CN1270441A - 压电逆变器 - Google Patents

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Abstract

揭示了一种压电逆变器,其中输入电压控制器把直流输入电压转换成方波交流电压。压电变压器驱动器向压电变压器输出频率基本上恒定的交流电压,此频率低于输入电压控制器的输出交流电压的频率。负载电流检测器检测负载电流。占空因数控制器响应于负载电流检测器的输出来控制输入电压控制器的方波脉冲的占空因数,从而使负载电流保持到基本上恒定的目标电流值。压电逆变器这样控制加到压电变压器的交流电压的平均电压。

Description

压电逆变器
本发明涉及使用压电变压器的压电逆变器，更具体来说涉及最好用作诸如在液晶背光照明中所使用的冷阴极管等放电管的照明电路的压电逆变器。
通常把小的冷阴极管用作液晶显示设备的背光照明源。为了驱动冷阴极管，使用压电变压器而不是磁变压器，这是因为它设计小巧且成本低。
7-220888号日本未审查专利公开揭示了一种利用压电变压器的背光冷阴极管的驱动器。依据此揭示，在直流电源与驱动压电变压器的逆变器之间连接一斩波器电路。压电变压器连到冷阴极管，由管电流检测电路来检测流过冷阴极管的电流。通过控制斩波器电路的占空因数(duty factor)以使管电流保持恒定，使冷阴极管的亮度保持恒定。
9-107684号日本未审查专利公开揭示了一种利用压电变压器的频率对增益特性把管电流控制到所需值的压电变压器驱动电路。连接在输入端与压电变压器之间的是没有整流和平滑部分的驱动电压控制电路及电压倍乘电路。驱动电压控制电路使加到电压倍乘电路的平均输入电压保持恒定。冷阴极管连到压电变压器。还设有频率控制电路，该电路检测流过冷阴极管的电流并利用压电变压器的频率对增益特性而把管电流控制到所需的值。
当至电压倍乘电路的输入电压增加而在使用压电变压器的频率对增益的控制方法中不利用驱动电压控制电路时，压电变压器的驱动电压频率移至压电变压器的电压倍乘比或增益较小的高频一侧，从而消除了输入电压的增加。压电变压器的转换效率在电压倍乘比小的频率区域下降。在此常规技术中，驱动电压控制电路把至电压倍乘电路的平均电压保持恒定，从而把压电变压器的驱动电压频率保持在效率较高的频率。因此，可以相信，常规的技术在宽的输入电压范围内保持了相对高的效率。
在7-220888号日本未审查专利公开中所揭示的常规技术中，斩波器电路的输出为直流，考虑斩波器电路为DC-DC转换器。为了构成DC-DC转换器的斩波器电路，需要用于整流和平滑的电感器和电容器。电路的元件数增加了，这样所引起的损耗也增加了。
在9-107684号日本未审查专利公开中所揭示的压电变压器驱动电路不需要整流器电路，从而避免了它所引起的损耗。
然而，在9-107684号日本未审查专利公开中所揭示的常规技术需要两种类型的反馈控制：1)通过频率控制电路使管电流保持恒定的频率控制，以及2)通过使至电压倍乘电路的电压输入保持恒定的驱动电压控制电路来进行脉宽占空因数控制。因此，控制电路变得复杂，增加了所涉及的成本。
相应地，本发明的一个目的是提供一种压电逆变器，该逆变器成本低，具有简化的控制电路，没有以上问题，不需要整流和平滑电路，且能使用压电变压器可靠地驱动负载。
依据本发明的一个方面，一种使用压电变压器驱动负载的压电逆变器包括：具有开关晶体管和电流循环(circulate)元件的输入电压控制器，用于把直流输入电压转换成方波交流电压；连接在输入电压控制器与压电变压器之间且包括电感元件的压电变压器驱动器，用于向压电变压器输出频率基本上恒定的交流电压，此频率低于输入电压控制器的输出交流电压的频率；第一振荡器，用于确定输入电压控制器的工作频率；第二振荡器，用于确定压电变压器驱动器的工作频率；具有输入电极和输出电极的压电变压器，其输入电极连到压电变压器驱动器，且其输出电极连到负载；连到负载的负载电流检测器，用于检测负载电流；以及连到负载电流检测器的占空因数控制器，响应于负载电流检测器的输出来控制输入电压控制器的方波脉冲的占空因数，从而使负载电流保持到基本上恒定的目标电流值，其中第二振荡器的振荡频率不高于在没有负载加到压电变压器的输出时压电变压器的电压倍乘比变为最大的频率，并且第二振荡器的振荡频率不低于在压电变压器驱动连到其输出的负载时压电变压器的电压倍乘比变为最大的频率。
最好，第二振荡器包括对第一振荡器的频率进行分频的分频器，对第一振荡器的频率进行分频而成的信号为第二振荡器的输出，第一振荡器和第二振荡器共享单个振荡器。
最好，本发明的压电逆变器还包括温度补偿电路，该电路控制输入电压控制器的所需平均输出电压与温度的相关性，从而补偿第二振荡器的振荡频率与环境温度的相关性。
温度补偿电路最好包括热敏电阻或温度补偿电容器之一。
最好响应于外加的第一调光信号来改变目标电流值。
最好，本发明的压电逆变器还包括可变振荡频率电路，该电路响应于第一调光信号而不使用反馈控制来改变第一和第二振荡器之一的振荡频率。可通过改变第一振荡器的输出频率，然后对第一振荡器的输出频率进行分频来改变第二振荡器的振荡频率。
最好，本发明的压电逆变器还包括负载驱动时间控制器，该控制器响应于外加的第二调光信号，通过间歇地接通和断开负载的驱动来改变负载的接通时间比。
最好，本发明的压电逆变器还包括整流器，用于对负载电流检测器检测到的负载电流进行整流并响应于负载电流输出直流，其中，当逆变器工作以把负载设定在接通状态或当负载处于接通状态时，在逆变器操作以把负载设定在断开状态或负载处于断开状态的周期内，把与整流器的输出处所产生的电压基本上相等的电压加到整流器的输出。
最好，压电逆变器还包括空载时间控制器，用于把输入电压控制器的方波脉冲的占空因数控制在不高于恒定值而不依据流过负载的电流和整流器的输出电压，其中空载时间控制器所控制的方波脉冲的占空因数响应于输入电压而变化。
最好，压电逆变器还包括电路操作停止单元，该单元在流过负载的电流不能与目标电流值相符的持续时间超过预定的恒定持续时间时停止逆变器的操作。
最好，从发生异常事件到电路操作停止的恒定持续时间按照一外部连接元件的常数而改变。
最好，在压电变压器的输出电压超过所需值时，通过使第二振荡器的振荡频率向高频一侧变化来防止压电变压器输出电压的过度上升。在此情况下，可改变第一振荡器的频率，然后把该频率分频成为第二振荡器的一个频率。或者，当压电变压器的输出电压超过所需值时，可通过减小输入电压控制器的输出方波脉冲的占空因数来防止压电变压器输出电压的过度上升。最好，在第二振荡器的振荡频率从高频一侧向低频一侧扫频(sweep)时，执行启动操作。
最好，在输入电压低于所需频率时，使第二振荡器的振荡频率移至低于其正常振荡频率的低频。
本发明的压电逆变器用来驱动各种负载，且尤其适用于放电管的照明和调光控制。这种放电管包括用于液晶背光照明的冷阴极管，但不限于此。
图1是从总体上示出本发明第一实施例的压电逆变器的方框图；
图2是具体地示出图1所示压电逆变器的电路的电路图；
图3是图2所示压电逆变器的电路中各点处电压的波形图；
图4是示出压电变压器频率对增益特性的曲线图；
图5是本发明第二实施例的压电逆变器的电路图；
图6是本发明第三实施例的压电逆变器的电路图；
图7A到图7D是连到第二频率振荡器的温度补偿电路的电路图；
图8是示出本发明第四实施例的压电逆变器的电路图；
图9是示出本发明第五实施例的压电逆变器的电路图；
图10是示出本发明第六实施例的压电逆变器的电路图；
图11是示出本发明第七实施例的压电逆变器的电路图；
图12是示出与其相连有高阻抗负载和低阻抗负载的压电变压器的频率对增益特性的曲线图；
图13是示出振荡器的振荡频率对温度特性的曲线图；
图14是示出输入电压控制器的输出对温度特性的曲线图；以及
图15是示出在使用空载时间控制时，输入电压控制器的输出与输入电压的关系曲线图。
现在参考附图更详细地讨论本发明。
图1是从总体上示出本发明第一实施例的压电逆变器的方框图，图2是具体地示出图1所示压电逆变器的电路图。
参考图1，本发明压电逆变器中输入电压控制器1(输入电压控制装置)接收输入电压。输入电压控制器1以预定频率接通和断开输入电压，从而把输入电压转换成方波交流电压。输入电压控制器1由既不包括整流电路也不包括平滑电路的降压斩波器电路构成。
第一振荡器2通过占空因数控制器3连到输入电压控制器1。第一振荡器2用来把预定频率提供给输入电压控制器1。
输入电压控制器1连到压电变压器驱动器4。压电变压器驱动器4连到第二振荡器5。压电变压器驱动器4以第二振荡器5所确定的频率进行开关操作。具体来说，压电变压器驱动器4把来自输入电压控制器1的方波交流电压转换成具有从作为其主要元件的第二振荡器5得到的频率的交流电压。压电变压器驱动器4包括电感元件，即电感器或电磁变换器。
把第二振荡器5的振荡频率设定为低于第一振荡器2的振荡频率。最好，把第二振荡器5的振荡频率设定为等于或低于第一振荡器2的振荡频率的四分之一。
压电变压器6以公知的Rosen型压电变压器制成。压电变压器驱动器4把交流电压加到压电变压器6的输入端。压电变压器6把输入交流电压倍乘，然后输出交流电压。把从压电变压器6输出的交流电压输出加到作为负载的放电管7。
放电管7连到电流检测器8，该电流检测器8检测流过放电管7的电流，即负载电流。
整流器9连到电流检测器8的输出端。整流器9对通过电流检测器8在某一时间常数处检测到的负载电流进行整流，并输出响应于负载电流的整流电压。
然后，整流器9连到占空因数控制器3。占空因数控制器3把整流器9的输出电压与相应于预定局部负载电流的目标电压相比较，并控制输入电压控制器1的方波脉冲的占空因数，从而整流器9的输出电压与目标电压相符。
在图1所述的电路配置中，在广义上，本发明的电压控制装置包括输入电压控制器1、第一振荡器2、占空因数控制器3、压电变压器驱动器4、第二振荡器5、电流检测器8和整流器9。电压控制装置如此控制至压电变压器6的交流电压的平均电压，从而流过负载的电流与目标电流值相符。
现在讨论图1所示的压电逆变器的操作。
在启动时，把来自电源的直流输入电压加到输入电压控制器1上，并依据第一振荡器2所提供的振荡频率把该电压转换成方波交流电压。然后，把此方波交流电压馈送到压电变压器驱动器4，继而压电变压器驱动器4依据第二振荡器5的振荡频率执行开关操作，以接通和断开输入交流电压。
第一振荡器2的振荡频率高于第二振荡器5的振荡频率，压电变压器驱动器4中所配置的电感元件除去了来自第一振荡器2的频率分量。压电变压器驱动器4输出的输出电压中几乎没有来自第一振荡器2的频率分量，其输出电压的主要分量是第二振荡器5的频率分量。
压电变压器驱动器4驱动压电变压器6，压电变压器6在其输出端(即其输出电极)输出高压(high-tension)电压，使放电管7点亮。当放电管7被点亮时，一电流即负载电流开始流过放电管7。
此负载电流由电流检测器8来检测，整流器9输出响应于负载电流的幅值的量值的直流电压。占空因数控制器3把整流器9的直流电压与相应于目标负载电流的恒定目标电压相比较，并控制输入电压控制器1的方波脉冲的占空因数，从而这两个电压相符。这样把负载电流控制到目标电流值，因而使放电管7的亮度保持恒定。
现在考虑负载电流因外部干扰而增加。负载电流的增加使得电流检测器8和整流器9的电压升高。结果，目标电压值与直流电压之间产生差异。响应于此差异，占空因数控制器3减小方波脉冲的占空因数。减小占空因数的方法不限于任何特定方法。例如，减小输入电压控制器1中的一个开关元件的接通时间比，从而降低输入电压控制器1的平均电压。
压电变压器6以第二振荡器5的振荡频率所确定的基本上恒定的频率进行操作。当至压电变压器驱动器4的电压下降时，压电变压器驱动器4的输出电压也相应下降。负载电流减小，从而控制初始外部干扰的影响。
当负载电流因外部干扰而下降时，执行反方向的控制，从而保持负载电流恒定。
在图1所示的压电逆变器中，输入电压控制器1根据第一振荡器2的振荡频率把输入电压转换成方波交流电压，占空因数控制器3把整流器9的直流电压输出转换成相应于目标电流值的目标电压，并控制输入电压控制器1的方波脉冲占空因数，从而使这两个电压相符。压电逆变器这样把负载电流控制到目标负载电流值。由于把既没有整流电路也没有平滑电路的降压斩波器电路用作输入电压控制器1，所以减少了元件数，相应地所涉及的误差。由于在占空因数控制器3中使用反馈控制，所以简化了控制系统的电路配置。
参考图2，详细地讨论本实施例的压电逆变器。
在图2所示的电路图中，输入电压控制器1由作为开关元件的P型FET1a和作为电路循环元件的二极管1b构成。具体来说，FET1a的源极连到输入端IN，其漏极连到压电变压器驱动器4。FET1a的栅极连到占空因数控制器3。二极管1b以这样的方式连接在FET1a的漏极和压电变压器驱动器的结点1c与地之间，从而其正向与结点1c对准。
二极管1b如此设置，从而当FET1a断开时，响应于压电变压器驱动器4的电感器电流的急剧变化而不产生浪涌电压。
压电变压器驱动器4包括两个电感器4a和4b及两个N型FET4c和N型FET4d。具体来说，两个电感器4a和4b的一端并联到压电变压器驱动器4的输入端。电感器4a和4b的另一端分别连到FET4c和FET4d的漏极。FET4c和FET4d的源极分别接地。FET4c和FET4d的栅极分别连到第二振荡器5。
电感器4a与FET4c的漏极的结点4e形成压电变压器驱动器4的一个输出端，电感器4b与FET4d的漏极的结点4f形成压电变压器驱动器4的第二输出端。换句话说，FET4c与FET4d形成推挽电路。
压电变压器6包括一对输入电极6a和6b及一输出电极6c。输入电极6a连到结点4e，输入电极6b连到结点4f。这样压电变压器6就由压电变压器驱动器4输出的交流电压所驱动。
把压电变压器6升高的电压输出到输出电极6c。输出电极6c连到放电管7的一个端。
形成电流检测器8的电流检测器电阻器8a连接在放电管7的另一个端与地电位之间。
整流器9连到放电管7的另一个端与电阻器8a的结点8b。整流器9包括二极管9a、电阻器9b和电容器9c。二极管9a以这样的方式连到结点8b，从而其反向与结点8b对准。电阻器9b和电容器9c并联在二极管9a的另一个对准与地电位之间。
整流器9的输出端连到占空因数控制器3。占空因数控制器3包括两个比较器3a和3b。通过电阻器3c把整流器9的输出馈送到比较器3a的倒相输入端。电容器3d连接在比较器3a的倒相输入端与比较器3a的输出端之间。经由第一调光循环输入端3e从外部把相应于目标负载电流值的第一调光信号馈送到比较器3a的正常输入端。第一调光信号为相应于目标负载电流值的直流电压信号。
比较器3a把响应于整流器9所提供的负载电流的直流输出电压VR与第一调光信号相比较，从而输出电压信号Vc。
比较器3a的输出耦合到比较器3b的倒相输入端。第一振荡器2连到比较器3b的正常输入端。第二振荡器5的输入端也连到比较器3b的正常输入端。
第一振荡器2是具有固定频率的振荡器，例如可以压电陶瓷来制造。
比较器3b把来自第一振荡器2的三角波输出与来自比较器3a的输出波相比较，并输出占空因数响应于比较器3a的输出电压Vc的信号。在DC-DC转换器中广泛地使用这种脉宽调制控制布局。
在本实施例中，把第一振荡器2的输出除以四，并把它输出作为第二振荡器5的输出。具体来说，第二振荡器5由具有D触发器5a和5b的分频器电路构成。第二振荡器5的输出为两相输出。通过把其占空因数精确地设定为50％，可有利地使用此两相输出在压电变压器驱动器4中执行推挽驱动。
参考图2所示的电路图，讨论压电逆变器的操作。
经由输入端IN把输入电压馈送到输入电压控制器1。输入电压控制器1的操作与参考图1所述的操作相同。具体来说，输入电压控制器1把输入电压转换成方波交流电压。输入电压控制器1的输出电压Vi的波形如图3所示。
图3示出各种电压信号的波形。根据每个波形自身的电平来绘制每个波形，例如，栅压Vg上方所画的输出电压Vi并不意味着输出电压Vi的电平高于栅压Vg的电平。
当压电变压器驱动器4中的FET4c和FET4d的栅压变高时，FET4c和FET4d导通，从而使得在电感器4a和4b中建立来自输入电压控制器1的电流能量。当FET4c和FET4d断开时，把所存储的电流能量切换到压电变压器6的输入电极。压电变压器驱动器4的振荡频率如图3所示。
由此电路配置，把压电变压器驱动器4的输出电压Vd的峰值提高到近似于高达输入电压控制器1输出电压Vi的平均电压的三倍的电压。
在本实施例中，输入电压驱动器1的工作频率高达压电变压器驱动器4的工作频率的四倍。由压电变压器驱动器4的电感器4a和4b来平滑输入电压控制器1的输出电压，在压电变压器驱动器4中几乎不出现输入电压控制器1的频率分量。
这样来驱动压电变压器6，压电变压器6的输出使放电管7点亮。
现在参考图2来讨论把负载电流控制到基本上恒定的值的方法。
现在，在图2中，负载电流因某些外部干扰而变得过分高。电流检测器8对负载电流进行电压-电流转换，从而导致电压VFB响应于负载电流。
整流器9以预定时间常数对电压VFB进行整流。通过调节二极管9a、电阻器9b和电容器9c来调节该时间常数。
然后，整流器9导致输出电压VR。
由于负载电流现在较大，所以整流器9的输出电压VR变得大于外加的第一调光信号。比较器3a以连接在整流器9与比较器3a的倒相输入端之间的电阻器3c及连接在比较器3a的输出端与倒相输入端之间的电容器3d所确定的时间常数来减小其输出电压Vc。
在第二比较器3b处，把比较器3a的输出电压Vc与第一振荡器2的输出电压VOSC即三角波相比较。由于比较器3A的输出耦合到比较器3b的倒相输入端，所以比较器3A的输出电压越高，则比较器3b的输出为高状态的比例越高。
由于输入电压控制器1中的开关元件为P型FET1a，所以该开关元件在其栅压处于低状态时导通。比较器3b的输出越高，则EFT1a处于断开状态的比例越高。
输入电压控制器1的输出电压Vi的平均值下降，压电变压器驱动器4和压电变压器6分别减小其输出，从而减小负载电流继而控制干扰的影响。
参考图3，以下讨论响应于第一调光信号的电压变化的负载电流控制。
在时间T＝0处，第一调光信号电压如图3所示保持高。当调光信号电压在时间T＝T1处下降时，比较器3a的输出电压Vc、输入电压控制器1的输出电压Vi的平均值以及压电变压器驱动器4的输出电压Vd的峰值分别下降，从而减小了负载电流。当整流器9的输出电压VR的平均值下降到与第一调光信号的电压相等的电平时，控制达到稳定。
在本实施例中，把负载电流控制在恒定的目标电流值。通过这样改变第一调光信号电压来改变负载电流的目标值。
由于在本实施例中仅通过占空因数控制器3来进行反馈控制，所以简化了控制所需的电路配置。由于输入电压控制器1的输出为交流电压而不是直流电压，所以不涉及整流和平滑所需的部件所引起的不必要损耗。
在本实施例中，把图3所示的直流电压信号用作第一调光信号。或者，可使用多位数字信号。在此情况下，可在逆变器中对该数字数据进行数字-模拟转换。
图4示出负载电阻器为100kΩ的压电变压器6的频率对增益特性和频率对转换效率特性。图12示出负载电阻器从100kΩ切换到10MΩ的压电变压器6的电压倍乘特性。
众所周知，压电变压器6的输出阻抗与放电管7的阻抗之间不充分的阻抗匹配引起负载电流的脉动或使放电管7间歇地点亮。此类电流脉动不受电路控制。需要适当地选择压电变压器6的类型和操作状态。
依据本发明的发明人所进行的研究，如果从这样一个范围内选择频率，即这一范围不高于给出放电管7熄灭(即压电变压器6的负载断开)的最大电压倍乘比的频率(即，图12中的57.6kHz)，也不低于给出放电管7正常点亮的最大电压倍乘比的频率(即图12中的56kHz)，则把负载电流脉动控制到最小。
参考图4，在以上频率范围内，还使压电变压器6的转换效率最大。从利用压电逆变器特性的观点来看，在以上频率范围内驱动压电变压器6是最好的。
由于在9-107684号日本未审查专利公开中所揭示的常规技术中，改变驱动频率来控制负载电流恒定，因而不能实现把驱动频率保持在以上频率范围内。在7-220888号日本未审查专利公开中所揭示的常规技术中，压电变压器是自振荡的，因而它在无论负载状态如何都提供最大电压倍乘比的频率下操作。
从图4可看出，提供压电变压器的最大效率的频率落在比提供最大倍乘比的频率稍高的范围内。这意味着，7-220888号日本未审查专利公开中所揭示的常规技术不能使压电变压器6的效率最大。
相反，本实施例的压电变压器中的压电变压器驱动器4的工作频率基本上是恒定的。把压电变压器6设定为在以上频率范围内(即，在制造过程期间的最佳频率区域内)驱动。因而获得了稳定而高效的压电逆变器。
图5是示出本发明第二实施例的压电逆变器的电路配置的电路图。
在第二实施例的压电逆变器中，压电变压器驱动器14包括单个N型FET14a和自耦变压器14b。在第一实施例中，驱动压电变压器6的电路是由两个FET构成的推挽电路，而本实施例利用单端结构。自耦变压器14b用来补偿压电变压器6的电压倍乘比的不足。由其自耦变压器14b，压电变压器驱动器14初步提高输入到压电驱动装置14的交流电压。
自耦变压器14b的初级绕组的一端连到输入电压控制器1，初级绕组的另一端连到FET14a的漏极。自耦变压器14b的次级绕组的一端连到压电变压器6的输入电极6a。其另一端连到FET14a的漏极。FET14a的源极接地，其栅极连到第二振荡器5。
如此构成的压电变压器驱动器14利用这种自耦变压器14b。由于自耦变压器14b的尺寸本来很大，所以就小型和薄的设计而言，第一实施例胜过第二实施例。然而，由于减少了元件数目，所以第二实施例实现了成本的减少。
压电变压器驱动器的电路配置不限于第一和第二实施例中的配置，可作适当的修改和变化。
第二实施例利用温度补偿电容器12a来补偿第一振荡器12的温度特性。温度补偿电容器12a连接在第一振荡器12和地电位之间。因而，补偿了由环境温度引起的第一振荡器12的振荡频率的变化。
第二振荡器5的结构类似于第一实施例的对应部分。具体来说，通过把第一振荡器12的输出信号除以四获得了第二振荡器5的输出，也通过以上温度补偿电路对第二振荡器5的振荡频率进行温度补偿。
即使工作频率稍稍变化，输入电压控制器1的性能对此变化也不敏感。由以上电路配置，如同第一实施例，减少了振荡器的数目。
在第一实施例中，在降低第一调光信号电压时，即在把负载电流的目标电流值设定得较小时，输入电压控制器1的脉冲的占空(on duty)宽度较窄，把输入电压控制器1的平均输出电压控制到较小。在PWM(脉宽调制)控制中占空宽度过分窄的区域内，控制系统的增益变得过分大，难于保证系统的稳定性。当第一调光信号电压变低时，减小了压电变压器6的倍乘增益。防止输入电压控制器1的脉冲的占空宽度过分窄是重要的。
在第二实施例中，电阻器R20的一端连到第一调光信号的输入端3e，电阻器R20的另一端连到第一振荡器12与频率设定电阻器R21的结点12b。结点12b处的电压叫做VOSC。
第二实施例其余部分的结构与第一实施例保持不变。以相同的标号来表示与结合第一实施例所述的元件相同的元件，这里不重复与其有关的讨论。
现在讨论第二实施例的压电逆变器的操作。当第一调光信号电压减小时，通过电阻器R20流入第一振荡器12的频率设定电阻器21的结点12b的电流下降。由于结点12b处的电压VOSC保持恒定，所以流出第一振荡器12的电流增大。
换句话说，如果从第一振荡器12来观察，频率设定电阻器21的电阻看上去小，且第一振荡器12的振荡频率增大。把第一振荡器12的振荡频率除以四，并作为第二振荡器5的频率。因而第二振荡器5的振荡频率增大。
如上所述，本发明使用振荡频率的增加减小压电变压器6的电压倍乘增益的频率范围内的频率。当第二振荡器5的振荡频率增加时，压电变压器6的电压倍乘增益减小，输入电压控制器1的脉冲的占空宽度未变得这样窄。
相反，当第一调光信号电压升高时，负载电流增加，第二振荡器5的振荡频率减小。因而压电变压器6的电压倍乘增益增加。这样就控制了输入电压控制器1的脉冲的占空宽度的变化。
响应于第一调光信号电压的量值来粗略地控制压电变压器6的增益。通过控制输入电压控制器1的变化来增强控制系统的稳定性继而可靠性。
在第二实施例中，仅通过占空因数控制器3来进行反馈控制。这样类似于第一实施例简化了控制电路的电路配置。
图6是本发明第三实施例的压电逆变器的电路图。第三实施例的压电逆变器包括压电变压器驱动器24，类似于第一实施例，它是由两个FET4c和FET4d构成的推挽电路。然而，在第三实施例中，隔离变压器24a和24b替代了第一实施例中的线圈4a和4b。隔离变压器24a和24b的初级绕组的末端连到输入电压控制器1，其另一端分别连到FET4c和FET4d的漏极。隔离变压器24a的次级绕组的一端连到压电变压器6的输入电极6a，其另一端接地。隔离变压器24b的次级绕组的一端连到压电变压器6的输入电极6b，其另一端接地。
在本实施例中，隔离变压器24a和24b初步提高来自输入电压控制器1的输入电压，压电变压器6充分提高加到它上的输入电压。因而获得了提供大的输出的压电逆变器。
在占空因数控制器23中，第一调光信号的输入端3a经由二极管D2和电阻器R10连到比较器3a的正常输入端。电阻器R10′连接在电阻器R10与正常输入端的结点23a与地电位之间。
二极管D2以此方式连接，从而其正向与电阻器R10对准。
整流器9的结构与第一实施例中对应部分的结构相同，且它包括二极管9a。在第三实施例中，二极管D2连到占空因数控制器23，由二极管D2来补偿二极管9a的温度对正向电压降特性。
在第三实施例中，第二振荡器25由与第一振荡器2分开的振荡器构成。与第一振荡器2的振荡频率独立地来设定第二振荡器25的振荡频率。
电容器25b连接在第二振荡器25和地电位之间。此外，电阻器25c连接在第二振荡器电路25a和地电位之间。电阻器25e和PTC热敏电阻元件25f连接在电阻器25c和第二振荡器25的结点25d与地电位之间。此外，电阻器25g连接在电阻器25e和PET热敏电阻元件25f的结点与地电位之间。
电容器25b、电阻器25c、25e和25g以及热敏电阻元件25f构成对第二振荡器25进行温度补偿。此温度补偿电路具有与图7D所示相同的结构。参考图7D，以下详细地描述该结构。
在第三实施例中，第二振荡器25由独立于第一振荡器2的第二振荡器电路25a制成。类似于第一实施例，第二振荡器可由对第一振荡器2的输出进行分频的分频器构成。
第三实施例使用第三振荡器26a，第三振荡器26a连到比较器26b的正常输入端。比较器26b的倒相输入端连到第二调光信号输入端26c。第三振荡器26a产生频率在100到1000Hz的频率范围内的三角波。比较器26b把此三角波与第二调光信号电压相比较，从而产生频率在100到1000Hz范围内的方波脉冲。
把此方波脉冲馈送到压电变压器驱动器24的FET24c和FET24d的栅极。由于此方波脉冲迫使FET24c和FET24d的栅极下降到地电位，所以放电管7以100到1000Hz的频率点亮或熄灭。
通过改变第二调光信号的电压，改变了放电管7的点亮时间比，这样来进行突然的光调节。
在本实施例中，第二调光信号为直流电压。类似于比较器26b的输出，可把频率在100到1000Hz范围内的方波脉冲信号用作外加的第二调光信号。
在第三实施例中，占空因数保持单元27连到整流器9。占空因数保持单元27包括用作开关元件的PNP晶体管27a。晶体管27a的发射极连到基准电压，其集电极连到二极管27b的一端。以此方式配置二极管27b，从而其反向与朝向晶体管27a的方向对准。二极管27b的另一端连到电阻器R11。电阻器R11连到整流器9的输出端。
电阻器R27的一端连到晶体管27a的基极。晶体管27的另一端连到用作开关元件的NPN晶体管27c的集电极。晶体管27c的发射极接地，其基极通过电阻器27d连到比较器26b的输出端。
现在讨论占空因数保持单元27的操作，集中在没有占空因数保持单元27时所产生的问题。
在突然断开周期内，即在放电管7保持断开的持续时间内，负载电流变为零，整流器9的输出也变为零。比较器3a的输出电压升高，从而扩展了输入电压控制器1的脉冲的占空宽度。当突然断开周期与突然接通周期交替时，输入电压控制器1的输出电压的平均值变高，从而引起有过大的电流流过放电管7而不能进行光调节。
在第三实施例中，在突然断开周期内，占空因数保持单元27通过电阻器R11把一电压引入整流器9的输出，该电压近似等于突然接通周期内在整流器9的输出处所出现的电压。由此配置，控制了比较器3a的输出电压，即输入电压控制器1的on-duty宽度的变化。
第三实施例的压电逆变器通过输入第二调光信号来进行突然的光调节。因而，与第一实施例相比，第三实施例在宽的范围内进行光调节。占空因数保持单元27在突然断开周期内控制占空因数的变化。占空因数保持单元27仅用来把适当的电压引入整流器9的输出中，从而以低的成本控制突然断开周期的占空因数的变化。
在第三实施例中，由连到第二振荡器25的电容器25b来进行第二振荡器25的温度补偿。适当地修改和改变温度补偿和频率设定方法。
图7A到7D示出第二振荡器中的频率设定方法的修改。
参考图7A，第二振荡器25连到外部的电容器C1和电阻器R1。由流出第二振荡器25进入电阻器R1的电流IOSC对电容器C1进行充电和放电。因而产生具有一确定频率的信号。
当电阻器R1的电阻减小时，电流IOSC增加，电容器C1的充电和放电速率变快，因而振荡频率增加。当电容器C1的电容减小时，振荡频率也增加，这是因为即使以同一电流IOSC对电容器C1进行充电和放电，电容器C1两端的电压也快速升高。
如果环境温度变化，则电压VOSC因第二振荡器中部件的温度特性而变化，从而存在第二振荡器的振荡频率可能变化的危险。现在参考图13讨论振荡频率变化的问题。
图13示出第二振荡器中的振荡频率与环境温度的变化之间的关系。以线连接的空心圆表示温度-未补偿频率变化。固定频率型振荡器的振荡频率随环境温度的升高而增加。换句话说，当温度升高时，压电变压器6的倍乘增益下降。当把这种振荡器用作第二振荡器25时，在放电管7为冷阴极管且以恒定的液晶电流(liquid current)来点亮LCD(液晶显示器)显示屏时，获得如图14所示的输入电压控制器1的平均输出电压。
如图14的空心圆所示，输入电压控制器1的输出电压随环境温度的升高而大大改变。如果不进行温度补偿，则输入电压控制器1的平均输出增加，以补偿压电变压器6的倍乘增益随环境温度的升高的下降。
响应于环境温度的变化，输入电压控制器1的变化在0.8到1.5的范围内变化。此变化范围防止了压电逆变器设计的困难。
如图13和14中以线连接的实心圆所示，如果补偿第二振荡器25的振荡频率对温度特性，则降低了振荡频率与温度的相关性，且明显展平了输入电压控制器1的平均输出电压的温度相关性。
参考图13，经温度补偿的振荡频率随温度增加而稍稍增长。参考图14，在进行温度补偿时，输入电压控制器1的平均输出电压基本保持恒定而不管温度是否增加。这是因为LCD显示屏的管电压在高温时下降，温度越高，则可接受的增益越小。
当第二振荡器25的振荡频率表现出如图13所示的正温度系数特性时，以具有正温度系数的电容对温度特性的温度补偿电容器C1A来替代电容器C1。利用具有正温度系数的电容对温度特性的温度补偿电容器C1A来控制输入电压控制器1的平均输出电压的温度相关性。
参考图7C，负温度系数热敏电阻TC和电阻器R2连接在外部基准电压与振荡频率设定电阻器R1和第二振荡器25的结点之间。电阻器R3与负温度系数热敏电阻TC并联。允许电流从外部基准电压流入第二振荡器25的电阻器端。如此进行温度补偿，从而控制电流值在温度升高时较小。
参考图7D，当第二振荡器25具有负温度系数频率对温度特性时，电阻器R2′和负温度系数热敏电阻TC′与电阻器R1相对于公共线并联。流出第二振荡器25的电阻器端的电流随温度的增加而增加。
当如图7C和图7D所示适当地设定电阻器R1、R2和R3、负温度系数热敏电阻TC、电阻器R1、R2′和R3及负温度系数热敏电阻TC′的电阻时，把正常温度下的振荡频率设定为等于在如图7A所示的第二振荡器中获得的振荡频率。
图7C到图7D所示的温度补偿电路利用负温度系数热敏电阻。或者，可通过修改电路配置来利用正温度系数热敏电阻。
如上所述，使用考虑到诸如第二振荡器25的温度特性等各种特征的各种电路来进行温度补偿。当把第二振荡器25的温度特性控制在所需范围内时，控制了输入电压控制器1的平均输出电压的温度相关性。当输入电压控制器1的输出的温度相关性大时，需要在正常温度下把输出电压设定得较低，并在设计中实现一确定的余量。需要使用具有大的电压倍乘比的压电变压器6，但从经济上来说是不利的。由本实施例中所包含的温度补偿电路解决了这个问题。继而减少了压电变压器的成本。
图8是示出本发明第四实施例的压电逆变器的电路图。在第三实施例的压电逆变器中，把在压电变压器驱动器24中用作开关元件的FET24a和FET24b设定在断开状态，以产生突然(burst)断开周期。第四实施例利用OR门31来停止驱动输入电压控制器1。
在第四实施例中，第三比较器26b的输出端连到OR门31的一个输入端。第二比较器3b的输出端连到OR门31的另一输入端。OR门31的输出端连到输入电压控制器1中的FET1a的栅极。
第四实施例的结构的其余部分与第三实施例相同。以相同的标号来表示与结合第三实施例所述的元件相同的元件，在这里不重复其描述。
当比较器3b的输出或比较器26b的输出处于高状态时，OR门31把一停止驱动FET1a的信号输出到FET1a。在突然断开周期内，来自OR门31的停止信号停止FET1a的操作。可适当地修改产生突然断开周期的电路配置，例如可装入OR门31等。
在第三实施例中，在转换到突然断开周期时，存储在隔离变压器24a和23b的电感中的能量变为浪涌电压。浪涌电压出现在每个FET24c和FET24d的漏极和源极之间。为了防止FET24c和FET24d出现浪涌电压，需要与它们相连的齐纳二极管24f和24g。在第四实施例中，不发生这样的浪涌电压。简化了第四实施例的电路配置，从而提高了其可靠性。
图9是示出本发明第五实施例的压电逆变器的电路图。
在第五实施例中，第三比较器33b具有三个输入端，即两个倒相输入端和一个正常输入端。空载时间发生器电路31连到两个倒相输入端之一。
第三比较器26b的输出端不仅连到整流器9，还连到空载时间发生器电路31。空载时间发生器电路31还连到输入端IN。
空载时间发生器电路31用来执行空载时间功能。空载时间功能独立于管电流的输出电压VFB控制方波脉冲的占空因数(它是第二比较器33b的输出)不超过恒定值。
具体来说，在第五实施例中，把空载时间发生器电流31的输出信号输入到第二比较器33b，从而控制第二比较器33b的输出脉冲的占空因数。
如果没有空载时间功能，则产生以下问题。
在经济性的设计中，在输入电压规格为7到12V的压电逆变器中，把输入电压控制器1的平均输出电压设定在大约6.5V。在此情况下，当控制负载电流恒定时即在反馈控制期间，输入电压控制器1的平均输出电压保持在6.5V，而不管输入电压值如何。依据压电变压器驱动器4的准E级(quasi-c1ass-E)倍乘效应，压电变压器驱动器4的输出电压的峰值近似20V(＝5V×3)。在使用时，压电变压器驱动器4中的FET24c和FET24d的耐压近似60V。
考虑例如紧接在启动后的反馈控制不工作(inoperative)的持续时间。更具体来说，现在以21V输入来启动压电逆变器。在紧接启动后负载电流为零。在第一实施例中，比较器3a和3b进行控制，导致输入电压控制器1中有100％的占空因数。输入电压控制器1的平均输出电压变为21V，把63V(＝21V×3)的峰值电压馈送到压电变压器驱动器4中的FET。不可使用耐压额定值为60V的FET。可使用具有更高耐压的FET。就尺寸、性能和成本而言，这不是最好的。
相反，第五实施例如此配置，从而通过输入电压端IN把输入电压加到空载时间发生器电路31。空载时间发生器电路31的输出电压响应于输入电压而变化。图15示出输入电压控制器1的平均输出电压。
参考图15，单点划线X表示反馈控制期间输入电压控制器1的平均输出电压，且示出输入电压控制器1的平均输出电压基本上恒定，而不管输入电压的变化如何。如反馈控制外的状态中的实线Y所示，在不利用空载时间发生器电路时，输入电压控制器1的平均输出电压随输入电压的升高而变高。
在包含空载时间发生器电路31的第五实施例中，输入电压控制器1的平均输出电压保持基本上恒定，且在输入电压升高时，由所包含的空载时间发生器电路31把此平均输出电压控制到12V或更低。使用空载时间发生器电路31使得可由耐压为60V的FET来制造压电变压器驱动器4。
在第五实施例中，还使用空载时间功能来引起突然断开周期。把比较器26b的输出馈送到空载时间发生器电路31。把比较器33b的输出设定为零百分比的占空因数，且比较器26b的输出转换到高状态。由此配置，输入电压控制器1的输出变为零，实现了突然断开周期。
在突然断开周期内，晶体管27a同时导通。通过使电阻器R10与电阻器R11的电阻相等且使电阻器R10′与电阻器9b的电阻相等，以与第三和第四实施例中所述相同的方式防止了突然断开周期内占空因数过大的问题。具体来说，利用空载时间功能有助于以简单电路配置来进行突然点亮调节。
第五实施例还包括开路(open)/短路保护电路32。开路/短路保护电路32连到第一比较器3a的输出端，从而接收反馈电压。
开路/短路保护电路32可由诸如通用PWMIC等定时器锁存电路来制造。
现在讨论开路/短路保护电路32的操作。现在，整流器9的输出电压即反馈电压(VFB)转换到高状态。当VFB的值升高到超过预定恒定电压时，开始对连到开路/短路保护电路32的时间常数设定端的电容器102充电。当时间常数设定端处的电压升高到一恒定电压以上时，压电逆变器的总的操作停止。
在压电变压器的输出开路或短路而接地的异常状态下，负载电流变为零，整流器9的输出也变为零。因而执行开路/短路保护操作，从而在异常状态持续预定持续时间时，停止压电逆变器的操作。
压电逆变器需要一预防性步骤来应付在暗状态下不能点亮(冷阴极管在完全暗的点亮状态下不能点亮)。为此，压电逆变器所需的功能是输出不低于恒定持续时间的点亮使能电压的电压，而不是在输出开路的情况下立即停止。“恒定持续时间”依据用户使用逆变器的操作状态而改变，具体来说是从一秒变为很长的时间。此恒定的持续时间最好是从外部设定的。
在第五实施例中，电容器102具有最小的所需电容，外部电容器的互连端连到时间常数设定端。在必要时，一电容器连到外部电容器端，通过改变外部电容器的电容可容易地改变此恒定持续时间。
仅通过基本上固定压电变压器的驱动频率，而在异常事件中进行保护操作。
当以如上讨论的方法来进行保护操作时，把相同的时间常数应用于压电变压器6的输出的开路和短路。如上所述，如发生开路，从发生开路到保护操作通常需要一秒或更长的延迟时间。如发生短路也一样，在经过一秒后开始保护操作。
当压电变压器6的输出短路时，振荡频率(压电变压器6的输入阻抗最小的频率)位于低于正常频率的频率中。在具有如图4所示的频率对增益特性的压电变压器中，输入阻抗在54到55kHz的频率范围内最小。通过以此范围内的频率来驱动的压电变压器6，把大的能量馈送到该变压器，从而压电变压器6经历诸如开路等故障。
在7-220888号日本未审查公开中所揭示的常规技术以谐振频率不断地驱动压电变压器，所以变压器的开路是不可避免的。在9-107684号日本未审查专利公开中所示的常规技术中，在压电变压器的输出短路时，负载电流不能达到目标值。扫频装置减小压电变压器的驱动频率。驱动频率经过输入阻抗最小的谐振频率，并扫入较低的频率。由于在对异常事件的电路保护前的延迟时间为一秒或更长，压电变压器还经历开路。
由于在本发明的压电逆变器中，压电变压器的频率是固定的，所以压电逆变器在异常事件中的谐振频率下不操作。因而限制了输入压电变压器6的能量。如果短路状态持续一秒或更长，则压电变压器6没有开路。
现在讨论输出开路期间的保护。
在输出开路期间，对恒定的持续时间连续地馈送一电压，直到启动此开路/短路保护电路32。如图12所示，固定压电变压器6的工作频率(第二振荡器的振荡频率)，压电变压器在开路时具有高增益的区域内操作。第一振荡器12的输出变得过分大，因而存在变压器可能发生不必要的放电和击穿的危险。
在第五实施例中，电阻器R110和R111对压电变压器6的输出进行分压，经分压后的电压驱动晶体管Q101。如此在开路时控制输出电压。
当压电变压器6的输出升高到由电阻器R110和R111的分压比所确定的恒定电压以上时，晶体管Q101导通。电阻器R109的一端接地。结果，流出第一振荡器2的电阻器连接端的电流增加，使得第一振荡器2的振荡频率增加。通过把增加的振荡频率除以四而获得的变压器驱动频率也增加。
参考图12，当驱动频率增加时，压电变压器的增益减小，输出电压下降。换句话说，在变压器开路输出中，把输出电压保持在由电阻器R110和R111的分压比所确定的恒定电压。这样防止了压电变压器的不必要放电和开路。
连接在分压结点与晶体管Q101的基极之间的是串联的二极管D3和电阻器R112。电容器C103连接在电阻器112和二极管D3的结点与地电位之间。晶体管101的集电极连到电阻器R109与电容器101的结点。电阻器R109和电容器C101连接在结点12b与地电位之间。
在正常操作状态下，在电容器101两端馈送在第一振荡器2的设计中所确定的恒定电压VOSC。在启动前，加到电容器101的电压为零。在启动时，对电容器101进行充电的电流在恒定持续时间内流过电阻器R109。在启动时，通过从比正常操作状态下的频率高的频率到低频一侧的扫频来进行点亮。通过实行此功能，防止了在启动时有过大的电流流过负载。
图10是示出本发明第六实施例的压电逆变器的电路图。
除了输出开路中的保护操作以外，第六实施例与图9所示的第五实施例相同。这里不讨论该结构的其余部分。
参考图10，晶体管Q101的集电极连到电阻器R113的一端，电阻器R113的另一端连到晶体管Q102的基极。晶体管Q102的发射极连到基准电压，其集电极连到空载时间发生器电路31。当晶体管Q102的集电极电压处于高状态即为基准电压时，把空载时间发生器电路31的输入端设计成占空因数为零百分比。
当压电逆变器的输出开路即没有负载时，有一些原因使压电变压器的输出电压以与图9所示相同的方式增加。二极管D3的阳极电压增加，使得二极管D3导通，从而使晶体管Q101导通。晶体管Q102通过电阻器R113导通，把高信号馈送到空载时间发生器电路31。输入电压控制器1的占空因数变为零百分比，减小了至压电变压器6的输入电压，从而减小了压电变压器6的输出电压。因而防止了压电变压器输出电压中初始的过度升高。随着压电变压器输出电压的减小，晶体管Q101和Q102断开。输入压电控制器1中的占空因数再次开始扩展。输入电压控制器重复对其平均输出电压的接通和断开操作，同时防止输出过大电压。
在以上讨论中，晶体管Q102完全导通，输入电压控制器1的开关元件的占空因数变为零百分比。把占空因数减小到零百分比不是必需的。具体来说，使用晶体管Q101和Q102的线性区域(半导通区域)，从而把至空载时间发生器电路31的输入电压控制在高于零伏且低于基准电压的中间电压。输入电压控制器1的输出不完全变为零，而是基本上与恒定的电压一致，从而压电逆变器输出电压与目标开路电压持续一致。
在这两种情况下，连续地输出高于点亮使能电压的电压，同时进行保护操作来控制过大电压的产生。
图11是示出本发明第七实施例的压电逆变器的电路图。
在第七实施例中，压电变压器驱动器54包括构成半桥路的两个FET54a和FET54b。把输入电压控制器1的输出馈送到P型FET54a的源极。FET54a的漏极连到FET54b的漏极。FET54b的源极接地。FET54a和FET54b的栅极共同连到第二振荡器25。
电感器54d的一端连到FET54a和FET53b的漏极共同连到的结点54c。电感器54d的另一端连到压电变压器6的第一输入电极6a。电容器54f连接在电感器54d的另一端和压电变压器6的输入电极6a的结点54e与地电位之间。具体来说，由电感器54d和电容器54f构成的LC低通滤波器连到具有FET54a和FET54b构成的半桥路结构的驱动电路的输出。把已通过LC低通滤波器除去高频分量的输出电压加到压电变压器6。
使由电容器54f的电容和压电变压器6的输入电容之和及电感器54d的电感所确定的LC滤波器的谐振频率基本上等于压电变压器6的驱动频率。因而实现了最佳的设计。压电变压器驱动器的电路配置不限于任何特殊配置。可实现每个先前实施例的压电变压器驱动器的电路配置。通过连接LC低通滤波器，把除去不想要的高频分量的电压加到压电变压器。
在第七实施例中，由电阻器201和202对输入电压进行分压。齐纳二极管Vz的一端连到电阻器201和202的分压结点51，其另一端经由电阻器R52连到晶体管Q201的基极。晶体管Q201的集电极经由电阻器R203连到第二振荡器25的频率设定电阻器端。晶体管Q201的发射极接地。
由电阻器R201和R202对输入电压进行分压。当分得的电压高于齐纳二极管Vz的齐纳电压时，齐纳二极管Vz变为导通。结果，晶体管Q201导通，增加了第二振荡器25的频率。反之，当输入电压下降时，断开晶体管Q201，电阻器R203与地电位隔离。因而第二振荡器的振荡频率下降。在正常操作状态下，压电逆变器在高效频率区域中操作，即使在输入电压的电压下降时也保持点亮。现在讨论该操作。
现在讨论用于笔记本个人计算机的压电变压器，输入电压额定值为7到20V，电池操作期间的输入电压为10.8V。
从图4可清楚地看出，给出压电变压器6的最大效率的频率稍高于给出最大增益的频率。对于10.8V的输入电压，现在使用提供最大效率的57.5kHz的频率。压电变压器6的电压倍乘增益为34dB，对39dB的最大增益有5dB的余量。
现在考虑输入电压下降到7V的少见的情况。当频率固定在57.5kHz时，压电变压器6的增益也固定。需要增加输入电压控制器1的占空度，以把输入电压控制器的平均输出电压保持在一确定的值。假设输入电压控制器1所需的输出电压为8V，方波脉冲的占空比(duty)变为100％，启动了SCP功能，使逆变器停止。
通过选择电阻器R201、R202和R203的适当电阻，晶体管Q201在输入电压小于9V时断开，振荡频率设定移至56.5kHz，压电变压器6的增益在输入电压为9V或更小时增加到38dB。保持负载电流所需的输入电压控制器1的平均电压下降，使得逆变器即使在输入电压为7V时也不停止操作。
在56.5kHz的振荡频率处，压电变压器呈现效率稍低于57.5kHz的振荡频率处的效率。在实际操作状态下极少输入小于9V的输入电压。在此频率下稍低的效率实际上不是问题。
当输入电压变得低于所需的恒定值时，增加了把第二振荡器的振荡频率变到稍低于正常频率的另一个频率的电路。在大的输入电压范围内且在最频繁使用的输入电压处保证点亮，因而以提供压电变压器的最大效率的频率下驱动压电变压器。
在本发明的压电逆变器中，负载连到压电逆变器的输出电极，电压控制装置控制流过负载的电流近似于目标电流值。由于电压控制装置起到控制至压电变压器的交流电压的平均电压的作用，所以通过单个反馈控制稳定了负载电流。因而控制电路系统的结构被简化且具有低成本。把包括开关晶体管和电流循环元件的输入电压控制器作为电压控制装置。当如此控制输入电压控制器的占空因数从而流过负载的电流与目标电流值近似一致时，构成包括开关晶体管和电流循环元件的降压斩波器电路。由于斩波器电路不需要用于整流和平滑的电感器或电容器，所以减少了元件数。足以控制输入电压控制器的占空因数，因而简化了控制系统。因而获得了简化的低成本电路配置。
由于包括开关晶体管和电流循环元件的输入电压控制器不需要平滑装置和整流装置，所以输入电压控制器没有与这种平滑和整流装置有关的损耗。
由负载电流检测器来检测流过负载的负载电流，由占空因数控制器来控制输入电压控制器的方波脉冲的占空因数，从而负载电流与目标电流值近似一致。由单个反馈控制回路稳定了负载电流。换句话说，简化了控制系统。获得了低成本的可靠的压电逆变器。
由第一振荡器和第二振荡器分别确定输入电压控制器和压电变压器的工作频率。
压电逆变器可包括分频器来分割第一振荡器的频率，当第一振荡器的频率的一个分频为第一振荡器的输出，则第一振荡器和第二振荡器构成单个振荡器电路。此配置简化了电路。
第二振荡器的振荡频率不高于给没有负载作为其输出的压电变压器提供最大电压倍乘比的频率，该振荡频率也不低于给具有负载的压电变压器提供最大电压倍乘比的频率。此配置提供高的效率，且控制了负载电流脉动的不稳定操作。
压电逆变器还可包括温度补偿电路来修正第二振荡器的振荡频率与环境温度的相关性。因而通过温度补偿功能来控制输入电压控制器所需的平均输出电压。此配置减少了输入电压控制器的输出的变化，消除了对具有不必要的较高电压倍乘比的压电变压器的需要，导致低成本的压电变压器。
由热敏电阻或温度补偿电容器构成的温度补偿电路是低成本的。
当目标电流值响应于第一外部调光信号变化时，负载电流也响应于第一外部调光信号而变化。容易对负载进行调节，诸如调节放电管的亮度。
压电变压器还可包括可变振荡频率电路，用以响应于第一调光信号来改变第二振荡器的振荡频率而不使用反馈控制。通过响应于第一调光信号来改变第二振荡器的频率，从而把输入电压控制器的平均输出的变化设定为小于设定负载电流的变化。此配置增加了反馈控制系统的稳定性，且进一步增加了压电变压器的可靠性。
还可包括负载驱动时间控制器，以间歇地接通和断开负载的驱动，以响应于第二外部调光信号改变接通时间比。响应于第二调光信号间歇地接通和断开负载。因而实现了突然的光调节，增加了光调节的范围。
压电逆变器还可包括整流器对来自负载电流检测器的负载电流进行整流并响应于负载电流输出直流电压。当逆变器工作把负载设定在接通状态时，或者当负载处于接通状态时，在电流操作把负载设定在断开状态或负载等于断开状态的周期内，把基本上等于整流器的输出处产生的电压的电压加到整流器的输出。在突然断开周期内，控制占空因数控制器的输出方波脉冲的占空因数的变化。因而改善了光调节特征。
压电逆变器还可包括空载时间控制器，用于把输入电压控制器的方波脉冲的占空因数控制到不高于预定值，而不依据流过负载的电流和整流器的输出电压。由于控制时间控制器所控制的方波脉冲的占空因数响应于输入电压而变化，以高的输入电压来控制输入电压控制器的输出的过度升高，这种升高处于反馈以外的状态。把低耐压继而低成本的FET用作压电变压器。进行节约成本的突然光调节。
压电逆变器还可包括电路操作停止单元，该单元在流过负载的电流不能与目标电流值相符的持续时间超过预定的恒定持续时间时停止电路的操作。控制压电变压器的不必要放电和击穿，可靠地保护了压电逆变器。
可通过外部连接的元件的常数来改变从发生异常事件到停止电路操作的恒定持续时间。通过选择适当的外部元件，容易调节此恒定持续时间。
当压电变压器的输出电压超过所需值时，可通过使第二振荡器的振荡频率向高频一侧改变来防止压电变压器的输出电压升高。在此情况下，可靠地防止了压电变压器的击穿，保护了压电逆变器。
如果在输入电压控制器的输出电压超过所需值时控制输入电压控制器的占空因数，也获得相同的效果。
在从高频一侧向低频一侧对第二振荡器的振荡频率进行扫频时执行启动操作。在此配置中，防止了启动时流动过大的输出电流。
当输入电压低于所需值时，第二振荡器的振荡频率移至比正常振荡频率低的低频。在此配置中，压电变压器的工作频率移入较低频一侧，从而增加了电压倍乘增益。这样减少了放电管中断点亮的几率，使放电管能可靠地点亮。在最频繁地使用的输入电压处，以提供电压变压器的最大效率的频率来驱动压电变压器。增加了压电逆变器的效率。

Claims (16)

1.一种使用压电变压器驱动负载的压电逆变器，其特征在于包括：
具有开关晶体管和电流循环元件的输入电压控制装置，用于把直流输入电压转换成方波交流电压；
连接在输入电压控制装置与压电变压器之间且包括电感元件的压电变压器驱动装置，用于向压电变压器输出频率基本上恒定的交流电压，此频率低于输入电压控制装置的输出交流电压的频率；
第一振荡器，用于确定输入电压控制装置的工作频率；
第二振荡器，用于确定压电变压器驱动装置的工作频率；
具有输入电极和输出电极的压电变压器，其输入电极连到压电变压器驱动装置，且其输出电极连到负载；
连到负载的负载电流检测器，用于检测负载电流；以及
连到负载电流检测器的占空因数控制器，响应于负载电流检测器的输出来控制输入电压控制器的方波脉冲的占空因数，从而使负载电流保持到基本上恒定的目标电流值，
其中第二振荡器的振荡频率不高于在没有负载加到压电变压器的输出时压电变压器的电压倍乘比变为最大的频率，并且第二振荡器的振荡频率不低于在压电变压器驱动连到其输出的负载时压电变压器的电压倍乘比变为最大的频率。
2.如权利要求1所述的压电逆变器，其特征在于第二振荡器包括对第一振荡器的频率进行分频的分频器，对第一振荡器的频率进行分频而成的信号为第二振荡器的输出，第一振荡器和第二振荡器共享单个振荡器。
3.如权利要求1和2中任一项所述的压电逆变器，其特征在于还包括温度补偿电路，该电路控制输入电压控制装置的所需平均输出电压与温度的相关性，从而根据补偿第二振荡器的振荡频率与环境温度的相关性。
4.如权利要求3所述的压电逆变器，其特征在于温度补偿电路包括热敏电阻或温度补偿电容器之一。
5.如权利要求1到4中任一项所述的压电逆变器，其特征在于响应于外加的第一调光信号来改变目标电流值。
6.如权利要求5所述的压电逆变器，其特征在于还包括可变振荡频率电路，该电路响应于第一调光信号而不使用反馈控制来改变第一和第二振荡器之一的振荡频率。
7.如权利要求1到6中任一项所述的压电逆变器，其特征在于还包括负载驱动时间控制装置，该控制装置响应于外加的第二调光信号，通过接通和断开负载的驱动来改变负载的接通时间比。
8.如权利要求7所述的压电逆变器，其特征在于还包括整流器，用于对负载电流检测器检测到的负载电流进行整流并响应于负载电流输出直流，其中，当逆变器工作以把负载设定在接通状态或当负载处于接通状态时，在逆变器操作以把负载设定在断开状态或负载处于断开状态的周期内，把与整流器的输出处所产生的电压基本上相等的电压加到整流器的输出。
9.如权利要求1到8中任一项所述的压电逆变器，其特征在于还包括空载时间控制装置，用于把输入电压控制装置的方波脉冲的占空因数控制在不高于恒定值而不依据流过负载的电流和整流器的输出电压，其中空载时间控制装置所控制的方波脉冲的占空因数响应于输入电压而变化。
10.如权利要求1到9中任一项所述的压电逆变器，其特征在于还包括电路操作停止单元，该单元在流过负载的电流不能与目标电流值相符的持续时间超过预定的恒定持续时间时停止逆变器的操作。
11.如权利要求10所述的压电变压器，其特征在于从发生异常事件到电路操作停止的恒定持续时间按照一外部连接元件的常数而改变。
12.如权利要求1到11中任一项所述的压电逆变器，其特征在于在压电变压器的输出电压超过所需值时，通过使第二振荡器的振荡频率向高频一侧变化来防止压电变压器输出电压的过度上升。
13.如权利要求1到12中任一项所述的压电逆变器，其特征在于当压电变压器的输出电压超过所需值时，可通过减小输入电压控制装置的输出方波脉冲的占空因数来防止压电变压器输出电压的过度上升。
14.如权利要求1到13中任一项所述的压电逆变器，其特征在于在第二振荡器的振荡频率从高频一侧向低频一侧扫频时，执行启动操作。
15.如权利要求1到14中任一项所述的压电逆变器，其特征在于在输入电压低于所需频率时，使第二振荡器的振荡频率移至低于其正常振荡频率的低频。
16.如权利要求1到15中任一项所述的压电逆变器，其特征在于负载为放电管。
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