ibias1、Ibias2、Ibias3被提供给偏置电路的N沟道型LDMOS晶体管514、515、516中，因此根据电流镜电路偏置方式来设定功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的无功电流的值。根据该无功电流的值将功率放大器103的放大级N沟道型LDMOS晶体管511、512、513的跨导gm设定成大致恒定。

以上根据各种实施方式具体地说明了本发明人所完成的发明，但本发明并不局限于此，当然能够在不脱离其要旨的范围内进行各种变更。

例如，功率放大器103的放大晶体管和放大级复制晶体管并不限于N沟道型LDMOS晶体管，当然也能够使用集成于硅半导体以外的GaAs等化合物半导体集成电路的半导体芯片上的HEMT晶体管和MESFET。

另外，本发明的高频功率放大器并不限于能够安装在便携电话终端的发送器中的高频功率放大器，当然也能够适用于能够安装在无线LAN通信终端中的高频功率放大器中。

Claims (20)

1.一种高频功率放大器，在半导体芯片上具有：被进行了电流镜连接的偏置场效应晶体管和功率放大场效应晶体管；和偏置控制电路，所述高频功率放大器的特征在于，

上述功率放大场效应晶体管具有：

能够与接地电位连接的源极端子；

能够供给高频输入信号的栅极端子；以及

能够生成高频放大输出信号的漏极端子，

能够向上述偏置场效应晶体管供给从上述偏置控制电路生成的偏置电流，上述偏置场效应晶体管的栅极-源极间电压能够被供给到上述功率放大场效应晶体管的上述栅极端子与上述源极端子之间，

在上述半导体芯片上还具有包括放大器复制晶体管的栅极长度监视电路，

在上述半导体芯片上用相同的半导体制造过程来形成上述放大器复制晶体管、上述偏置场效应晶体管以及上述功率放大场效应晶体管，上述放大器复制晶体管、上述偏置场效应晶体管以及上述功率放大场效应晶体管具有大致相同的栅极长度偏差，

上述栅极长度监视电路生成通过上述放大器复制晶体管来检测的依赖于上述栅极长度的检测电压，

由上述栅极长度监视电路生成的上述检测电压控制上述偏置控制电路，当上述栅极长度具有偏差时，通过上述偏置控制电路根据上述检测电压控制上述偏置电流的值来补偿上述功率放大场效应晶体管的跨导对上述栅极长度的依赖性。

2.根据权利要求1所述的高频功率放大器，其特征在于，

当上述栅极长度减少时，上述偏置控制电路根据上述检测电压的增加来减少上述偏置电流的上述值，从而补偿上述功率放大场效应晶体管的上述跨导的增大。

3.根据权利要求2所述的高频功率放大器，其特征在于，

上述功率放大场效应晶体管是构成上述高频功率放大器的多级放大器的多个功率放大场效应晶体管，

上述偏置场效应晶体管是分别与上述高频功率放大器的上述多级放大器的上述多个功率放大场效应晶体管进行了电流镜连接的多个偏置场效应晶体管，

上述偏置控制电路的上述偏置电流是能够被提供给上述多个偏置场效应晶体管的多个偏置电流。

4.根据权利要求3所述的高频功率放大器，其特征在于，

上述高频功率放大器的上述多级放大器在各级间包含匹配电路。

5.根据权利要求4所述的高频功率放大器，其特征在于，

由上述栅极长度监视电路生成的上述检测电压通过在向上述放大器复制晶体管的漏极端子供给不同电压电平的漏极电压时将流过上述放大器复制晶体管的不同漏极电流的差转换成电压来得到。

6.根据权利要求5所述的高频功率放大器，其特征在于，

由上述栅极长度监视电路生成的上述检测电压能够被提供给AD转换器的输入端子，并能够在上述AD转换器的输出端子生成转换数字值，

上述转换数字值能够被提供给转换表的输入端子，并能够在上述转换表的输出端子生成偏置数字信息，

上述偏置数字信息能够被提供给上述偏置控制电路。

7.根据权利要求6所述的高频功率放大器，其特征在于，

在上述半导体芯片上还具有上述AD转换器和上述转换表。

8.根据权利要求6所述的高频功率放大器，其特征在于，

在上述半导体芯片上还具有温度监视电路和电源电压监视电路，

上述温度监视电路通过监视上述半导体芯片的芯片温度来生成芯片温度监视输出信号，

上述电源电压监视电路通过监视被提供给上述多级放大器的电源电压来生成电源电压监视输出信号，

上述AD转换器以时分方式来分别将由上述栅极长度监视电路生成的上述检测电压、上述芯片温度监视输出信号以及上述电源电压监视输出信号转换成数字信号。

9.根据权利要求6所述的高频功率放大器，其特征在于，

在上述半导体芯片上还具有上述AD转换器和控制逻辑电路，

上述控制逻辑电路能够通过数字接口与上述半导体芯片外部的射频半导体集成电路相连接，

上述控制逻辑电路能够通过上述数字接口向内置于上述射频半导体集成电路的半导体芯片中的上述转换表的上述输入端子供给上述AD转换器的上述转换数字值，

上述控制逻辑电路能够通过上述数字接口将上述转换表的上述偏置数字信息提供给上述偏置控制电路。

10.根据权利要求9所述的高频功率放大器，其特征在于，

在上述半导体芯片上还具有温度监视电路和电源电压监视电路，

上述温度监视电路通过监视上述半导体芯片的芯片温度来生成芯片温度监视输出信号，

上述电源电压监视电路通过监视被提供给上述多级放大器的电源电压来生成电源电压监视输出信号，

上述AD转换器以时分方式来分别将由上述栅极长度监视电路生成的上述检测电压、上述芯片温度监视输出信号以及上述电源电压监视输出信号转换成数字信号。

11.根据权利要求6所述的高频功率放大器，其特征在于，

在上述半导体芯片上还具有控制逻辑电路，

上述控制逻辑电路能够通过数字接口与上述半导体芯片外部的射频半导体集成电路相连接，

能够在上述射频半导体集成电路的半导体芯片上内置上述AD转换器和上述转换表，

由上述栅极长度监视电路生成的上述检测电压能够被提供给上述射频半导体集成电路的上述半导体芯片的上述AD转换器的上述输入端子，并能够在上述AD转换器的上述输出端子生成上述转换数字值，

上述转换数字值能够被提供给上述转换表的上述输入端子，并能够在上述转换表的上述输出端子生成偏置数字信息，

上述控制逻辑电路能够通过上述数字接口将上述转换表的上述偏置数字信息提供给上述偏置控制电路。

12.一种高频功率放大器的工作方法，所述高频功率放大器在半导体芯片上具有：被进行了电流镜连接的偏置场效应晶体管和功率放大场效应晶体管，以及偏置控制电路，所述高频功率放大器的工作方法的特征在于，

上述功率放大场效应晶体管具有：能够连接在接地电位上的源极端子；能够供给高频输入信号的栅极端子；以及能够生成高频放大输出信号的漏极端子，

能够向上述偏置场效应晶体管供给从上述偏置控制电路生成的偏置电流，上述偏置场效应晶体管的栅极-源极间电压能够被供给到上述功率放大场效应晶体管的上述栅极端子与上述源极端子之间，

在上述半导体芯片上还具有包括放大器复制晶体管的栅极长度监视电路，

通过在上述半导体芯片上以相同的半导体制造过程来形成上述放大器复制晶体管、上述偏置场效应晶体管以及上述功率放大场效应晶体管，上述放大器复制晶体管、上述偏置场效应晶体管以及上述功率放大场效应晶体管具有大致相同的栅极长度偏差，

上述栅极长度监视电路生成通过上述放大器复制晶体管来检测的依赖于上述栅极长度的检测电压，

由上述栅极长度监视电路生成的上述检测电压控制上述偏置控制电路，在上述栅极长度具有偏差时，上述偏置控制电路根据上述检测电压来控制上述偏置电流的值，从而补偿上述功率放大场效应晶体管的跨导对上述栅极长度的依赖性。

13.根据权利要求12所述的高频功率放大器的工作方法，其特征在于，

当上述栅极长度减少时，上述偏置控制电路根据上述检测电压的增加来减少上述偏置电流的上述值，从而补偿上述功率放大场效应晶体管的上述跨导的增大。

14.根据权利要求13所述的高频功率放大器的工作方法，其特征在于，

上述功率放大场效应晶体管是构成上述高频功率放大器的多级放大器的多个功率放大场效应晶体管，

上述偏置场效应晶体管是分别与上述高频功率放大器的上述多级放大器的上述多个功率放大场效应晶体管进行了电流镜连接的多个偏置场效应晶体管，

上述偏置控制电路的上述偏置电流是能够被提供给上述多个偏置场效应晶体管的多个偏置电流。

15.根据权利要求14所述的高频功率放大器的工作方法，其特征在于，

上述高频功率放大器的上述多级放大器在各级之间包含匹配电路。

16.根据权利要求15所述的高频功率放大器的工作方法，其特征在于，

由上述栅极长度监视电路生成的上述检测电压通过在向上述放大器复制晶体管的漏极端子供给不同电压电平的漏极电压时将流过上述放大器复制晶体管的不同漏极电流的差转换成电压来得到。

17.根据权利要求16所述的高频功率放大器的工作方法，其特征在于，

由上述栅极长度监视电路生成的上述检测电压能够被提供给AD转换器的输入端子，并能够在上述AD转换器的输出端子生成转换数字值，

上述转换数字值能够被提供给转换表的输入端子，并能够在上述转换表的输出端子生成偏置数字信息，

上述偏置数字信息能够被提供给上述偏置控制电路。

18.根据权利要求17所述的高频功率放大器的工作方法，其特征在于，

在上述半导体芯片上还具有上述AD转换器和上述转换表。

19.根据权利要求17所述的高频功率放大器的工作方法，其特征在于，

在上述半导体芯片上还具有上述AD转换器和控制逻辑电路，

上述控制逻辑电路能够通过数字接口与上述半导体芯片外部的射频半导体集成电路相连接，

上述控制逻辑电路能够通过上述数字接口来向内置于上述射频半导体集成电路的半导体芯片中的上述转换表的上述输入端子供给上述AD转换器的上述转换数字值，

上述控制逻辑电路能够通过上述数字接口将上述转换表的上述偏置数字信息提供给上述偏置控制电路。

20.根据权利要求17所述的高频功率放大器的工作方法，其特征在于，

在上述半导体芯片上还具有控制逻辑电路，

上述控制逻辑电路能够通过数字接口与上述半导体芯片外部的射频半导体集成电路相连接，

能够在上述射频半导体集成电路的半导体芯片中内置上述AD转换器和上述转换表，

由上述栅极长度监视电路生成的上述检测电压能够被提供给上述射频半导体集成电路的上述半导体芯片的上述AD转换器的上述输入端子，并在上述AD转换器的上述输出端子生成上述转换数字值，

上述转换数字值能够被提供给上述转换表的上述输入端子，并能够在上述转换表的上述输出端子生成偏置数字信息，

上述控制逻辑电路能够通过上述数字接口将上述转换表的上述偏置数字信息提供给上述偏置控制电路。

Images