JP3577904B2 - 放電灯点灯装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧電トランスを用いた放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、圧電トランスを用いた放電灯点灯装置としては、特開平６−１６７６９４号等が知られており、その動作原理は冷陰極管等の放電灯が点灯前と点灯後でその内部インピーダンスが大きく変化し、必要とする電圧も点灯前は高圧を必要とするに対し、点灯後は比較的低い電圧で駆動することができるという性質と、圧電トランスが負荷のインピーダンスにより、発生する電圧が異なるという性質（負荷のインピーダンスが大きい程発生する電圧が大きくなる）を適合させたものである。
【０００３】
しかし、負荷が接続されない状態で動作させた場合、見掛けの出力インピーダンスは無限大となり、圧電トランスの性質から負荷に応じた高電圧が出力され続けることになる。
例えば、負荷インピーダンス１００ＫΩ程度の冷陰極管の点灯電圧が約５００Ｖである場合、無負荷時（負荷インピーダンス無限大）の出力電圧はその十数倍の５ＫＶ〜１０ＫＶ程度の高電圧となる。
【０００４】
このような高電圧が圧電トランスから出力されつづける場合、回路ブロック内の部品等との絶縁破壊を防止するためのブロック基板の大型化が必要となる。
またこのような高電圧を発生している状態では圧電トランスの振幅が非常に大きくなり、応力過大のため圧電トランスが破壊される恐れがある。
また放電灯を確実に点灯させるには、始動電圧とその始動電圧を印加する時間が十分に必要となる。
【０００５】
このような高電圧の発生を防止し、始動電圧を十分な時間与える圧電トランスを用いた放電灯点灯装置の例として、特開平８−３３３５０号がある。
図２１にその構成を示す。
この回路は、ＤＣ入力端子の一端５はトランスＴの１次巻線の一方に接続され、他端６は接地されている。トランスＴの１次巻線の他方はスイッチ素子Ｑのコレクタ（ドレイン）に接続され、スイッチ素子Ｑのエミッタ（ソース）は接地されており、このスイッチ素子Ｑを保護するため、保護ダイオードＤ０ がコレクタ（ドレイン）−エミッタ（ソース）間に逆接続されている。トランスＴの２次巻線の一方は圧電トランス１の駆動部の一方の１次電極７ａに接続されており、２次巻線の他方も同様に圧電トランス１の駆動部の他方の１次電極７ｂに接続されるとともに接地されている。圧電トランス１の出力は負荷たる放電灯ＲＬと接続されていて、放電灯ＲＬの他端は検出抵抗Ｒを介して接地されている。そして、放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点にはダイオードＤ１ のアノード側が接続されていて、このダイオードＤ１ のカソード側は積分器２に入力されている。積分器２の出力はＶ−Ｆコンパータ３に入力され、Ｖ−Ｆコンパータ３の出力はスイッチ素子Ｑに接続されている．一方、圧電トランスｌと放電灯ＲＬとの接続点には直列に接続された分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの一端が接続されている。この分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの直列回路の他端は接地されている。そして、この２つの分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点には、ダイオードＤ２ のアノード側が接続されており、そのカソード側は積分器２に接続されていて、これにより過電圧保護回路４を構成している。
【０００６】
このような回路において、通常、放電灯ＲＬが接続されているときには、負荷電流ＩＬ が流れ、これを検出抵抗Ｒにより電圧に変換して検出し、ダイオードＤ１ により整流して直流電圧として積分器２に入力し、検出された電圧をＶ−Ｆコンバータ３に与えてその出力周波数を変化させることにより、スイッチ素子Ｑを駆動周波数を変化させて圧電トランス１の出力電圧を可変し、所定の出力を得るように制御する。
【０００７】
ここで、放電灯ＲＬを接続しない状態で回路を勤作させると、圧電トランス１の負荷インピーダンスは見かけ上、無限大となり、また通常、負荷電流ＩＬ を検出抵抗Ｒで検出し、ダイオードＤ１ により得られる電圧は、負荷電流ＩＬ が流れないため零Ｖとなり、積分器２の出力はＶ−Ｆコンパータ３の出力周波数を低くするように動作する。すなわち、圧電トランス１の出力電圧が高くなるように働く。
【０００８】
圧電トランス１の出力電圧が高電圧になると、この圧電トランスｌの出力端と接地線との間に直列接続されている分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの中間点にもこの出力電圧に比例した電圧が現れる。この分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂは圧電トランス１が無負荷状態のときに所定電圧が得られるように分圧比を設定してある。そして、分圧された電圧はダイオードＤ２ により直流に変換されるとともに、ダイオードＤ２ の順方向電圧降下を受ける。従って、通常の放電灯ＲＬが接続されている状態では印加されない電圧が無負荷状態になると検出ダイオードＤ３ から積分器２に対して与えられることになり、この電圧によりＶ−Ｆコンバータ３は周波数を高くする方向に動作し、圧電トランス１の出力電圧は低下する。
【０００９】
よって無負荷時、圧電トランス１の出力電圧は高電圧になるのを防止され、所定の出力電圧に抑えられる。この所定電圧をＶＨ とすると、無負荷状態では圧電トランス１の出力電圧は図２２に示すように所定電圧ＶＨ に保たれ続ける。尚図２２中ａ、ｂはこの過電圧保護がない場合の出力電圧を示す。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この圧電トランス１の設定される出力電圧ＶＨ は少なくとも負荷である放電灯ＲＬが始動するのに十分な電圧でなければならない。冷陰極管の場合、−１０℃の低温でも確実に始動させるには少なくとも、始動電圧は１．５ＫＶ以上必要である。また、ネオン管の場合には、更に始動電圧が必要で、少なくとも、３ＫＶ以上必要となる。
【００１１】
つまり図２１、図２２で示した従来例では、冷陰極管やネオン管を確実に始動点灯させる為には、無負荷状態で出力電圧が少なくとも１．５ＫＶ〜３ＫＶ程度の電圧が発生し続けることになる。よって人が放電灯ＲＬを接続或いは交換しようとする時、この圧電トランス１の出力電圧１．５ＫＶ〜３ＫＶの高電圧に感電する恐れがあり、非常に危険である。
【００１２】
また圧電トランスの出力電圧が１．５ＫＶ〜３ＫＶ程度で維持されると、出力電圧を制御しない場合の５ＫＶ〜１０ＫＶ程度の高電圧よりは小さいが、放電灯ＲＬを点灯させる時よりは、圧電トランス１の振幅が大きくなり、圧電トランス１の温度上昇や劣化（圧電トランス１の寿命を早める等）が問題となる。また圧電トランス１の振幅が大きくなるということは圧電トランス１に与えられる電流が増加するということであり、圧電トランス１を駆動する回路に用いるインダクタンス素子やスイッチ素子にも影響を与える。
【００１３】
更に１．５ＫＶ〜３ＫＶ程度の出力電圧が発生し続けると、コロナ放電の影響を受けて樹脂の絶縁性能を下げ、安全上問題となる。
更にまた放電灯ＲＬが接続され、点灯状態である時に、何等かの異常で放電灯ＲＬが外れた場合、負荷が無限大となり、圧電トランス１の出力電圧が上昇するため、従来例の回路構成では、出力電圧を低下させようと、周波数を高くする方向に働く。ところが圧電トランス１の負荷に対する共振特性は図２３に示すように、有負荷時（破線で示す）の共振ピークは無負荷時（実線で示す）の共振ピークより低周波側にシフトしており、図のように放電灯ＲＬが点灯中（有負荷時）共振周波数に近い▲１▼の状態にある時、急に無負荷になった場合、無負荷時の共振曲線の左側の▲２▼の状態に移る。▲２▼の状態で、高電圧が発生すると電圧を低下させようと周波数を高くして設定電圧ＶＨ の▲３▼の状態に移ろうとする。この▲２▼から▲３▼の状態に移る際、無負荷時の共振の山を通ることになり、圧電トランス１は５ＫＶ〜１０ＫＶ程度の高電圧を発生することになる。これにより圧電トランスの振幅が非常に大きくなり、応力過大３つい恐れがある。
【００１４】
また図２１の圧電トランス１が一般に知られているλモードローゼン型の場合図２４のように２次側出力は振幅（図中イ、ロで示す）が最も大きくなる部分であり、前に示したように無負荷状態で圧電トランス２の出力電圧を１．５ＫＶ〜３ＫＶ程度で維持させておくと、圧電トランス１の振幅は点灯状態より大きくなり、つまり２次側出力の振幅も大きくなり、２次側出力部と放電灯ＲＬを接続す銅線が２次側出力部たる２次電極８から外れる可能性が大きくなる。もし銅線９が接合点８ａより外れた場合、従来例では出力電圧の検出ができなくなり、周波数を低くして行き、圧電トランス１は５ＫＶ〜１０ＫＶ程度の高電圧を発生することになり、応力過大のため破壊する恐れがある。
【００１５】
本発明は、上述の問題点に鑑みて為されたもので、その目的とするところは、無負荷状態における安全性、圧電トランスの破壊、温度上昇、劣化、部品のストレス増加、樹脂の絶縁性能劣化等を防止する２重安全機能を備えた放電灯点灯装置を提供するにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１の発明では、直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、該インバータの出力電圧を入力とする圧電トランスとを備え、該圧電トランスの出力電圧を放電灯に印加する放電灯点灯装置において、無負荷時或いは始動時に圧電トランスの出力電圧を放電灯の始動可能な最低電圧以上で且つ圧電トランスが破壊する電圧よりも小さい所定電圧で制限する手段と、放電灯の確実な始動に必要な電圧印加時間以上で且つ回路保護に不十分となる時間よりも小さい所定時間経過後、放電灯の点灯が確認されない場合、圧電トランスの出力電圧を、所定電圧よりも低下させた後、出力を停止させる手段を備えたことを特徴とする。
【００１７】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、圧電トランスの出力電圧の調整を周波数制御で行うことを特徴とする。
請求項３の発明では、請求項２の発明において、放電灯の点灯が確認されない場合、圧電トランスの出力電圧を周波数を高くして低下させることを特徴とする。
【００１８】
請求項４の発明では、請求項３の発明において所定時間内の圧電トランスの出力電圧が、高い周波数から低い周波数にスイープさせた後、高い周波数に戻し、再度低い周波数にスイープさせた後、高い周波数に戻すことを繰り返す周波数制御で制御されることを特徴とする。
請求項５の発明では、請求項１乃至４の発明において、圧電トランスの出力電圧の検出に、出力電圧量或いは出力電圧に比例する電気量を用いることを特徴とする。
【００１９】
請求項６の発明では、請求項１乃至４の発明において、圧電トランスの出力電圧の検出に、圧電トランスの振幅が略零となる位置に設けられた検出電極から得られる電圧量を用いることを特徴とする。
請求項７の発明では、請求項１の発明において、圧電トランスの出力電圧の調整を入力電圧の制御で行う入力電圧制御手段を用いたことを特徴とする。
【００２０】
請求項８の発明では、請求項７の発明において、入力電圧制御手段をチョッパ若しくはアナログスイッチで構成したことを特徴とする。
請求項９の発明では、請求項７、８の発明において、圧電トランスの出力電圧を、圧電トランスの入力電流量より検出することを特徴とする。
請求項１０の発明では、所定時間は回路動作時刻からカウントされることを特徴とする請求項１乃至９。
【００２１】
請求項１１の発明では、請求項１乃至９の発明において、所定時間は圧電トランスの出力電圧が所定電圧に達した時刻からカウントされることを特徴とする。請求項１２の発明では、所定時間が、請求項４の発明において、圧電トランスの出力電圧が所定電圧に達した回数が所定回数になった時の時間と一致することを特徴とする。
【００２２】
請求項１３の発明では、請求項１乃至１２の発明において、インバータとして負荷電流のフィードバック制御を行う回路を用いたことを特徴とする。
【００２３】
請求項１４の発明では、請求項１３の発明において、放電灯の点灯判別の手段を負荷電流のフィードバック制御の手段で兼用したことを特徴とする。
請求項１５の発明では、請求項１３，１４において、負荷電流のフィードバック制御の手段を、負荷電流を検出して基準電圧と比較する積分器と、該積分器の出力電圧を受けてインバータの駆動周波数を変化させるＶ−Ｆコンバータとで構成したことを特徴とする。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を基本形態及び実施形態により説明する。
（基本形態１）
図１は本基本形態の回路構成を示す。図において直流電源１０はインバータ１１に接続され、インバータ１１は出力を圧電トランス１の１次電極７ａ，７ｂに接続しており、Ｖ−Ｆコンバータ１２からの周波数信号を圧電トランス１の駆動に必要な波形に増幅して圧電トランス１を駆動する。負荷である放電灯ＲＬは圧電トランス１の２次電極８に一端を接続し、他端を検出抵抗Ｒを介して接地し、圧電トランス１により昇圧された電圧が印加されるようになっている。放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点にはダイオードＤ1 のアノード側が接続され、このダイオードＤ1 のカソード側は積分器１３に接続されている。検出抵抗Ｒにより検出された負荷電流はダイオードＤ1 を介して整流された電圧に変換されて積分器１３に入り、基準電圧Ｖｒｅｆ1 と比較され、その差に応じた出力電圧が積分器１３からＶ−Ｆコンバータ１２に与えられる。Ｖ−Ｆコンバータ１２は積分器１３から与えられた電圧に応じて周波数を変化させ、その周波数信号をインバータ１１に与えるようになっている。
【００２５】
一方圧電トランス１と放電灯ＲＬとの接続点には、一端が接地された分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの直列回路の他端が接続されている。そしてこの二つの分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点にはダイオードＤ２ のアノード側が接続されており、そのカソード側は積分器１３に接続されている。
この分圧抵抗Ｒａ、Ｒｂは圧電トランス１が無負荷状態のときに所定電圧が得られるように分圧比を設定してある。
【００２６】
また一方、タイマ回路１４の出力がＶ−Ｆコンバータ１２に接続されており、タイマ回路１４は放電灯ＲＬが始動するのに十分な電圧印加時間経過後で且つ回路保護に不十分な期間となる前にタイムアップし、タイムアップすると、Ｖ−Ｆコンバータ１２に信号を与えて、Ｖ−Ｆコンバータ１２の周波数を圧電トランス１の共振周波数よりも十分高い周波数に切り換える（或いはタイマ回路１４はタイムアップするとＶ−Ｆコンバータ１２を停止させる）。またタイマ回路１４には点灯判別回路１５の出力端が接続されている。点灯判別回路１５の入力端は放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点に接続され、放電灯ＲＬに電流が流れると、点灯判別回路１５は放電灯ＲＬが点灯していると判断し、電流を検出している間タイマ回路１４がＶ−Ｆコンバータ１２に周波数切り換え（或いは停止の信号を与えるのを止め）るようになっている。
【００２７】
次に本基本形態の動作を詳細に説明する。放電灯ＲＬが接続されている時、回路動作を開始させると、まずタイマ回路１４が動作し、それと同時に積分器１３の出力は最初電流が流れていないため、Ｖ−Ｆコンバータ１２の周波数信号が低い周波数へスイープし始めるように動作し、そのため圧電トランス３の出力電圧が上昇して、負荷４が点灯する。放電灯ＲＬが点灯すると、負荷電流が流れ、点灯判別回路１５はタイマ回路１４のタイムアップ後の出力信号をＶ−Ｆコンバータ１２に与えないようにする。また負荷電流は積分器１３で基準電圧Ｖｒｅｆ0 と比較されてある所定の電流となるようにＶ−Ｆコンバータ１２の出力周波数が制御される。
【００２８】
次に、放電灯ＲＬを接続しない、無負荷状態での回路動作を図２（ａ）（ｂ）を用いて説明する。
今回路動作を開始させると、前記と同様にまずタイマ回路１４が動作し、時間をカウントし始める。同時に周波数が図２（ａ）に示すように低い方へスイープを始め、圧電トランス１の出力電圧が上昇する。無負荷状態であるので、出力電圧は上昇し続け、所定電圧（放電灯ＲＬを低温でも始動できる電圧）ＶＨ に達すると（時間ｔ１ ）、分圧抵抗Ｒａ、Ｒｂにより分圧された電圧がダイオードＤ２ を介して積分器１３に与えられてＶ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を高くし、出力電圧がＶＨ 以上にならないように制御する。
【００２９】
このように出力電圧はＶＨ で略一定に保たれ、放電灯ＲＬの確実な始動点灯に必要な始動電圧の印加時間≦（ｔ２ −ｔ１ ）に達した後、回路保護に不十分な時間となる前の時間ｔ２ でタイマ回路７がタイムアップし、Ｖ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を高い周波数に切り換え、出力電圧を低下させ（図２（ａ））。或いは時間ｔ２ でタイマ回路１４がタイムアップした時Ｖ−Ｆコンバータ１２を停止させ、実施的に回路を休止させて出力を０にする（図２（ｂ））。
【００３０】
これにより、低温時においても、放電灯ＲＬの始動点灯できる電圧を供給でき、且つ無負荷時においても、圧電トランス１の高出力状態が回路保護に不十分となる時間まで継続されることはなく、圧電トランス１の破壊、温度上昇、劣化及びインバータ１１のスイッチ素子、インダクタンス素子のストレス増加、樹脂部品の絶縁劣化等が防止される。
【００３１】
勿論人が数ＫＶの高圧に感電する危険はなく、安全である。また放電灯ＲＬが最初接続され、点灯中に何等かの異常で放電灯ＲＬが外れた場合は、放電灯ＲＬに流れていた負荷電流が零になり、点灯判別回路１５は負荷電流が零であることを検出して、タイマ回路１４がＶ−Ｆコンバータ１２に周波数の切り換え、或いは停止の信号を与えるのを開始し、ただちに出力電圧の制限又は実施的に停止する。この時周波数の切り換えは従来例のような周波数をスイープさせていないので、共振ピークを通ることなく、そのため非常に高い出力電圧が発生することがなく、圧電トランス１の破壊を防止できる。
【００３２】
万が一、圧電トランス１の出力部の結線が外れ、出力電圧が分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂで検出できなくなっても、時間ｔ2 で出力を制限或いは停止させるので回路は保護される。
（基本形態２）
図３は本基本形態の回路を示している。図において直流電源１０はインバータ１１に接続され、インバータ１１は出力を圧電トランス１の１次電極７ａ，７ｂに接続しており、Ｖ−Ｆコンバータ１２からの周波数信号を圧電トランス１の駆動に必要な波形に増幅して圧電トランス１を駆動する。負荷である放電灯ＲＬは圧電トランス１の２次電極８に一端を接続し、他端を検出抵抗Ｒを介して接地し、圧電トランス１により昇圧された電圧が印加されるようになっている。放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点にはダイオードＤ1 のアノード側が接続され、このダイオードＤ1 のカソード側は積分器１３に接続されている。検出抵抗Ｒにより検出された負荷電流はダイオードＤ1 を介して整流された電圧に変換されて積分器１３に入り、基準電圧Ｖｒｅｆ1 と比較され、その差に応じた出力電圧が積分器１３からＶ−Ｆコンバータ１２に与えられる。Ｖ−Ｆコンバータ１２は積分器１３から与えられた電圧に応じて出力周波数を変化させ、その周波数信号をインバータ１１に与えるようになっている。
【００３３】
一方圧電トランス１と放電灯ＲＬとの接続点には、一端が接地された分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの直列回路の他端が接続されている。そしてこの二つの分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点にはダイオードＤ２ のアノード側が接続されており、そのカソード側は比較器１６に接続されている。
この分圧抵抗Ｒａ、Ｒｂは圧電トランス１が無負荷状態のときに所定電圧が得られるように分圧比を設定してある。比較器１６は基準電圧ｖｒｅｆ２ とダイオードＤ２ を介して入力される分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの分圧電圧（検出電圧）とを比較し、圧電トランス１の出力電圧が所定電圧以上になると、Ｖ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を圧電トランス１の共振周波数よりも十分高い周波数に切り換える。
【００３４】
また一方、タイマ回路１４の出力がＶ−Ｆコンバータ１２に接続されており、タイマ回路１４は放電灯ＲＬが始動するのに十分な電圧印加時間経過後で且つ回路保護に不十分な期間となる前にタイムアップし、タイムアップすると、Ｖ−Ｆコンバータ１２に信号を与えて、Ｖ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を圧電トランス１の共振周波数よりも十分高い周波数に切り換える。或いはタイマ回路１４はタイムアップするとＶ−Ｆコンバータ１２を停止させる。またタイマ回路１４には点灯判別回路１５の出力端が接続されている。点灯判別回路１５の入力端は放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点に接続し、放電灯ＲＬに電流が流れると、点灯判別回路１５は放電灯ＲＬが点灯していると判断し、電流を検出している間タイマ回路１４がＶ−Ｆコンバータ１２に周波数切り換え（或いは停止）の信号を与えるのを止めるようになっている。
【００３５】
次に本基本形態の動作を詳細に説明する。尚放電灯ＲＬが接続されている時の動作は基本形態１と同じであるのでここでは省略し、放電灯ＲＬが接続されていない、無負荷状態での回路動作を図４（ａ）（ｂ）を用いて説明する。今回路動作を開始させると、前記と同様にまずタイマ回路１４が動作し、時間をカウントし始める。同時に図４（ａ）に示すように周波数が低い方へスイープを始め、圧電トランス１の出力電圧が上昇する。無負荷状態であるので、出力電圧は上昇し続け、時間ｔ1 で所定電圧ＶH に達すると、比較器１６はＶ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を高い周波数に切り換えて出力電圧を低下させる。出力電圧が低下すると、比較器１６の動作はキャンセルされ、再び周波数が低い方へスイープを始め、出力電圧が上昇し始め、所定電圧ＶH に達すると、比較器１６はＶ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を高い周波数に切り換えて、出力電圧を低下させる。以下この動作を繰り返し、放電灯ＲＬの確実な始動点灯に必要な始動電圧の印加時間を与えた後、回路保護に不十分な時間となる前の時間ｔ2 でタイマ回路１４がタイムアップし、Ｖ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を高い周波数に切り換え、出力電圧を低下させる（図４（ａ））。また或いは、時間ｔ2 でタイマ回路７がタイムアップした時、Ｖ−Ｆコンバータ１２の動作を停止させ、実質的に回路を停止させて出力を零にする（図４（ｂ））。
【００３６】
これにより、低温時においても、放電灯ＲＬの始動点灯ができる電圧を供給でき、且つ無負荷においても圧電トランス１の高出力状態が回路保護に不十分となる時間まで継続されることなく、圧電トランス１の破壊、温度上昇、劣化及びスイッチ素子やインダクタンス素子等へのストレス増加、樹脂部品の絶縁性劣化等が防止される。勿論、人が数ＫＶの高圧に感電する危険はなく安全である。
【００３７】
更に、基本形態１のように所定電圧ＶH を発生している状態（高出力状態）が時間ｔ1 からｔ2 の間連続しておらず、図４（ａ）のように出力電圧は電圧ＶHを最大値としたバースト波形になっており、電圧ＶH を発生している状態（高出力状態）は時間ｔ1 からｔ2 の間断続的に発生するのみであるので、基本形態１に比較して、圧電トランス１へのストレス及びインバータ１１のスイッチ素子等へのストレスが少なくて済む。
【００３８】
また図４（ｂ）のように時間ｔ2 でＶ−Ｆコンバータ１２の動作を停止させる場合、またはインバータ１１内のスイッチ素子の駆動を停止させる場合、スイッチ素子に流れていた電流が急に遮断されることにより、スイッチ素子にストレスを発生する可能性がある。特に基本形態１のように出力電圧が電圧ＶH の高出力時で停止するときは、スイッチ素子はより大きい電流が流れている状態でしゃ断されることになり、スイッチ素子に発生するストレスは大きくなると予想される。これに対して本基本形態では、出力電圧は図４（ｂ）に示すようなバースト波形であり、時間ｔ2 で停止させる際、出力電圧が電圧ＶH である確率は殆どなく、図４（ｂ）に示すように電圧ＶH より小さい出力電圧の時に停止する確率が高く、停止時のスイッチ素子のストレスを小さくできる。
【００３９】
また放電灯ＲＬが点灯中に外れた場合や、圧電トランス１の出力部の外れの場合の動作と作用効果は基本形態１と同じである。
（基本形態３）
本基本形態は基本形態１、２における分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの一端を圧電トランス１と放電灯ＲＬとの接続点に接続するのではなく、図５に示すように圧電トランス１に第３の電極として検出電極１７を設け、この検出電極１７に分圧抵抗Ｒａ’、Ｒｂ’の一端を接続し、該検出電極１７は圧電トランス１の１次電極７ａ，７ｂと２次電極８との間の振幅が略零とな節部Ａの表面に設けられている。このため検出電極１７には２次電極に発生する電圧に比例し、且つ２次出力電圧より小さい電圧が発生する。この検出電圧を分圧抵抗Ｒａ’，Ｒｂ’により検出して基本形態１及び基本形態２と同様に制御する。分圧抵抗Ｒａ’，Ｒｂ’は圧電トランス１が無負荷状態の時に所定の出力電圧が得られるように分圧比を設定してある。
【００４０】
この時検出電極１７は圧電トランス１の振幅が略零となる節部Ａの表面に設けているため、高出力時においても検出電極１７の部分は振幅が略零であり、検出電極１７から分圧抵抗Ｒａ’，Ｒｂ’の接続が外れる心配はなく、より安全である。また検出電極１７に発生する電圧は圧電トランス１の２次電極８に発生する出力電圧よりも小さく、分圧抵抗Ｒａ’，Ｒｂ’は、基本形態１，２の分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂよりも耐圧性能を下げることができる。例えば耐圧性能を確保するため、複数個の抵抗を接続していたのを、その個数を削減することができる。
【００４１】
尚図５に示す構成以外は基本形態１又は２の構成に準ずるため、図１又は図３を参照し、ここでは省略する。
（基本形態４）
図６は本基本形態の回路を示している。図において直流電源１０とインバータ１１との間にチョッパ２１を設け、このチョッパ２１とインバータ１１の間にダイオードＤ3 のアノードを接続し、該ダイオードＤ3 のカソードをＰＷＭ制御回路２２に接続してある。
【００４２】
ＰＷＭ制御回路２２はチョッパ２１の出力（インバータ１１の入力電圧）をダイオードＤ3 を介してフィードバックしてチョッパ２１の出力（インバータ１１の入力電圧）が一定になるようにチョッパ２１を制御するものである。インバータ１１は出力を基本形態１と同様に圧電トランス１の１次電極７ａ，７ｂに接続しており、Ｖ−Ｆコンバータ１２からの周波数信号を圧電トランス１の駆動に必要な波形に増幅して圧電トランス１を駆動する。負荷である放電灯ＲＬは圧電トランス１の２次電極８に一端を接続し、他端を検出抵抗Ｒを介して接地し、圧電トランス１により昇圧された電圧が印加されるようになっている。放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点にはダイオードＤ1 のアノード側が接続され、このダイオードＤ1 のカソード側は積分器１３に接続されている。検出抵抗Ｒにより検出された負荷電流はダイオードＤ1 を介して整流された電圧に変換されて積分器１３に入り、基準電圧Ｖｒｅｆ1 と比較され、その差に応じた出力電圧が積分器１３からＶ−Ｆコンバータ１２に与えられる。Ｖ−Ｆコンバータ１２は積分器１３から与えられた電圧に応じて出力周波数を変化させ、その周波数信号をインバータ１１に与えるようになっている。
【００４３】
一方圧電トランス１と放電灯ＲＬとの接続点には、一端が接地された分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの直列回路の他端が接続されている。そしてこの二つの分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点にはダイオードＤ2 のアノード側が接続されており、そのカソード側はＰＷＭ制御回路２２に接続されている。この分圧抵抗Ｒａ、Ｒｂは圧電トランス１が無負荷状態のときに所定電圧が得られるように分圧比を設定してある。
【００４４】
ＰＷＭ制御回路２２は、無負荷状態の時、ダイオードＤ２ を介して入力される分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂによる検出電圧を所定電圧に一定化させようと、チョッパ２１を制御し、チョッパ２１の出力（インバータ１１の入力電圧）を調整する。
また一方、タイマ回路１４の出力がＰＷＭ制御回路２２に接続されており、タイマ回路１４は放電灯ＲＬが始動するのに十分な電圧印加時間経過後で且つ回路保護に不十分な期間となる前にタイムアップし、タイムアップすると、ＰＷＭ制御回路２２に信号を与えて、チョッパ２１の駆動を停止させる（或いはタイマ回路１４はタイムアップするとＰＷＭ制御回路２２に信号を与えてチョッパ１１の出力を非常に小さくする）。
【００４５】
またタイマ回路１４には点灯判別回路１５の出力が接続されている。点灯判別回路１５の入力は放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点に接続され、放電灯ＲＬに電流が流れると、点灯判別回路１５は放電灯ＲＬが点灯していると判断し、電流を検出している間タイマ回路１４がＶ−Ｆコンバータ１２に周波数切り換え或いは停止の信号を与えるのを止めるようになっている。
【００４６】
次に本基本形態の動作を詳細に説明する。尚放電灯ＲＬが接続されている時の動作は基本形態１と同じであるのでここでは省略し、放電灯ＲＬが接続されていない無負荷状態での回路動作を図７（ａ）（ｂ）を用いて説明する。今回路動作を開始させると、前記と同様にまずタイマ回路１４が動作し、時間をカウントし始める。同時に周波数が図７（ａ）に示すように低い方へスイープを始め、圧電トランス１の出力電圧が上昇する。無負荷状態であるので、出力電圧は上昇し続け、時間ｔ1 で所定電圧ＶH に達し、該電圧ＶH を越えようとすると、分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂによる検出電圧がダイーオドＤ2 を介してＰＷＭ制御回路２２に入力され、出力電圧を所定電圧ＶH に保とうと、ＰＷＭ制御回路２２はチョッパ２１の出力が低下するようにチョッパ２１を制御する。このようにチョッパ２１の出力を制御しながら、圧電トランス１の出力電圧を所定電圧ＶH に制御し、放電灯ＲＬの確実な始動点灯に必要な始動電圧の印加時間を与えた後、回路保護に不十分な時間となる前の時間ｔ2 でタイマ回路１４がタイムアップし、ＰＷＭ制御回路２２の動作を停止させて出力を零にする（図７（ａ））。或いはチョッパ２１の出力を低下させて圧電トランス１の出力電圧を低下させる（図７（ｂ））。
【００４７】
これにより、低温時においても、放電灯ＲＬの始動点灯ができる電圧を供給でき、且つ無負荷においても圧電トランス１の高出力状態が回路保護に不十分となる時間まで継続されることなく、圧電トランス１の破壊、温度上昇、劣化及びインバータ１１のスイッチ素子やインダクタンス素子等へのストレス増加、樹脂部品の絶縁性劣化等が防止される。勿論、人が数ＫＶの高圧に感電する危険はなく安全である。
【００４８】
また放電灯ＲＬが点灯中に外れた場合や圧電トランス１の出力部が外れた場合の動作と作用効果は基本形態１と同じである。更に、本基本形態ではチョッパ２１によりインバータ１１への入力電圧を一定にしているため、直流電源１０の電圧変動に対して、周波数を制御する必要がない。このため、基本形態１や基本形態２の場合、インバータ１１の回路構成として所謂プッシュプル回路のような制御周波数領域の狭い回路方式を用いると直流電源１０の電圧変動幅が小さく制限されていしまうのに対して、本基本形態では直流電源１０の電圧変動幅が非常に大きくとれる。
【００４９】
尚本基本形態に基本形態３の構成を用いても勿論良い。
（基本形態５）
本基本形態は、基本形態４のように圧電トランス１の出力電圧の検出を分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂによって行うのではなく圧電トランス１の出力電圧に比例する圧電トランス１への入力電流を検出するようにしたもので、図８に示すように、図６の回路における分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂ及びダイオードＤ2 を取り除き、インバータ１１と圧電トランス１の間に入力電流検出回路２３を挿入し、この入力電流検出回路２３の検出出力をダイオードＤ4 を介してＰＷＭ制御回路２２に接続してある。
【００５０】
而して本基本形態の回路ではチョッパ２１によりインバータ１１への入力電圧が一定になっているため、圧電トランス１への入力電圧も一定となり、圧電トランス１の出力電圧は圧電トランス１への入力電流に比例する。従って圧電トランス１の出力電圧の代わりに入力電流を検出し、制御すれば前記基本形態と同様に出力電圧を制御できる。
【００５１】
本基本形態の回路動作は圧電トランス１の出力電圧検出の仕方が基本形態４と異なるだけで、その他の動作は基本形態４と同じであるので説明は省略する。
尚基本形態４では圧電トランス１の出力部に放電灯ＲＬと並列に分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂがあることによって出力電流が負荷である放電灯ＲＬに流れる負荷電流だけでなく、分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂにも電流が流れて損失となっていたが、本基本形態の場合、出力電圧検出を圧電トランス１の入力電流検出によって行うので、上記損失が無くなり、回路効率を向上できる。
【００５２】
（基本形態６）
本基本形態は、図９に示すように基本形態１の図１の回路構成と同じであるが、本基本形態ではタイマ回路１４を回路動作開始時からカウントさせずに、圧電トランス１の出力電圧が所定電圧ＶH に達した後、カウントし始めるように、積分器１３が所定電圧ＶH を検出した時の出力をタイマ回路１４に与えてタイマ回路１４がカウント動作を開始するようにしてある。
【００５３】
基本形態１の場合では、無負荷時の圧電トランス１の出力電圧は図１０に示すように圧電トランス１に与える入力電圧の大きさ（図ではイとロで示す）の違い（電源電圧の大きさの違い）で所定電圧ＶH に達する時間が異なり、つまり高出力のＶH を発生してい時間が異なる（ｔａとｔｂ）。そのばらつきのため、例えばｔａのように高出力状態が長すぎると、圧電トランス１や、スイッチ素子等のストレスが増加したり、ｔｂのように高出力状態が短すぎると放電灯ＲＬの確実な始動点灯が出来なくなったりする可能性がある。
【００５４】
これに対して本基本形態の場合には、タイマ回路１４は圧電トランス１の出力電圧がＶH になった後、カウントを開始するので、圧電トランス１への入力電圧（電源電圧）が大きく変動しても、所定電圧ＶH を出力する時間を一定とすることができ、上記基本形態１での問題は起きない。尚その他の動作は基本形態１と同じであるから説明は省略する。
【００５５】
（基本形態７）
本基本形態は、基本形態２の如く無負荷時に圧電トランス１からバースト状の出力電圧を所定時間発生する回路構成においてタイマ回路１４と点灯判別回路１５の代わりに、図１１に示すように、カウンタ回路２４を用いた点に特徴がある。つまり無負荷時において圧電トランス１の出力電圧が所定電圧ＶH に達すると、比較器１６はその出力をカウンタ回路２４に与え、カウンタ回路２４はその回数（所定電圧ＶH に達した回数）をカウントし、所定の回数をカウントした時にＶ−Ｆコンバータ１２に信号を与え、Ｖ−Ｆコンバータ１２から周波数信号が出力されるのを制限或いは停止させるようになっている。カウンタ回路２４は圧電トランス１の出力電圧が所定電圧ＶH に達した回数が、所定の回数にならなければＶ−Ｆコンバータ１２に信号を与えない、つまり出力を制限或いは停止しないため負荷たる放電灯ＲＬが接続されている場合には放電灯ＲＬが点灯して、圧電トランス１の出力電圧は常に所定電圧ＶH 以下となって点灯が維持される。
【００５６】
ここで基本形態２の場合、無負荷時の圧電トランス１の出力電圧は図１２でに示すように圧電トランス１に与える出力電圧の大きさの違い（電源電圧の大きさの違い、図においてイは大きい場合を、ロは小さい場合を示す）で、所定電圧ＶH に達する時間が異なり、ＶH に達する回数も異なる。このばらつきのため、例えば入力電圧が大きくて圧電トランス１の出力電圧が所定電圧ＶH に達する回数が多くなりすぎると、圧電トランス１、スイッチ素子等のストレスが増加し、逆に入力電圧が小さくて圧電トランス１の出力電圧が所定電圧ＶH に達する回数が少なすぎると、放電灯ＲＬの確実な始動点灯ができなくなったりする可能性がある。
【００５７】
これに対して本基本形態の場合には、カウント回路２４が圧電トランス１の出力電圧がＶH になった回数をカウントし、圧電トランス１への入力電圧（電源電圧）が大きく変動しても所定の回数出力し、上記の基本形態２での問題は起きない。また基本形態２のような点灯判別回路１５が不要なため部品数の削減や低コスト化が図れる。
【００５８】
尚その他の動作は基本形態２と同じであるから説明は省略する。
（基本形態８）
本基本形態は図１３に示すように基本形態２における点灯判別回路１５の機能を積分器１３に持たせたものである。つまり積分器１３は検出した負荷電流を基準電圧Ｖｒｅｆ1 と比較して所定の負荷電流となるように動作しているが、積分器１３が所定の負荷電流に制御できている時、積分器１３はタイマ回路１４がＶ−Ｆコンバータ１２に出力制限或いは出力停止の信号を与えるの止める。また所定の負荷電流に制御できなくなった時（無負荷状態等）、積分器１３はタイマ回路１４がＶ−Ｆコンバータ１２に出力制限或いは出力停止の信号を与えるのを開始させる。
【００５９】
これにより、本基本形態の場合、点灯判別回路が積分器１３で兼用されるため、部品数の削減や低コスト化が図れる。また回路の性能を越える条件で動作させた場合（例えば、電源電圧が非常に小さい場合等）、負荷電流を所定の負荷電流に制御できなくなり、圧電トランス１の出力を制限或いは停止させるので、回路性能を越える使用に対して回路保護が図れる。
【００６０】
尚その他の構成及び動作は基本形態１と同じであるから説明は省略する。
（基本形態９）
本基本形態は図１４に示すように基本形態４における点灯判別回路１５の機能を積分器１３に持たせたものである。つまり積分器１３は検出した負荷電流を基準電圧Ｖｒｅｆ1 と比較して所定の負荷電流となるように動作しているが、積分器１３が所定の負荷電流に制御できている時、積分器１３はタイマ回路１４がＰＷＭ制御回路２２に出力制限或いは出力停止の信号を与えるの止める。また所定の負荷電流に制御できなくなった時（無負荷状態等）、積分器１３はタイマ回路１４がＰＷＭ制御回路２２に出力制限或いは出力停止の信号を与えるのを開始させる。
【００６１】
これにより、本基本形態の場合、点灯判別回路が積分器１３で兼用されるため部品数の削減や低コスト化が図れる。また回路の性能を越える条件で動作させた場合（例えば、電源電圧が非常に小さい場合等）、負荷電流を所定の負荷電流に制御できなくなり、圧電トランス１の出力を制限或いは停止させるので、回路性能を越える使用に対して回路保護が図れる。
【００６２】
尚その他の構成及び動作は基本形態４と同じであるから説明は省略する。
（基本形態１０）
本基本形態は基本的には基本形態１（或いは基本形態２）の構成に準ずるものであるが、図１５に示すように直流電源１０とインバータ１１との間に例えばアナログスイッチ等のスイッチ素子２６を設け、無負荷時にタイマ回路１４がタイムアップした時、スイッチ素子２６をオフさせて電源を遮断するようにしたものである。この時Ｖ−Ｆコンバータ１２はインバータ１１に周波数信号を与え続けるものとする。
【００６３】
ここで基本形態１，２に示した回路において、インバータ１１として、図１６に示すようにスイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオン・オフし、インダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 に蓄積されるエネルギを利用して直流電源１０の電圧を２倍以上に昇圧した略正弦波電圧を圧電トランス１の１次電極７ａ，７ｂに与えることができるプッシュプル回路を用いた場合、次のような問題がある。
【００６４】
つまり、無負荷時にタイマ回路７がタイムアップし、Ｖ−Ｆコンバータ１２の動作を停止させると、スイッチ素子Ｑ１ 及びＱ２ が同時にオフすることになり、インダクタンス素子Ｌ１ 或いはＬ２ に蓄積されたエネルギが圧電トランス１に与えられず、スイッチ素子Ｑ１ 及びＱ２ の浮遊容量等を介して放出され、スイッチ素子Ｑ１ ，Ｑ２ にストレスを与える高電圧が発生することになる。
【００６５】
圧電トランス１の出力電圧が高い時の方（例えば所定電圧ＶH のような高出力時）がインダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 に蓄積されるエネルギも大きく、停止した時のスイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2 に発生するストレスが大きくなる（発生する電圧は高くなる）。しかし、本基本形態の構成によれば、無負荷時にタイマ回路１４がタイムアップし、スイッチ素子２６をオフして、出力を停止させても、インダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 に蓄積されていたエネルギ（電流）は圧電トランス１とスイッチ素子Ｑ1 或いはＱ2 を介して放出され、スイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2 のストレスを増加させない。
【００６６】
尚図１５では要部のところを概念的に示しており、点灯判別回路１５、積分器１３等の回路を省略して示しているが、基本形態１或いは基本形態２と同様に備わっているのは勿論のことである。
（基本形態１１）
本基本形態は基本的には図１７に示すように基本形態４（或いは基本形態５）の構成に準ずるものであるが、無負荷時においてタイマ回路１４がタイムアップした時、Ｖ−Ｆコンバータ１２がインバータ１１に周波数信号を与え続け、チョッパ２１の動作を停止させるようになっており、基本形態１０と同様な作用効果を得るようにしたものである。
【００６７】
尚図１７では要部のところを概念的に示しているが、ＰＷＭ制御回路２２、点灯判別回路１５、積分器１３等の回路を省略して示しているが、基本形態３或いは基本形態４と同様に備わっているのは勿論のことである。
（実施形態１）
本実施形態は基本形態１、基本形態２、基本形態４に対応させたもので、夫々の基本形態の回路において、無負荷時に、放電灯ＲＬの確実な動作に必要な圧電トランス１の出力電圧の印加時間（ｔ1 ）後、回路保護に不十分な時間となる前の時間ｔ2 （基本形態１の場合には図１８、基本形態２の場合には図１９、基本形態４の場合には図２０に夫々示す）で高い周波数への切り換え或いはチョッパ２１の出力の低下により圧電トランス１の出力電圧を小さく制限した後、Ｖ−Ｆコンバータ１２或いはチョッパ２１の動作を停止させて出力を停止させる（時間ｔ3 ）ものである。
【００６８】
これにより基本形態１０で説明したようにインバータ１１に図１６に示すようなプッシュプル回路を用いても、出力を停止させる場合、圧電トランス１の出力電圧は小さく、制限されるため、スイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2 に発生するストレスを小さく抑えることができ、その結果スイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2 に耐圧の大きなものを使用しなくても済むことになる。
【００６９】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、該インバータの出力電圧を入力とする圧電トランスとを備え、該圧電トランスの出力電圧を放電灯に印加する放電灯点灯装置において、無負荷時或いは始動時に圧電トランスの出力電圧を放電灯の始動可能な最低電圧以上で且つ圧電トランスが破壊する電圧よりも小さい所定電圧で制限する手段を備えているので、低温時においても放電灯の始動点灯が確実に行え、且つ無負荷時においても圧電トランスの高出力状態が回路保護が不十分な時間となるまで継続されることはなく、圧電トランスの破壊、温度上昇、特性劣化を防止でき、インバータに用いるスイッチ素子やインダクタンス素子のストレス増加の防止や、樹脂部品の絶縁性劣化等の防止が図れ、さらに人が高電圧に感電する危険が無く安全であるという効果があり、しかも放電灯の確実な始動に必要な電圧印加時間以上で且つ回路保護に不十分となる時間よりも小さい所定時間経過後、放電灯の点灯が確認されない場合、圧電トランスの出力電圧を、所定電圧よりも低下させた後、出力を停止させるので、停止時に、インバータのスイッチ素子に加わるストレスを低減できるという効果がある。
【００７０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、圧電トランスの出力電圧の調整を周波数制御で行うものであって、請求項１の発明と同様な効果がある。
請求項３の発明は、請求項２の発明において、放電灯の点灯が確認されない場合、圧電トランスの出力電圧を周波数を高くして低下させるものであって、請求項２の発明と同様な効果がある。
【００７１】
請求項４の発明は、請求項３の発明において所定時間内の圧電トランスの出力電圧が、高い周波数から低い周波数にスイープさせた後、高い周波数に戻し、再度低い周波数にスイープさせた後、高い周波数に戻すことを繰り返す周波数制御で制御されるので、請求項３の発明の奏する効果に加えて圧電トランスへのストレスやインバータのスイッチ素子へのストレスを軽減できるという効果がある。
【００７２】
請求項５の発明は、請求項１乃至４の発明において、圧電トランスの出力電圧の検出に、出力電圧量或いは出力電圧に比例する電気量を用いることを特徴とするものであって、請求項１乃至４の発明と同様な効果を奏する。
請求項６の発明は、請求項１乃至４の発明において、圧電トランスの出力電圧の検出に、圧電トランスの振幅が略零となる位置に設けられた検出電極から得られる電圧量を用いるので、圧電トランスの２次電極に発生する出力電圧よりも小さい電圧を用いて検出することができ、そのため検出用の回路に用いる素子の耐圧性能を下げることができるという効果がある。
【００７３】
請求項７の発明は、請求項１の発明において、圧電トランスの出力電圧の調整を入力電圧の制御で行う入力電圧制御手段を用いたので、直流電圧の変動があっても入力電圧側で制御することによりインバータの周波数制御等による制御を行う必要がなく、そのためインバータに制御周波数領域の小さいものを用いても、直流電圧の変動幅を大きくすることができるという効果がある。
【００７４】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、入力電圧制御手段をチョッパ若しくはアナログスイッチで構成したので、請求項７の発明と同様な効果が得られる。
請求項９の発明は、請求項７、８の発明において、圧電トランスの出力電圧を、圧電トランスの入力電流量より検出するので、出力電圧検出のための回路に電流が流れて発生する損失を無くすことができ、回路効率を向上できるという効果がある。 請求項１０の発明は、請求項１乃至９の発明において、所定時間は回路動作時刻からカウントされるもので、請求項１乃至９の発明で奏する効果が得られる。 請求項１１の発明は、請求項１乃至９の発明において、所定時間は圧電トランスの出力電圧が所定電圧に達した時刻からカウントされるので、圧電トランスの入力電圧が大きく変動しても所定電圧を出力する時間を一定とすることができ、そのためばらつきによる圧電トランスやスイッチ素子へのストレスの増加や、始動点灯の失敗等を無くして安定して動作が得られるという効果がある。
【００７５】
請求項１２の発明は、所定時間が、請求項４の発明において、圧電トランスの出力電圧が所定電圧に達した回数が所定回数になった時の時間と一致するもので、圧電トランスの入力電圧の大きさの違いなどの影響がなく、圧電トランスやスイッチ素子へのストレスの増加や、始動点灯の失敗等を無くすことができるという効果がある。
【００７６】
請求項１３の発明は、請求項１乃至１２の発明において、インバータとして負荷電流のフィードバック制御を行う回路を用いたので、請求項１乃至請求項１２の発明の効果に加えて、インバータの出力を負荷電流が一定となるように制御することができる。
【００７７】
請求項１４の発明は、請求項１３の発明において、放電灯の点灯判別の手段を負荷電流のフィードバック制御の手段で兼用したので、点灯判別の手段が不要となり、部品数の削減や低コスト化が図れるという効果がある。
請求項１５の発明は、請求項１３，１４において、負荷電流のフィードバック制御の手段を、負荷電流を検出して基準電圧と比較する積分器と、該積分器の出力電圧を受けてインバータの駆動周波数を変化させるＶ−Ｆコンバータとで構成したもので、簡単な回路で構成できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本形態１の回路構成図である。
【図２】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図３】本発明の基本形態２の回路構成図である。
【図４】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図５】本発明の基本形態３の要部の回路構成図である。
【図６】本発明の基本形態４の回路構成図である。
【図７】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図８】本発明の基本形態５の回路構成図である。
【図９】本発明の基本形態６の回路構成図である。
【図１０】同上と比較するための基本形態１の動作説明用タイミングチャートである。
【図１１】本発明の基本形態７の回路構成図である。
【図１２】同上と比較するための基本形態１の動作説明用タイミングチャートである。
【図１３】本発明の基本形態８の回路構成図である。
【図１４】本発明の基本形態９の回路構成図である。
【図１５】本発明の基本形態１０の概念的な回路構成図である。
【図１６】同上に用いるインバータ回路の回路構成図である。
【図１７】本発明の基本形態１１の概念的な回路構成図である。
【図１８】本発明の実施形態１の一例の動作説明用タイミングチャートである。
【図１９】本発明の実施形態１の別の例の動作説明用タイミングチャートである。
【図２０】本発明の実施形態１の他の例の動作説明用タイミングチャートである。
【図２１】従来例の回路構成図である。
【図２２】同上の無負荷時の出力電圧の説明図である。
【図２３】同上の異常時の動作説明図である。
【図２４】λモードローゼン型圧電トランスの構成図である。
【符号の説明】
１ 圧電トランス
１０ 直流電源
１１ インバータ
１２ Ｖ−Ｆコンバータ
１３ 積分器
１４ タイマ回路
１５ 点灯判別回路
Ｒａ，Ｒｂ 分圧抵抗
Ｒ 検出抵抗
ＲＬ 放電灯
Ｄ1 ，Ｄ2 ダイオード
Ｖｒｅｆ1 基準電圧
【発明の属する技術分野】
本発明は、圧電トランスを用いた放電灯点灯装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、圧電トランスを用いた放電灯点灯装置としては、特開平６−１６７６９４号等が知られており、その動作原理は冷陰極管等の放電灯が点灯前と点灯後でその内部インピーダンスが大きく変化し、必要とする電圧も点灯前は高圧を必要とするに対し、点灯後は比較的低い電圧で駆動することができるという性質と、圧電トランスが負荷のインピーダンスにより、発生する電圧が異なるという性質（負荷のインピーダンスが大きい程発生する電圧が大きくなる）を適合させたものである。
【０００３】
しかし、負荷が接続されない状態で動作させた場合、見掛けの出力インピーダンスは無限大となり、圧電トランスの性質から負荷に応じた高電圧が出力され続けることになる。
例えば、負荷インピーダンス１００ＫΩ程度の冷陰極管の点灯電圧が約５００Ｖである場合、無負荷時（負荷インピーダンス無限大）の出力電圧はその十数倍の５ＫＶ〜１０ＫＶ程度の高電圧となる。
【０００４】
このような高電圧が圧電トランスから出力されつづける場合、回路ブロック内の部品等との絶縁破壊を防止するためのブロック基板の大型化が必要となる。
またこのような高電圧を発生している状態では圧電トランスの振幅が非常に大きくなり、応力過大のため圧電トランスが破壊される恐れがある。
また放電灯を確実に点灯させるには、始動電圧とその始動電圧を印加する時間が十分に必要となる。
【０００５】
このような高電圧の発生を防止し、始動電圧を十分な時間与える圧電トランスを用いた放電灯点灯装置の例として、特開平８−３３３５０号がある。
図２１にその構成を示す。
この回路は、ＤＣ入力端子の一端５はトランスＴの１次巻線の一方に接続され、他端６は接地されている。トランスＴの１次巻線の他方はスイッチ素子Ｑのコレクタ（ドレイン）に接続され、スイッチ素子Ｑのエミッタ（ソース）は接地されており、このスイッチ素子Ｑを保護するため、保護ダイオードＤ０ がコレクタ（ドレイン）−エミッタ（ソース）間に逆接続されている。トランスＴの２次巻線の一方は圧電トランス１の駆動部の一方の１次電極７ａに接続されており、２次巻線の他方も同様に圧電トランス１の駆動部の他方の１次電極７ｂに接続されるとともに接地されている。圧電トランス１の出力は負荷たる放電灯ＲＬと接続されていて、放電灯ＲＬの他端は検出抵抗Ｒを介して接地されている。そして、放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点にはダイオードＤ１ のアノード側が接続されていて、このダイオードＤ１ のカソード側は積分器２に入力されている。積分器２の出力はＶ−Ｆコンパータ３に入力され、Ｖ−Ｆコンパータ３の出力はスイッチ素子Ｑに接続されている．一方、圧電トランスｌと放電灯ＲＬとの接続点には直列に接続された分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの一端が接続されている。この分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの直列回路の他端は接地されている。そして、この２つの分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点には、ダイオードＤ２ のアノード側が接続されており、そのカソード側は積分器２に接続されていて、これにより過電圧保護回路４を構成している。
【０００６】
このような回路において、通常、放電灯ＲＬが接続されているときには、負荷電流ＩＬ が流れ、これを検出抵抗Ｒにより電圧に変換して検出し、ダイオードＤ１ により整流して直流電圧として積分器２に入力し、検出された電圧をＶ−Ｆコンバータ３に与えてその出力周波数を変化させることにより、スイッチ素子Ｑを駆動周波数を変化させて圧電トランス１の出力電圧を可変し、所定の出力を得るように制御する。
【０００７】
ここで、放電灯ＲＬを接続しない状態で回路を勤作させると、圧電トランス１の負荷インピーダンスは見かけ上、無限大となり、また通常、負荷電流ＩＬ を検出抵抗Ｒで検出し、ダイオードＤ１ により得られる電圧は、負荷電流ＩＬ が流れないため零Ｖとなり、積分器２の出力はＶ−Ｆコンパータ３の出力周波数を低くするように動作する。すなわち、圧電トランス１の出力電圧が高くなるように働く。
【０００８】
圧電トランス１の出力電圧が高電圧になると、この圧電トランスｌの出力端と接地線との間に直列接続されている分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの中間点にもこの出力電圧に比例した電圧が現れる。この分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂは圧電トランス１が無負荷状態のときに所定電圧が得られるように分圧比を設定してある。そして、分圧された電圧はダイオードＤ２ により直流に変換されるとともに、ダイオードＤ２ の順方向電圧降下を受ける。従って、通常の放電灯ＲＬが接続されている状態では印加されない電圧が無負荷状態になると検出ダイオードＤ３ から積分器２に対して与えられることになり、この電圧によりＶ−Ｆコンバータ３は周波数を高くする方向に動作し、圧電トランス１の出力電圧は低下する。
【０００９】
よって無負荷時、圧電トランス１の出力電圧は高電圧になるのを防止され、所定の出力電圧に抑えられる。この所定電圧をＶＨ とすると、無負荷状態では圧電トランス１の出力電圧は図２２に示すように所定電圧ＶＨ に保たれ続ける。尚図２２中ａ、ｂはこの過電圧保護がない場合の出力電圧を示す。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、この圧電トランス１の設定される出力電圧ＶＨ は少なくとも負荷である放電灯ＲＬが始動するのに十分な電圧でなければならない。冷陰極管の場合、−１０℃の低温でも確実に始動させるには少なくとも、始動電圧は１．５ＫＶ以上必要である。また、ネオン管の場合には、更に始動電圧が必要で、少なくとも、３ＫＶ以上必要となる。
【００１１】
つまり図２１、図２２で示した従来例では、冷陰極管やネオン管を確実に始動点灯させる為には、無負荷状態で出力電圧が少なくとも１．５ＫＶ〜３ＫＶ程度の電圧が発生し続けることになる。よって人が放電灯ＲＬを接続或いは交換しようとする時、この圧電トランス１の出力電圧１．５ＫＶ〜３ＫＶの高電圧に感電する恐れがあり、非常に危険である。
【００１２】
また圧電トランスの出力電圧が１．５ＫＶ〜３ＫＶ程度で維持されると、出力電圧を制御しない場合の５ＫＶ〜１０ＫＶ程度の高電圧よりは小さいが、放電灯ＲＬを点灯させる時よりは、圧電トランス１の振幅が大きくなり、圧電トランス１の温度上昇や劣化（圧電トランス１の寿命を早める等）が問題となる。また圧電トランス１の振幅が大きくなるということは圧電トランス１に与えられる電流が増加するということであり、圧電トランス１を駆動する回路に用いるインダクタンス素子やスイッチ素子にも影響を与える。
【００１３】
更に１．５ＫＶ〜３ＫＶ程度の出力電圧が発生し続けると、コロナ放電の影響を受けて樹脂の絶縁性能を下げ、安全上問題となる。
更にまた放電灯ＲＬが接続され、点灯状態である時に、何等かの異常で放電灯ＲＬが外れた場合、負荷が無限大となり、圧電トランス１の出力電圧が上昇するため、従来例の回路構成では、出力電圧を低下させようと、周波数を高くする方向に働く。ところが圧電トランス１の負荷に対する共振特性は図２３に示すように、有負荷時（破線で示す）の共振ピークは無負荷時（実線で示す）の共振ピークより低周波側にシフトしており、図のように放電灯ＲＬが点灯中（有負荷時）共振周波数に近い▲１▼の状態にある時、急に無負荷になった場合、無負荷時の共振曲線の左側の▲２▼の状態に移る。▲２▼の状態で、高電圧が発生すると電圧を低下させようと周波数を高くして設定電圧ＶＨ の▲３▼の状態に移ろうとする。この▲２▼から▲３▼の状態に移る際、無負荷時の共振の山を通ることになり、圧電トランス１は５ＫＶ〜１０ＫＶ程度の高電圧を発生することになる。これにより圧電トランスの振幅が非常に大きくなり、応力過大３つい恐れがある。
【００１４】
また図２１の圧電トランス１が一般に知られているλモードローゼン型の場合図２４のように２次側出力は振幅（図中イ、ロで示す）が最も大きくなる部分であり、前に示したように無負荷状態で圧電トランス２の出力電圧を１．５ＫＶ〜３ＫＶ程度で維持させておくと、圧電トランス１の振幅は点灯状態より大きくなり、つまり２次側出力の振幅も大きくなり、２次側出力部と放電灯ＲＬを接続す銅線が２次側出力部たる２次電極８から外れる可能性が大きくなる。もし銅線９が接合点８ａより外れた場合、従来例では出力電圧の検出ができなくなり、周波数を低くして行き、圧電トランス１は５ＫＶ〜１０ＫＶ程度の高電圧を発生することになり、応力過大のため破壊する恐れがある。
【００１５】
本発明は、上述の問題点に鑑みて為されたもので、その目的とするところは、無負荷状態における安全性、圧電トランスの破壊、温度上昇、劣化、部品のストレス増加、樹脂の絶縁性能劣化等を防止する２重安全機能を備えた放電灯点灯装置を提供するにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１の発明では、直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、該インバータの出力電圧を入力とする圧電トランスとを備え、該圧電トランスの出力電圧を放電灯に印加する放電灯点灯装置において、無負荷時或いは始動時に圧電トランスの出力電圧を放電灯の始動可能な最低電圧以上で且つ圧電トランスが破壊する電圧よりも小さい所定電圧で制限する手段と、放電灯の確実な始動に必要な電圧印加時間以上で且つ回路保護に不十分となる時間よりも小さい所定時間経過後、放電灯の点灯が確認されない場合、圧電トランスの出力電圧を、所定電圧よりも低下させた後、出力を停止させる手段を備えたことを特徴とする。
【００１７】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、圧電トランスの出力電圧の調整を周波数制御で行うことを特徴とする。
請求項３の発明では、請求項２の発明において、放電灯の点灯が確認されない場合、圧電トランスの出力電圧を周波数を高くして低下させることを特徴とする。
【００１８】
請求項４の発明では、請求項３の発明において所定時間内の圧電トランスの出力電圧が、高い周波数から低い周波数にスイープさせた後、高い周波数に戻し、再度低い周波数にスイープさせた後、高い周波数に戻すことを繰り返す周波数制御で制御されることを特徴とする。
請求項５の発明では、請求項１乃至４の発明において、圧電トランスの出力電圧の検出に、出力電圧量或いは出力電圧に比例する電気量を用いることを特徴とする。
【００１９】
請求項６の発明では、請求項１乃至４の発明において、圧電トランスの出力電圧の検出に、圧電トランスの振幅が略零となる位置に設けられた検出電極から得られる電圧量を用いることを特徴とする。
請求項７の発明では、請求項１の発明において、圧電トランスの出力電圧の調整を入力電圧の制御で行う入力電圧制御手段を用いたことを特徴とする。
【００２０】
請求項８の発明では、請求項７の発明において、入力電圧制御手段をチョッパ若しくはアナログスイッチで構成したことを特徴とする。
請求項９の発明では、請求項７、８の発明において、圧電トランスの出力電圧を、圧電トランスの入力電流量より検出することを特徴とする。
請求項１０の発明では、所定時間は回路動作時刻からカウントされることを特徴とする請求項１乃至９。
【００２１】
請求項１１の発明では、請求項１乃至９の発明において、所定時間は圧電トランスの出力電圧が所定電圧に達した時刻からカウントされることを特徴とする。請求項１２の発明では、所定時間が、請求項４の発明において、圧電トランスの出力電圧が所定電圧に達した回数が所定回数になった時の時間と一致することを特徴とする。
【００２２】
請求項１３の発明では、請求項１乃至１２の発明において、インバータとして負荷電流のフィードバック制御を行う回路を用いたことを特徴とする。
【００２３】
請求項１４の発明では、請求項１３の発明において、放電灯の点灯判別の手段を負荷電流のフィードバック制御の手段で兼用したことを特徴とする。
請求項１５の発明では、請求項１３，１４において、負荷電流のフィードバック制御の手段を、負荷電流を検出して基準電圧と比較する積分器と、該積分器の出力電圧を受けてインバータの駆動周波数を変化させるＶ−Ｆコンバータとで構成したことを特徴とする。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を基本形態及び実施形態により説明する。
（基本形態１）
図１は本基本形態の回路構成を示す。図において直流電源１０はインバータ１１に接続され、インバータ１１は出力を圧電トランス１の１次電極７ａ，７ｂに接続しており、Ｖ−Ｆコンバータ１２からの周波数信号を圧電トランス１の駆動に必要な波形に増幅して圧電トランス１を駆動する。負荷である放電灯ＲＬは圧電トランス１の２次電極８に一端を接続し、他端を検出抵抗Ｒを介して接地し、圧電トランス１により昇圧された電圧が印加されるようになっている。放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点にはダイオードＤ1 のアノード側が接続され、このダイオードＤ1 のカソード側は積分器１３に接続されている。検出抵抗Ｒにより検出された負荷電流はダイオードＤ1 を介して整流された電圧に変換されて積分器１３に入り、基準電圧Ｖｒｅｆ1 と比較され、その差に応じた出力電圧が積分器１３からＶ−Ｆコンバータ１２に与えられる。Ｖ−Ｆコンバータ１２は積分器１３から与えられた電圧に応じて周波数を変化させ、その周波数信号をインバータ１１に与えるようになっている。
【００２５】
一方圧電トランス１と放電灯ＲＬとの接続点には、一端が接地された分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの直列回路の他端が接続されている。そしてこの二つの分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点にはダイオードＤ２ のアノード側が接続されており、そのカソード側は積分器１３に接続されている。
この分圧抵抗Ｒａ、Ｒｂは圧電トランス１が無負荷状態のときに所定電圧が得られるように分圧比を設定してある。
【００２６】
また一方、タイマ回路１４の出力がＶ−Ｆコンバータ１２に接続されており、タイマ回路１４は放電灯ＲＬが始動するのに十分な電圧印加時間経過後で且つ回路保護に不十分な期間となる前にタイムアップし、タイムアップすると、Ｖ−Ｆコンバータ１２に信号を与えて、Ｖ−Ｆコンバータ１２の周波数を圧電トランス１の共振周波数よりも十分高い周波数に切り換える（或いはタイマ回路１４はタイムアップするとＶ−Ｆコンバータ１２を停止させる）。またタイマ回路１４には点灯判別回路１５の出力端が接続されている。点灯判別回路１５の入力端は放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点に接続され、放電灯ＲＬに電流が流れると、点灯判別回路１５は放電灯ＲＬが点灯していると判断し、電流を検出している間タイマ回路１４がＶ−Ｆコンバータ１２に周波数切り換え（或いは停止の信号を与えるのを止め）るようになっている。
【００２７】
次に本基本形態の動作を詳細に説明する。放電灯ＲＬが接続されている時、回路動作を開始させると、まずタイマ回路１４が動作し、それと同時に積分器１３の出力は最初電流が流れていないため、Ｖ−Ｆコンバータ１２の周波数信号が低い周波数へスイープし始めるように動作し、そのため圧電トランス３の出力電圧が上昇して、負荷４が点灯する。放電灯ＲＬが点灯すると、負荷電流が流れ、点灯判別回路１５はタイマ回路１４のタイムアップ後の出力信号をＶ−Ｆコンバータ１２に与えないようにする。また負荷電流は積分器１３で基準電圧Ｖｒｅｆ0 と比較されてある所定の電流となるようにＶ−Ｆコンバータ１２の出力周波数が制御される。
【００２８】
次に、放電灯ＲＬを接続しない、無負荷状態での回路動作を図２（ａ）（ｂ）を用いて説明する。
今回路動作を開始させると、前記と同様にまずタイマ回路１４が動作し、時間をカウントし始める。同時に周波数が図２（ａ）に示すように低い方へスイープを始め、圧電トランス１の出力電圧が上昇する。無負荷状態であるので、出力電圧は上昇し続け、所定電圧（放電灯ＲＬを低温でも始動できる電圧）ＶＨ に達すると（時間ｔ１ ）、分圧抵抗Ｒａ、Ｒｂにより分圧された電圧がダイオードＤ２ を介して積分器１３に与えられてＶ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を高くし、出力電圧がＶＨ 以上にならないように制御する。
【００２９】
このように出力電圧はＶＨ で略一定に保たれ、放電灯ＲＬの確実な始動点灯に必要な始動電圧の印加時間≦（ｔ２ −ｔ１ ）に達した後、回路保護に不十分な時間となる前の時間ｔ２ でタイマ回路７がタイムアップし、Ｖ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を高い周波数に切り換え、出力電圧を低下させ（図２（ａ））。或いは時間ｔ２ でタイマ回路１４がタイムアップした時Ｖ−Ｆコンバータ１２を停止させ、実施的に回路を休止させて出力を０にする（図２（ｂ））。
【００３０】
これにより、低温時においても、放電灯ＲＬの始動点灯できる電圧を供給でき、且つ無負荷時においても、圧電トランス１の高出力状態が回路保護に不十分となる時間まで継続されることはなく、圧電トランス１の破壊、温度上昇、劣化及びインバータ１１のスイッチ素子、インダクタンス素子のストレス増加、樹脂部品の絶縁劣化等が防止される。
【００３１】
勿論人が数ＫＶの高圧に感電する危険はなく、安全である。また放電灯ＲＬが最初接続され、点灯中に何等かの異常で放電灯ＲＬが外れた場合は、放電灯ＲＬに流れていた負荷電流が零になり、点灯判別回路１５は負荷電流が零であることを検出して、タイマ回路１４がＶ−Ｆコンバータ１２に周波数の切り換え、或いは停止の信号を与えるのを開始し、ただちに出力電圧の制限又は実施的に停止する。この時周波数の切り換えは従来例のような周波数をスイープさせていないので、共振ピークを通ることなく、そのため非常に高い出力電圧が発生することがなく、圧電トランス１の破壊を防止できる。
【００３２】
万が一、圧電トランス１の出力部の結線が外れ、出力電圧が分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂで検出できなくなっても、時間ｔ2 で出力を制限或いは停止させるので回路は保護される。
（基本形態２）
図３は本基本形態の回路を示している。図において直流電源１０はインバータ１１に接続され、インバータ１１は出力を圧電トランス１の１次電極７ａ，７ｂに接続しており、Ｖ−Ｆコンバータ１２からの周波数信号を圧電トランス１の駆動に必要な波形に増幅して圧電トランス１を駆動する。負荷である放電灯ＲＬは圧電トランス１の２次電極８に一端を接続し、他端を検出抵抗Ｒを介して接地し、圧電トランス１により昇圧された電圧が印加されるようになっている。放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点にはダイオードＤ1 のアノード側が接続され、このダイオードＤ1 のカソード側は積分器１３に接続されている。検出抵抗Ｒにより検出された負荷電流はダイオードＤ1 を介して整流された電圧に変換されて積分器１３に入り、基準電圧Ｖｒｅｆ1 と比較され、その差に応じた出力電圧が積分器１３からＶ−Ｆコンバータ１２に与えられる。Ｖ−Ｆコンバータ１２は積分器１３から与えられた電圧に応じて出力周波数を変化させ、その周波数信号をインバータ１１に与えるようになっている。
【００３３】
一方圧電トランス１と放電灯ＲＬとの接続点には、一端が接地された分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの直列回路の他端が接続されている。そしてこの二つの分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点にはダイオードＤ２ のアノード側が接続されており、そのカソード側は比較器１６に接続されている。
この分圧抵抗Ｒａ、Ｒｂは圧電トランス１が無負荷状態のときに所定電圧が得られるように分圧比を設定してある。比較器１６は基準電圧ｖｒｅｆ２ とダイオードＤ２ を介して入力される分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの分圧電圧（検出電圧）とを比較し、圧電トランス１の出力電圧が所定電圧以上になると、Ｖ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を圧電トランス１の共振周波数よりも十分高い周波数に切り換える。
【００３４】
また一方、タイマ回路１４の出力がＶ−Ｆコンバータ１２に接続されており、タイマ回路１４は放電灯ＲＬが始動するのに十分な電圧印加時間経過後で且つ回路保護に不十分な期間となる前にタイムアップし、タイムアップすると、Ｖ−Ｆコンバータ１２に信号を与えて、Ｖ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を圧電トランス１の共振周波数よりも十分高い周波数に切り換える。或いはタイマ回路１４はタイムアップするとＶ−Ｆコンバータ１２を停止させる。またタイマ回路１４には点灯判別回路１５の出力端が接続されている。点灯判別回路１５の入力端は放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点に接続し、放電灯ＲＬに電流が流れると、点灯判別回路１５は放電灯ＲＬが点灯していると判断し、電流を検出している間タイマ回路１４がＶ−Ｆコンバータ１２に周波数切り換え（或いは停止）の信号を与えるのを止めるようになっている。
【００３５】
次に本基本形態の動作を詳細に説明する。尚放電灯ＲＬが接続されている時の動作は基本形態１と同じであるのでここでは省略し、放電灯ＲＬが接続されていない、無負荷状態での回路動作を図４（ａ）（ｂ）を用いて説明する。今回路動作を開始させると、前記と同様にまずタイマ回路１４が動作し、時間をカウントし始める。同時に図４（ａ）に示すように周波数が低い方へスイープを始め、圧電トランス１の出力電圧が上昇する。無負荷状態であるので、出力電圧は上昇し続け、時間ｔ1 で所定電圧ＶH に達すると、比較器１６はＶ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を高い周波数に切り換えて出力電圧を低下させる。出力電圧が低下すると、比較器１６の動作はキャンセルされ、再び周波数が低い方へスイープを始め、出力電圧が上昇し始め、所定電圧ＶH に達すると、比較器１６はＶ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を高い周波数に切り換えて、出力電圧を低下させる。以下この動作を繰り返し、放電灯ＲＬの確実な始動点灯に必要な始動電圧の印加時間を与えた後、回路保護に不十分な時間となる前の時間ｔ2 でタイマ回路１４がタイムアップし、Ｖ−Ｆコンバータ１２の出力周波数を高い周波数に切り換え、出力電圧を低下させる（図４（ａ））。また或いは、時間ｔ2 でタイマ回路７がタイムアップした時、Ｖ−Ｆコンバータ１２の動作を停止させ、実質的に回路を停止させて出力を零にする（図４（ｂ））。
【００３６】
これにより、低温時においても、放電灯ＲＬの始動点灯ができる電圧を供給でき、且つ無負荷においても圧電トランス１の高出力状態が回路保護に不十分となる時間まで継続されることなく、圧電トランス１の破壊、温度上昇、劣化及びスイッチ素子やインダクタンス素子等へのストレス増加、樹脂部品の絶縁性劣化等が防止される。勿論、人が数ＫＶの高圧に感電する危険はなく安全である。
【００３７】
更に、基本形態１のように所定電圧ＶH を発生している状態（高出力状態）が時間ｔ1 からｔ2 の間連続しておらず、図４（ａ）のように出力電圧は電圧ＶHを最大値としたバースト波形になっており、電圧ＶH を発生している状態（高出力状態）は時間ｔ1 からｔ2 の間断続的に発生するのみであるので、基本形態１に比較して、圧電トランス１へのストレス及びインバータ１１のスイッチ素子等へのストレスが少なくて済む。
【００３８】
また図４（ｂ）のように時間ｔ2 でＶ−Ｆコンバータ１２の動作を停止させる場合、またはインバータ１１内のスイッチ素子の駆動を停止させる場合、スイッチ素子に流れていた電流が急に遮断されることにより、スイッチ素子にストレスを発生する可能性がある。特に基本形態１のように出力電圧が電圧ＶH の高出力時で停止するときは、スイッチ素子はより大きい電流が流れている状態でしゃ断されることになり、スイッチ素子に発生するストレスは大きくなると予想される。これに対して本基本形態では、出力電圧は図４（ｂ）に示すようなバースト波形であり、時間ｔ2 で停止させる際、出力電圧が電圧ＶH である確率は殆どなく、図４（ｂ）に示すように電圧ＶH より小さい出力電圧の時に停止する確率が高く、停止時のスイッチ素子のストレスを小さくできる。
【００３９】
また放電灯ＲＬが点灯中に外れた場合や、圧電トランス１の出力部の外れの場合の動作と作用効果は基本形態１と同じである。
（基本形態３）
本基本形態は基本形態１、２における分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの一端を圧電トランス１と放電灯ＲＬとの接続点に接続するのではなく、図５に示すように圧電トランス１に第３の電極として検出電極１７を設け、この検出電極１７に分圧抵抗Ｒａ’、Ｒｂ’の一端を接続し、該検出電極１７は圧電トランス１の１次電極７ａ，７ｂと２次電極８との間の振幅が略零とな節部Ａの表面に設けられている。このため検出電極１７には２次電極に発生する電圧に比例し、且つ２次出力電圧より小さい電圧が発生する。この検出電圧を分圧抵抗Ｒａ’，Ｒｂ’により検出して基本形態１及び基本形態２と同様に制御する。分圧抵抗Ｒａ’，Ｒｂ’は圧電トランス１が無負荷状態の時に所定の出力電圧が得られるように分圧比を設定してある。
【００４０】
この時検出電極１７は圧電トランス１の振幅が略零となる節部Ａの表面に設けているため、高出力時においても検出電極１７の部分は振幅が略零であり、検出電極１７から分圧抵抗Ｒａ’，Ｒｂ’の接続が外れる心配はなく、より安全である。また検出電極１７に発生する電圧は圧電トランス１の２次電極８に発生する出力電圧よりも小さく、分圧抵抗Ｒａ’，Ｒｂ’は、基本形態１，２の分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂよりも耐圧性能を下げることができる。例えば耐圧性能を確保するため、複数個の抵抗を接続していたのを、その個数を削減することができる。
【００４１】
尚図５に示す構成以外は基本形態１又は２の構成に準ずるため、図１又は図３を参照し、ここでは省略する。
（基本形態４）
図６は本基本形態の回路を示している。図において直流電源１０とインバータ１１との間にチョッパ２１を設け、このチョッパ２１とインバータ１１の間にダイオードＤ3 のアノードを接続し、該ダイオードＤ3 のカソードをＰＷＭ制御回路２２に接続してある。
【００４２】
ＰＷＭ制御回路２２はチョッパ２１の出力（インバータ１１の入力電圧）をダイオードＤ3 を介してフィードバックしてチョッパ２１の出力（インバータ１１の入力電圧）が一定になるようにチョッパ２１を制御するものである。インバータ１１は出力を基本形態１と同様に圧電トランス１の１次電極７ａ，７ｂに接続しており、Ｖ−Ｆコンバータ１２からの周波数信号を圧電トランス１の駆動に必要な波形に増幅して圧電トランス１を駆動する。負荷である放電灯ＲＬは圧電トランス１の２次電極８に一端を接続し、他端を検出抵抗Ｒを介して接地し、圧電トランス１により昇圧された電圧が印加されるようになっている。放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点にはダイオードＤ1 のアノード側が接続され、このダイオードＤ1 のカソード側は積分器１３に接続されている。検出抵抗Ｒにより検出された負荷電流はダイオードＤ1 を介して整流された電圧に変換されて積分器１３に入り、基準電圧Ｖｒｅｆ1 と比較され、その差に応じた出力電圧が積分器１３からＶ−Ｆコンバータ１２に与えられる。Ｖ−Ｆコンバータ１２は積分器１３から与えられた電圧に応じて出力周波数を変化させ、その周波数信号をインバータ１１に与えるようになっている。
【００４３】
一方圧電トランス１と放電灯ＲＬとの接続点には、一端が接地された分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの直列回路の他端が接続されている。そしてこの二つの分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂの接続点にはダイオードＤ2 のアノード側が接続されており、そのカソード側はＰＷＭ制御回路２２に接続されている。この分圧抵抗Ｒａ、Ｒｂは圧電トランス１が無負荷状態のときに所定電圧が得られるように分圧比を設定してある。
【００４４】
ＰＷＭ制御回路２２は、無負荷状態の時、ダイオードＤ２ を介して入力される分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂによる検出電圧を所定電圧に一定化させようと、チョッパ２１を制御し、チョッパ２１の出力（インバータ１１の入力電圧）を調整する。
また一方、タイマ回路１４の出力がＰＷＭ制御回路２２に接続されており、タイマ回路１４は放電灯ＲＬが始動するのに十分な電圧印加時間経過後で且つ回路保護に不十分な期間となる前にタイムアップし、タイムアップすると、ＰＷＭ制御回路２２に信号を与えて、チョッパ２１の駆動を停止させる（或いはタイマ回路１４はタイムアップするとＰＷＭ制御回路２２に信号を与えてチョッパ１１の出力を非常に小さくする）。
【００４５】
またタイマ回路１４には点灯判別回路１５の出力が接続されている。点灯判別回路１５の入力は放電灯ＲＬと検出抵抗Ｒとの接続点に接続され、放電灯ＲＬに電流が流れると、点灯判別回路１５は放電灯ＲＬが点灯していると判断し、電流を検出している間タイマ回路１４がＶ−Ｆコンバータ１２に周波数切り換え或いは停止の信号を与えるのを止めるようになっている。
【００４６】
次に本基本形態の動作を詳細に説明する。尚放電灯ＲＬが接続されている時の動作は基本形態１と同じであるのでここでは省略し、放電灯ＲＬが接続されていない無負荷状態での回路動作を図７（ａ）（ｂ）を用いて説明する。今回路動作を開始させると、前記と同様にまずタイマ回路１４が動作し、時間をカウントし始める。同時に周波数が図７（ａ）に示すように低い方へスイープを始め、圧電トランス１の出力電圧が上昇する。無負荷状態であるので、出力電圧は上昇し続け、時間ｔ1 で所定電圧ＶH に達し、該電圧ＶH を越えようとすると、分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂによる検出電圧がダイーオドＤ2 を介してＰＷＭ制御回路２２に入力され、出力電圧を所定電圧ＶH に保とうと、ＰＷＭ制御回路２２はチョッパ２１の出力が低下するようにチョッパ２１を制御する。このようにチョッパ２１の出力を制御しながら、圧電トランス１の出力電圧を所定電圧ＶH に制御し、放電灯ＲＬの確実な始動点灯に必要な始動電圧の印加時間を与えた後、回路保護に不十分な時間となる前の時間ｔ2 でタイマ回路１４がタイムアップし、ＰＷＭ制御回路２２の動作を停止させて出力を零にする（図７（ａ））。或いはチョッパ２１の出力を低下させて圧電トランス１の出力電圧を低下させる（図７（ｂ））。
【００４７】
これにより、低温時においても、放電灯ＲＬの始動点灯ができる電圧を供給でき、且つ無負荷においても圧電トランス１の高出力状態が回路保護に不十分となる時間まで継続されることなく、圧電トランス１の破壊、温度上昇、劣化及びインバータ１１のスイッチ素子やインダクタンス素子等へのストレス増加、樹脂部品の絶縁性劣化等が防止される。勿論、人が数ＫＶの高圧に感電する危険はなく安全である。
【００４８】
また放電灯ＲＬが点灯中に外れた場合や圧電トランス１の出力部が外れた場合の動作と作用効果は基本形態１と同じである。更に、本基本形態ではチョッパ２１によりインバータ１１への入力電圧を一定にしているため、直流電源１０の電圧変動に対して、周波数を制御する必要がない。このため、基本形態１や基本形態２の場合、インバータ１１の回路構成として所謂プッシュプル回路のような制御周波数領域の狭い回路方式を用いると直流電源１０の電圧変動幅が小さく制限されていしまうのに対して、本基本形態では直流電源１０の電圧変動幅が非常に大きくとれる。
【００４９】
尚本基本形態に基本形態３の構成を用いても勿論良い。
（基本形態５）
本基本形態は、基本形態４のように圧電トランス１の出力電圧の検出を分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂによって行うのではなく圧電トランス１の出力電圧に比例する圧電トランス１への入力電流を検出するようにしたもので、図８に示すように、図６の回路における分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂ及びダイオードＤ2 を取り除き、インバータ１１と圧電トランス１の間に入力電流検出回路２３を挿入し、この入力電流検出回路２３の検出出力をダイオードＤ4 を介してＰＷＭ制御回路２２に接続してある。
【００５０】
而して本基本形態の回路ではチョッパ２１によりインバータ１１への入力電圧が一定になっているため、圧電トランス１への入力電圧も一定となり、圧電トランス１の出力電圧は圧電トランス１への入力電流に比例する。従って圧電トランス１の出力電圧の代わりに入力電流を検出し、制御すれば前記基本形態と同様に出力電圧を制御できる。
【００５１】
本基本形態の回路動作は圧電トランス１の出力電圧検出の仕方が基本形態４と異なるだけで、その他の動作は基本形態４と同じであるので説明は省略する。
尚基本形態４では圧電トランス１の出力部に放電灯ＲＬと並列に分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂがあることによって出力電流が負荷である放電灯ＲＬに流れる負荷電流だけでなく、分圧抵抗Ｒａ，Ｒｂにも電流が流れて損失となっていたが、本基本形態の場合、出力電圧検出を圧電トランス１の入力電流検出によって行うので、上記損失が無くなり、回路効率を向上できる。
【００５２】
（基本形態６）
本基本形態は、図９に示すように基本形態１の図１の回路構成と同じであるが、本基本形態ではタイマ回路１４を回路動作開始時からカウントさせずに、圧電トランス１の出力電圧が所定電圧ＶH に達した後、カウントし始めるように、積分器１３が所定電圧ＶH を検出した時の出力をタイマ回路１４に与えてタイマ回路１４がカウント動作を開始するようにしてある。
【００５３】
基本形態１の場合では、無負荷時の圧電トランス１の出力電圧は図１０に示すように圧電トランス１に与える入力電圧の大きさ（図ではイとロで示す）の違い（電源電圧の大きさの違い）で所定電圧ＶH に達する時間が異なり、つまり高出力のＶH を発生してい時間が異なる（ｔａとｔｂ）。そのばらつきのため、例えばｔａのように高出力状態が長すぎると、圧電トランス１や、スイッチ素子等のストレスが増加したり、ｔｂのように高出力状態が短すぎると放電灯ＲＬの確実な始動点灯が出来なくなったりする可能性がある。
【００５４】
これに対して本基本形態の場合には、タイマ回路１４は圧電トランス１の出力電圧がＶH になった後、カウントを開始するので、圧電トランス１への入力電圧（電源電圧）が大きく変動しても、所定電圧ＶH を出力する時間を一定とすることができ、上記基本形態１での問題は起きない。尚その他の動作は基本形態１と同じであるから説明は省略する。
【００５５】
（基本形態７）
本基本形態は、基本形態２の如く無負荷時に圧電トランス１からバースト状の出力電圧を所定時間発生する回路構成においてタイマ回路１４と点灯判別回路１５の代わりに、図１１に示すように、カウンタ回路２４を用いた点に特徴がある。つまり無負荷時において圧電トランス１の出力電圧が所定電圧ＶH に達すると、比較器１６はその出力をカウンタ回路２４に与え、カウンタ回路２４はその回数（所定電圧ＶH に達した回数）をカウントし、所定の回数をカウントした時にＶ−Ｆコンバータ１２に信号を与え、Ｖ−Ｆコンバータ１２から周波数信号が出力されるのを制限或いは停止させるようになっている。カウンタ回路２４は圧電トランス１の出力電圧が所定電圧ＶH に達した回数が、所定の回数にならなければＶ−Ｆコンバータ１２に信号を与えない、つまり出力を制限或いは停止しないため負荷たる放電灯ＲＬが接続されている場合には放電灯ＲＬが点灯して、圧電トランス１の出力電圧は常に所定電圧ＶH 以下となって点灯が維持される。
【００５６】
ここで基本形態２の場合、無負荷時の圧電トランス１の出力電圧は図１２でに示すように圧電トランス１に与える出力電圧の大きさの違い（電源電圧の大きさの違い、図においてイは大きい場合を、ロは小さい場合を示す）で、所定電圧ＶH に達する時間が異なり、ＶH に達する回数も異なる。このばらつきのため、例えば入力電圧が大きくて圧電トランス１の出力電圧が所定電圧ＶH に達する回数が多くなりすぎると、圧電トランス１、スイッチ素子等のストレスが増加し、逆に入力電圧が小さくて圧電トランス１の出力電圧が所定電圧ＶH に達する回数が少なすぎると、放電灯ＲＬの確実な始動点灯ができなくなったりする可能性がある。
【００５７】
これに対して本基本形態の場合には、カウント回路２４が圧電トランス１の出力電圧がＶH になった回数をカウントし、圧電トランス１への入力電圧（電源電圧）が大きく変動しても所定の回数出力し、上記の基本形態２での問題は起きない。また基本形態２のような点灯判別回路１５が不要なため部品数の削減や低コスト化が図れる。
【００５８】
尚その他の動作は基本形態２と同じであるから説明は省略する。
（基本形態８）
本基本形態は図１３に示すように基本形態２における点灯判別回路１５の機能を積分器１３に持たせたものである。つまり積分器１３は検出した負荷電流を基準電圧Ｖｒｅｆ1 と比較して所定の負荷電流となるように動作しているが、積分器１３が所定の負荷電流に制御できている時、積分器１３はタイマ回路１４がＶ−Ｆコンバータ１２に出力制限或いは出力停止の信号を与えるの止める。また所定の負荷電流に制御できなくなった時（無負荷状態等）、積分器１３はタイマ回路１４がＶ−Ｆコンバータ１２に出力制限或いは出力停止の信号を与えるのを開始させる。
【００５９】
これにより、本基本形態の場合、点灯判別回路が積分器１３で兼用されるため、部品数の削減や低コスト化が図れる。また回路の性能を越える条件で動作させた場合（例えば、電源電圧が非常に小さい場合等）、負荷電流を所定の負荷電流に制御できなくなり、圧電トランス１の出力を制限或いは停止させるので、回路性能を越える使用に対して回路保護が図れる。
【００６０】
尚その他の構成及び動作は基本形態１と同じであるから説明は省略する。
（基本形態９）
本基本形態は図１４に示すように基本形態４における点灯判別回路１５の機能を積分器１３に持たせたものである。つまり積分器１３は検出した負荷電流を基準電圧Ｖｒｅｆ1 と比較して所定の負荷電流となるように動作しているが、積分器１３が所定の負荷電流に制御できている時、積分器１３はタイマ回路１４がＰＷＭ制御回路２２に出力制限或いは出力停止の信号を与えるの止める。また所定の負荷電流に制御できなくなった時（無負荷状態等）、積分器１３はタイマ回路１４がＰＷＭ制御回路２２に出力制限或いは出力停止の信号を与えるのを開始させる。
【００６１】
これにより、本基本形態の場合、点灯判別回路が積分器１３で兼用されるため部品数の削減や低コスト化が図れる。また回路の性能を越える条件で動作させた場合（例えば、電源電圧が非常に小さい場合等）、負荷電流を所定の負荷電流に制御できなくなり、圧電トランス１の出力を制限或いは停止させるので、回路性能を越える使用に対して回路保護が図れる。
【００６２】
尚その他の構成及び動作は基本形態４と同じであるから説明は省略する。
（基本形態１０）
本基本形態は基本的には基本形態１（或いは基本形態２）の構成に準ずるものであるが、図１５に示すように直流電源１０とインバータ１１との間に例えばアナログスイッチ等のスイッチ素子２６を設け、無負荷時にタイマ回路１４がタイムアップした時、スイッチ素子２６をオフさせて電源を遮断するようにしたものである。この時Ｖ−Ｆコンバータ１２はインバータ１１に周波数信号を与え続けるものとする。
【００６３】
ここで基本形態１，２に示した回路において、インバータ１１として、図１６に示すようにスイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2 が交互にオン・オフし、インダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 に蓄積されるエネルギを利用して直流電源１０の電圧を２倍以上に昇圧した略正弦波電圧を圧電トランス１の１次電極７ａ，７ｂに与えることができるプッシュプル回路を用いた場合、次のような問題がある。
【００６４】
つまり、無負荷時にタイマ回路７がタイムアップし、Ｖ−Ｆコンバータ１２の動作を停止させると、スイッチ素子Ｑ１ 及びＱ２ が同時にオフすることになり、インダクタンス素子Ｌ１ 或いはＬ２ に蓄積されたエネルギが圧電トランス１に与えられず、スイッチ素子Ｑ１ 及びＱ２ の浮遊容量等を介して放出され、スイッチ素子Ｑ１ ，Ｑ２ にストレスを与える高電圧が発生することになる。
【００６５】
圧電トランス１の出力電圧が高い時の方（例えば所定電圧ＶH のような高出力時）がインダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 に蓄積されるエネルギも大きく、停止した時のスイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2 に発生するストレスが大きくなる（発生する電圧は高くなる）。しかし、本基本形態の構成によれば、無負荷時にタイマ回路１４がタイムアップし、スイッチ素子２６をオフして、出力を停止させても、インダクタンス素子Ｌ1 ，Ｌ2 に蓄積されていたエネルギ（電流）は圧電トランス１とスイッチ素子Ｑ1 或いはＱ2 を介して放出され、スイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2 のストレスを増加させない。
【００６６】
尚図１５では要部のところを概念的に示しており、点灯判別回路１５、積分器１３等の回路を省略して示しているが、基本形態１或いは基本形態２と同様に備わっているのは勿論のことである。
（基本形態１１）
本基本形態は基本的には図１７に示すように基本形態４（或いは基本形態５）の構成に準ずるものであるが、無負荷時においてタイマ回路１４がタイムアップした時、Ｖ−Ｆコンバータ１２がインバータ１１に周波数信号を与え続け、チョッパ２１の動作を停止させるようになっており、基本形態１０と同様な作用効果を得るようにしたものである。
【００６７】
尚図１７では要部のところを概念的に示しているが、ＰＷＭ制御回路２２、点灯判別回路１５、積分器１３等の回路を省略して示しているが、基本形態３或いは基本形態４と同様に備わっているのは勿論のことである。
（実施形態１）
本実施形態は基本形態１、基本形態２、基本形態４に対応させたもので、夫々の基本形態の回路において、無負荷時に、放電灯ＲＬの確実な動作に必要な圧電トランス１の出力電圧の印加時間（ｔ1 ）後、回路保護に不十分な時間となる前の時間ｔ2 （基本形態１の場合には図１８、基本形態２の場合には図１９、基本形態４の場合には図２０に夫々示す）で高い周波数への切り換え或いはチョッパ２１の出力の低下により圧電トランス１の出力電圧を小さく制限した後、Ｖ−Ｆコンバータ１２或いはチョッパ２１の動作を停止させて出力を停止させる（時間ｔ3 ）ものである。
【００６８】
これにより基本形態１０で説明したようにインバータ１１に図１６に示すようなプッシュプル回路を用いても、出力を停止させる場合、圧電トランス１の出力電圧は小さく、制限されるため、スイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2 に発生するストレスを小さく抑えることができ、その結果スイッチ素子Ｑ1 ，Ｑ2 に耐圧の大きなものを使用しなくても済むことになる。
【００６９】
【発明の効果】
請求項１の発明は、直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、該インバータの出力電圧を入力とする圧電トランスとを備え、該圧電トランスの出力電圧を放電灯に印加する放電灯点灯装置において、無負荷時或いは始動時に圧電トランスの出力電圧を放電灯の始動可能な最低電圧以上で且つ圧電トランスが破壊する電圧よりも小さい所定電圧で制限する手段を備えているので、低温時においても放電灯の始動点灯が確実に行え、且つ無負荷時においても圧電トランスの高出力状態が回路保護が不十分な時間となるまで継続されることはなく、圧電トランスの破壊、温度上昇、特性劣化を防止でき、インバータに用いるスイッチ素子やインダクタンス素子のストレス増加の防止や、樹脂部品の絶縁性劣化等の防止が図れ、さらに人が高電圧に感電する危険が無く安全であるという効果があり、しかも放電灯の確実な始動に必要な電圧印加時間以上で且つ回路保護に不十分となる時間よりも小さい所定時間経過後、放電灯の点灯が確認されない場合、圧電トランスの出力電圧を、所定電圧よりも低下させた後、出力を停止させるので、停止時に、インバータのスイッチ素子に加わるストレスを低減できるという効果がある。
【００７０】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、圧電トランスの出力電圧の調整を周波数制御で行うものであって、請求項１の発明と同様な効果がある。
請求項３の発明は、請求項２の発明において、放電灯の点灯が確認されない場合、圧電トランスの出力電圧を周波数を高くして低下させるものであって、請求項２の発明と同様な効果がある。
【００７１】
請求項４の発明は、請求項３の発明において所定時間内の圧電トランスの出力電圧が、高い周波数から低い周波数にスイープさせた後、高い周波数に戻し、再度低い周波数にスイープさせた後、高い周波数に戻すことを繰り返す周波数制御で制御されるので、請求項３の発明の奏する効果に加えて圧電トランスへのストレスやインバータのスイッチ素子へのストレスを軽減できるという効果がある。
【００７２】
請求項５の発明は、請求項１乃至４の発明において、圧電トランスの出力電圧の検出に、出力電圧量或いは出力電圧に比例する電気量を用いることを特徴とするものであって、請求項１乃至４の発明と同様な効果を奏する。
請求項６の発明は、請求項１乃至４の発明において、圧電トランスの出力電圧の検出に、圧電トランスの振幅が略零となる位置に設けられた検出電極から得られる電圧量を用いるので、圧電トランスの２次電極に発生する出力電圧よりも小さい電圧を用いて検出することができ、そのため検出用の回路に用いる素子の耐圧性能を下げることができるという効果がある。
【００７３】
請求項７の発明は、請求項１の発明において、圧電トランスの出力電圧の調整を入力電圧の制御で行う入力電圧制御手段を用いたので、直流電圧の変動があっても入力電圧側で制御することによりインバータの周波数制御等による制御を行う必要がなく、そのためインバータに制御周波数領域の小さいものを用いても、直流電圧の変動幅を大きくすることができるという効果がある。
【００７４】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、入力電圧制御手段をチョッパ若しくはアナログスイッチで構成したので、請求項７の発明と同様な効果が得られる。
請求項９の発明は、請求項７、８の発明において、圧電トランスの出力電圧を、圧電トランスの入力電流量より検出するので、出力電圧検出のための回路に電流が流れて発生する損失を無くすことができ、回路効率を向上できるという効果がある。 請求項１０の発明は、請求項１乃至９の発明において、所定時間は回路動作時刻からカウントされるもので、請求項１乃至９の発明で奏する効果が得られる。 請求項１１の発明は、請求項１乃至９の発明において、所定時間は圧電トランスの出力電圧が所定電圧に達した時刻からカウントされるので、圧電トランスの入力電圧が大きく変動しても所定電圧を出力する時間を一定とすることができ、そのためばらつきによる圧電トランスやスイッチ素子へのストレスの増加や、始動点灯の失敗等を無くして安定して動作が得られるという効果がある。
【００７５】
請求項１２の発明は、所定時間が、請求項４の発明において、圧電トランスの出力電圧が所定電圧に達した回数が所定回数になった時の時間と一致するもので、圧電トランスの入力電圧の大きさの違いなどの影響がなく、圧電トランスやスイッチ素子へのストレスの増加や、始動点灯の失敗等を無くすことができるという効果がある。
【００７６】
請求項１３の発明は、請求項１乃至１２の発明において、インバータとして負荷電流のフィードバック制御を行う回路を用いたので、請求項１乃至請求項１２の発明の効果に加えて、インバータの出力を負荷電流が一定となるように制御することができる。
【００７７】
請求項１４の発明は、請求項１３の発明において、放電灯の点灯判別の手段を負荷電流のフィードバック制御の手段で兼用したので、点灯判別の手段が不要となり、部品数の削減や低コスト化が図れるという効果がある。
請求項１５の発明は、請求項１３，１４において、負荷電流のフィードバック制御の手段を、負荷電流を検出して基準電圧と比較する積分器と、該積分器の出力電圧を受けてインバータの駆動周波数を変化させるＶ−Ｆコンバータとで構成したもので、簡単な回路で構成できるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の基本形態１の回路構成図である。
【図２】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図３】本発明の基本形態２の回路構成図である。
【図４】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図５】本発明の基本形態３の要部の回路構成図である。
【図６】本発明の基本形態４の回路構成図である。
【図７】同上の動作説明用タイミングチャートである。
【図８】本発明の基本形態５の回路構成図である。
【図９】本発明の基本形態６の回路構成図である。
【図１０】同上と比較するための基本形態１の動作説明用タイミングチャートである。
【図１１】本発明の基本形態７の回路構成図である。
【図１２】同上と比較するための基本形態１の動作説明用タイミングチャートである。
【図１３】本発明の基本形態８の回路構成図である。
【図１４】本発明の基本形態９の回路構成図である。
【図１５】本発明の基本形態１０の概念的な回路構成図である。
【図１６】同上に用いるインバータ回路の回路構成図である。
【図１７】本発明の基本形態１１の概念的な回路構成図である。
【図１８】本発明の実施形態１の一例の動作説明用タイミングチャートである。
【図１９】本発明の実施形態１の別の例の動作説明用タイミングチャートである。
【図２０】本発明の実施形態１の他の例の動作説明用タイミングチャートである。
【図２１】従来例の回路構成図である。
【図２２】同上の無負荷時の出力電圧の説明図である。
【図２３】同上の異常時の動作説明図である。
【図２４】λモードローゼン型圧電トランスの構成図である。
【符号の説明】
１ 圧電トランス
１０ 直流電源
１１ インバータ
１２ Ｖ−Ｆコンバータ
１３ 積分器
１４ タイマ回路
１５ 点灯判別回路
Ｒａ，Ｒｂ 分圧抵抗
Ｒ 検出抵抗
ＲＬ 放電灯
Ｄ1 ，Ｄ2 ダイオード
Ｖｒｅｆ1 基準電圧
Claims (15)
- 直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、該インバータの出力電圧を入力とする圧電トランスとを備え、該圧電トランスの出力電圧を放電灯に印加する放電灯点灯装置において、無負荷時或いは始動時に圧電トランスの出力電圧を放電灯の始動可能な最低電圧以上で且つ圧電トランスが破壊する電圧よりも小さい所定電圧で制限する手段と、放電灯の確実な始動に必要な電圧印加時間以上で且つ回路保護に不十分となる時間よりも小さい所定時間経過後、放電灯の点灯が確認されない場合、圧電トランスの出力電圧を、所定電圧よりも低下させた後、出力を停止させる手段を備えたことを特徴とする放電灯点灯装置。
- 圧電トランスの出力電圧の調整を周波数制御で行うことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 放電灯の点灯が確認されない場合、圧電トランスの出力電圧を周波数を高くして低下させることを特徴とする請求項２記載の放電灯点灯装置。
- 所定時間内の圧電トランスの出力電圧が、高い周波数から低い周波数にスイープさせた後、高い周波数に戻し、再度低い周波数にスイープさせた後、高い周波数に戻すことを繰り返す周波数制御で制御されることを特徴とする請求項３記載の放電灯点灯装置。
- 圧電トランスの出力電圧の検出に、出力電圧量或いは出力電圧に比例する電気量を用いることを特徴とする請求項１乃至４記載の放電灯点灯装置。
- 圧電トランスの出力電圧の検出に、圧電トランスの振幅が略零となる位置に設けられた検出電極から得られる電圧量を用いることを特徴とする請求項１乃至４記載の放電灯点灯装置。
- 圧電トランスの出力電圧の調整を入力電圧の制御で行う入力電圧制御手段を用いたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。
- 入力電圧制御手段をチョッパ若しくはアナログスイッチで構成したことを特徴とする請求項７記載の放電灯点灯装置。
- 圧電トランスの出力電圧を、圧電トランスの入力電流量より検出することを特徴とする請求項７、８記載の放電灯点灯装置。
- 所定時間は回路動作時刻からカウントされることを特徴とする請求項１乃至９記載の放電灯点灯装置。
- 所定時間は圧電トランスの出力電圧が所定電圧に達した時刻からカウントされることを特徴とする請求項１乃至９記載の放電灯点灯装置。
- 所定時間が、圧電トランスの出力電圧が所定電圧に達した回数が所定回数になった時の時間と一致することを特徴とする請求項４記載の放電灯点灯装置。
- インバータとして負荷電流のフィードバック制御を行う回路を用いたことを特徴とする請求項１乃至１２記載の放電灯点灯装置。
- 放電灯の点灯判別の手段を負荷電流のフィードバック制御の手段で兼用したことを特徴とする請求項１３記載の放電灯点灯装置。
- 負荷電流のフィードバック制御の手段を、負荷電流を検出して基準電圧と比較する積分器と、該積分器の出力電圧を受けてインバータの駆動周波数を変化させるＶ−Ｆコンバータとで構成したことを特徴とする請求項１３，１４記載の放電灯点灯装置。
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