CN1211744A - 一次偏振模色散的自动补偿方法和设备 - Google Patents

Abstract

通过传输光纤传播的光信号经受的偏振模色散效应是利用接收器处的双折射补偿器得到补偿,其中补偿器自动地和自适应地产生一个微分时间延迟量,大致等于光信号经受的微分时间延迟,但符号相反,所以,基本上抵消了不希望有的延迟。

Description

一次偏振模色散的自动补偿方法和设备

本发明涉及光传输系统，更具体的是，本发明涉及处理这种系统中所谓的偏振模色散。

偏振模色散(PMD)出现在光纤中，这是由于纤芯中非对称内部应力或应变引起的很小剩余双折射以及由于外力作用在光纤上形成随机偏振耦合的结果。因此，PMD可以严重地损害光纤网络中的信号传输。

众所周知，PMD对通过光纤传输线传送的光信号某些偏振分量的影响不同，当这些偏振分量通过光纤传送时，在这些偏振分量中产生微分时间延迟。这些微分时间延迟的范围可以从现代低PMD光纤产品的约0.1ps/(km)^1/2到早期单模光纤产品的几个ps/(km)^1/2。不利的是，对于“长距离”光纤线路上产生的微分时间延迟，例如，采用单模光纤的100km陆地传输系统，这种微分延迟引起的微分时间延迟可能超过20ps，对于采用现代低PMD光纤的越洋线路，微分时间延迟可以超过10ps。

光信号中不同偏振分量之间大的时间延迟可能使通过光纤线路传送的光脉冲展宽甚大。对于工作在比特率至少为每个传输波长信道10Gbps的近代数字光波系统，脉冲展宽尤为显著。事实上，例如，约20ps的微分时间延迟造成的脉冲展宽在高比特率系统中，可能使接收到的电信号“眼图”部分闭合约0.5dB，这使接收到的信号严重失真。

然而，众所周知，可能发生在具体传输光纤中的微分时间延迟在时间上不是恒定的，而可能随光纤实际环境，例如，温度，压强，等等的变化而随时变化。因此，光纤中由PMD引起的微分时间延迟瞬态统计一般遵从麦克斯韦分布，所以，在时间的任一点上，微分时间延迟可以是大致低于其平均值至高于平均值的几倍。

(注意到，在早期高PMD光传输光纤中，例如，高达100ps的微分时间延迟在理论上是可能的。这种量级的时间延迟可能使电信号完全消失，例如，在文章“在10Gb/s下IM-DD1520km光放大器中偏振对BER降级的影响”中所报导的，作者为Namihira等人，发表在ElectronicLetters(电子学快报)Vol.29,No.18,P.1654,1993上。)

处理光纤中因PMD造成信号质量下降的现有方法包括，例如：(a)PMD引起信号失真的电学均衡，如文章“偏振色散的实验均衡方法”中所讨论的，作者为M.A.Santoro和J.H.Winters，发表在IEEEPhotonic Technology Letters(光子技术快报)Vol.2,No.8,P.591,1990上。(b)接收到电信号中微分时间延迟的电学补偿，如文章“相位分集检测的偏振模色散补偿”中所讨论的，作者为B.W.Hakki，发表在Photonoc Technology Letters,Vol.9,No.1,P.121,1997上。这些现有方法还包括：(a)光信号转变成电信号之前微分时间延迟的光学补偿，如文章“利用脉冲波形比较算法控制可变均衡光路的偏振模色散均衡实验”中所讨论的，作者为T.Ozeki等人，发表在Technical DigestConference on Oplical Fiber Communication 1994(OSA美国光学学会)，P.62上；(b)其他形式的补偿，例如，在文章“在线放大器系统中时间方式涨落偏振模色散的自动补偿技术”中所讨论的，作者为T.Takahashi等人，发表在Electronic Letters,Vol 30,No.4,p.348,1994上。

不利是，这些电学均衡方案只能补偿相对小的微分时间延迟。而且，还要求有昂贵的高速电子元件。此外，现有技术的光学补偿器一般不能自动适应各个补偿方案，以便处理随机涨落PMD影响光纤中传送光信号的变化微分时间延迟。例如，Takahashi等人文章中描述的光学补偿产生一个固定光学时间延迟，由于补偿传输光纤中PMD引起的失真。所以，这一方案受到处理相对小范围微分时间延迟的限制，作为另一个例子，虽然T.Ozeki等人文章中描述的补偿方案能够产生一个可变自适应关分时间延迟，但是要求有昂贵的高速电子元件，用于分析接收到波形的形状并获得一个误差信号，由它来推动达到所需微分时间延迟的补偿过程。

我们处理上述问题并促使其解决的方法是，提供自动适应于一次偏振模色散量的设备，这个偏振模色散量可能存在于从光传输线接收到的光信号中，具体地说，我们利用一个可变光学双折射元件，它对接收到光信号的响应是，在至少两个可选择的互相正交偏振态之间产生一个微分光学时间延迟。耦合到可变双折射元件输出端的光信号分析仪随后产生一个正比于总微分光学时间延迟的控制信号，这个总微分光学时间延迟存在于出现在可变双折射元件输出端的光信号中，控制信号提供给双折射元件以控制产生的微分时间延迟量，用于控制选取的正交偏振态。

按照这一方法，我们可以自动地且自适应地产生一个大致等于传输光纤中微分时间延迟的微分时间延迟，但是具有相反的符号，因而抵消了不希望有的延迟。

本发明的这些及其他方面在以下详细的描述，相应的附图和随后的权利要求书中阐明。

图1以方框图形式说明一个作为例证的系统，其中可以实践本发明的原理；

图2是图1中失真分析仪的方框图；

图3以曲线形式说明滤波的，未滤波的和带权重的10Gb/s准随机位序列的反馈信号与总微分群延迟的模拟结果；

图4以方框图形式说明另一个作为例证的系统，其中可以实践本发明的原理；

图5以曲线形式说明总微分群延迟与和图4中偏振变换器相关联的偏振变换角之间的关系图；

图6是图1中微分延迟线集成线路形式的一个作为例证实施例的方框图；

图7是图1系统的作为例证的实施例，其中在光信号发送器中利用了信号搅偏振器；以及

图8是可用在图1和图4的所发明PMD补偿器中得到反馈信号的失真分析仪。

偏振模色散出现在单模光纤中，这是由于光纤纤芯中的剩余双折射以及沿着光纤各个不同点上随机偏振耦合的结果。发生在光纤中的偏振变换可以用一个简单的么正2×2琼斯矩阵 U来描述，如以下式子所示： $\underset{-}{U}\left(\mathrm{\ω}\right)=\left[\begin{array}{cc}{u}_1\left(\mathrm{\ω}\right)& u_2\left(\mathrm{\ω}\right)\\ -u_2^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)& u_1^{*}\left(\mathrm{\ω}\right)\end{array}\right]$        (1)其中u1和u2一般是依赖于光信号频率ω和影响光纤中模式耦合其他物理参量的复函数。

众所周知，对于任何光频率ω=ω₀，存在着通常称之为主偏振态(PSP)的两个正交偏振态。若通过光纤传播的光信号是两个PSP之一的偏振光，则该光信号不会有很大的微分时间延迟量。因此，在任何光频率ω=ω₀情况下，矩阵U可以按照以下方法进行“对角化”U(ω)=W(ω₀)·D(ω)·V(ω₀)^-1                    (2)其中

是单位矩阵，且

琼斯矢量

和分别对应于输入和输出主偏振态。而且，至少在ω₀附近充分小的频率范围Δω内，矩阵D与频率的依赖关系可以近似到(ω-ω₀)的一次项，如以下所示： $\underset{-}{D}\left(\mathrm{\ω}\right)=\underset{-}{D}\left(\mathrm{\ω}0\right)\·\left[\begin{array}{cc}{e}^{j({\mathrm{\τ}}_f/2)(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}_0)}& 0\\ 0& e^{-j({\mathrm{\τ}}_f/2)(\mathrm{\ω}-{\mathrm{\ω}}_0)}\end{array}\right]$        (6)其中 ${\mathrm{\τ}}_f=2\sqrt{{\left|\frac{d}{\mathrm{d\ω}}u1\right|}^2+{\left|\frac{d}{\mathrm{d\ω}}u2\right|}^2}$ 是微分延迟(DGD)，它在不以两个主偏振态之一传送的光信号中引起上述微分时间延迟。

因此，从以上方程能够知道，微分时间延迟τ_f发生在光纤的两个PSP之间。所以，按照本发明的一个方面，由于通过光纤传播的光信号中经受的微分时间延迟可以在光纤输出端引入一个相反而等量的微分时间延迟，τ_c=-τ_f，加以补偿。利用有以下偏振相关传递函数的光学元件是容易实现的：

其中，D和W是公式(3)中所示的矩阵，矩阵Ucomp描述任意取向的一次PMD(即，均匀双折射)。

如上所述，光纤中的PMD可以随时间和光频率的变化而变化。按照本发明的另一方面，通过改变本发明补偿器中双折射量和取向以适合于补偿光纤中的DGD，就可以应付PMD的这种变化。如图1所示，安排一个偏振变换器30与产生可变线性双折射的元件50(例如，可以从JDS Fitel公司购得的型号DE 3偏振模色散仿真器)串联，可以容易地实现自适应可变双折射补偿器，例如，其中偏振变换器30是于1993年5月18日公布的F,Heismann的美国专利No.5,212,743中所插述的这种偏振变换器，该文合并在此供参考。按照本发明的另一方面，这种双折射可以这样产生，把偏振变换器输出端的信号分成两个对应于光纤中两个PSP的正交线性偏振态，并利用图1所示各自延迟线50，对两个偏振态中的每个偏振态延迟一个可变时间量τ_c。事实上，若适当调整发生在偏振变换器30中的偏振变换和可变微分时间延迟线50中的时间延迟，使偏振变换器30产生公式(7)中矩阵W^-1描述的偏振变换，以及使可变微分延迟线50产生(7)式中所示的微分时间延迟τ_c，则从补偿器25输出的信号中就没有发生在传输光纤20中微分时间延迟造成的失真。

注意到，可以利用产生可变频率有关的双折射光学元件(例如，适当对准的串联双折射光纤的组合)按照相同的方法补偿高次PMD造成的信号失真。然而，偏振变换器仅仅与可变双折射补偿器相连不会自动地适应于光纤中的PMD变化。按照本发明的另一方面，提供一个控制信号，它控制发生在偏振变换器30中的偏振变换(即，可变双折射的取向)以及可变微分时间延迟线50中的微分时间延迟(即，线性双折射量)，就能够实现这种自动适应。通过监测光信号通过补偿器25之后由于光信号中微分时间延迟造成的失真量，就可以在补偿器25的输出端产生一个所需要的反馈信号。

我们已经知道，按照本发明的另一方面，只需要一个反馈信号同时调整偏振变换和调整微分延迟τ_c，就可以在补偿器25经普通信号分接头85输出到光接收器90的信号中获得最小失真，如图1所示且在下面要加以讨论。

具体地说，补偿器25的一部分输出信号经光学分接头85进入延伸到高速光申检测器55的路径87上，例如，这种光电检测器55可以是Hewlelt Packard Co.(惠普公司)生产的型号11982宽带光波转换器，其电带宽至少等于光发送器10发送的调制光信号的信息带宽。其余信号进入延伸到接收器90的路径86上。光电检测器55把调制在光载波信号上的高速数字信息信号转换成电信号。然后，此电信号被普通放大器60放大，耦合到电失真分析仪70，此分析仪测量放大的光电流中失真，并把它转换成与失真成正比的电压V_f。例如，当光信号中没有一次PMD造成的失真时，即，当光纤20与补偿器25的组合微分时间延迟大致等于零时，电压V_f达到最大值。光纤20和补偿器25引入的组合DGD,τ_total可以按如下表示： ${\mathrm{\τ}}_{\mathrm{total}}=\sqrt{{\mathrm{\τ}}_f^2+{\mathrm{\τ}}_c^2+2{\mathrm{\τ}}_f{\mathrm{\τ}}_c\cos \left(2\mathrm{\θ}\right)}-----\left(8\right)$ 其中τ_f是光纤20中的DGD,τ_c是补偿器25中的DGD,2θ是对应于光纤20的PSP与补偿器25的PSP的所谓斯托克斯矢量之间夹角，补偿器25的PSP直接受偏振变换器30的控制。

由公式(8)显而易见，当2θ调整到±π值时，即，当光纤20的所谓慢PSP和快PSP分别与补偿器25的所谓慢PSP和快PSP平行对准时，总微分时间延迟τ_total是在最小值｜τ_f-τ_c｜。因此，响应于经反馈路径71提供的反馈电压值V_f，调整偏振变换器30以使V_f到达相对最大值，就可以实现对角的θ的调整。

此外，响应于反馈电压值V_f，可以调整补偿器25中的微分时间延迟，使τ_c大致等于光纤20中的DGD,τ_f，从而导致τ_total为零。在此点上，V_f就是最大值。因此，若按照上述方法调整偏振变换器30和可变微分时间延迟线50的微分时间延迟取向和延迟量，则PMD补偿器25输出的光信号中失量量是最小的。而且，若补偿器25中DGD的取向或大小明显偏离所要求的值(即，2θ±π，和τ_c=τ_f)，则补偿器25输出的信号就会因微分时间延迟τ_total不为零而产生失真。

众所周知，在用高速信息信号调制的光信号中，且在频率f=1/2τ_total为中心的电频率波段内，两个正交偏振分量之间微分时间延迟τ_total可以使接收器中检测到的电信号部分或完全消失。具体地规定，调幅光信号被光电检测器检测到以后，在光传输线中经历了微分时间延迟τ_total的调整幅光信号频率响应可以按如下描述： $S\left(f\right)=\sqrt{1-4\mathrm{\γ}(1-\mathrm{\γ}){\sin }^2\left(\mathrm{\π}{\mathrm{\τ}}_{\mathrm{total}}f\right)}$ 其中f是检测的电频率，γ和(1-γ)分别是光纤中快PSP和慢PSP传输的光功率份额，函数S描述光电检测器55中产生的光电流减少，O≤S≤1。注意到，若光信号在传输线中受到PMD(即，若τ_total=0)，则S(f)等于1，若γ=0.5，即τ_total≠0且光信号在每个PSP中有相同的功率，则S(f)在f=(2τ_total)^-1时减小到零。因此，S(f)是唯一测量因传输光纤和补偿器的总DGD造成光信号失真的量值。

若DGD限制在最大值τ_max以下的值上，则光信号中的失真可以量化，只要测量特定频率f≤1/(2τ_max)下接收到的电信号幅度，可以利用这个信号幅度值为反馈信号，自动调整PMD补偿器25中产生的DGD取向和大小，使反馈信号达到最大。

对可能引入传输系统中总DGD设置的上述要求，τ_total≤τ_max，可能限制补偿传输出纤中的DGD量τ_f，因为τ_total≤2τ_f。例如，若在10Gbps数字传输系统中，接收到电信号幅度是在5GHz下测量的，则τ_f应该总是小于50ps、否则，作为5GHz分量幅度的函数产生的反馈信号在如下的意义是不明确的，很难确定调整偏振变换W^-1和微分时间延迟τ_c的量大小和方向以得到τ_total=0，这种情况是可能发生的，例如，当反馈信号幅度对于两个不同τ_total值是相同的时候，就会导致错误地PMD调整补偿器25中微分时间延迟的取向和大小。

然而，我们已认识到，可以产生“明确的”反馈信号(即，唯一量度τ_total的信号)，通过测量光纤中传播的光信息信号中所含多个频率分量的幅度，无需限制可能加到DGD的补偿量大小。图2所示本发明补偿器的一个说明性实施例，利用宽带电功率检测器，该补偿器分析几乎整个接收到频谱的幅度。宽带电功率检测器95，例如，可以是从HewleltPackard Co.(惠普公司)购得的型号8474二极管检测器，把这些频谱幅度转换成单个反馈电压V_f，此反馈电压与几乎整个高频电学谱幅度(功率值)的积分成正比。(注意到，不需要包括反馈电压产生的光电流直流分量，因为这个分量通常不受一次PMD的影响)。

对于图2的说明性实施例，失真分析仪70(图1和图2)产生的反馈电压V_f可以按如下表示： $V_f=\mathrm{const}.\·\underset{f_{\min }}{\overset{f_{\max }}{\∫}}{i}_d^2\left(f\right)\mathrm{df}--------\left(9\right)$ 其中i_d(f)是光电检测器55把光电流输入到放大器60放大之后的值，f_min和f_max分别是上述频谱中最低和最高频率，其中，最好是，f_min＜f_clock/100,fclock是接收到数字信息的时钟频率，且f_max＞f_clock。例如，为了在10Gbps传输系统中补偿高达120ps的DGD，我们发现，f_min≈100MHz和f_max≈15MHz对于导出有唯一反馈电压V_f值是足够的。为了得到“明确的”反馈信号，根据调制在光信号上数字信息信号中所含频谱分量，可以在上述积分过程以前或之间，对于电学谱进行滤波或加上权重。在这种情况下，放大器60的输出是在功率检测器95检测之前通过电学滤波器65。图3用曲线图形式表示反馈电压与各个光信号经受的总DGD,τ_total之间关系曲线，此反馈电压是对未滤波和滤波10Gbps数字信息信号的整个高频频谱积分而得到的，数字信息信号载有随机或伪随机位序列(PRBS)。曲线310表示从载有PRBS的未滤波光信号得到的反馈信号，除了在τ_total=0处有所需要的绝对最大值以外，在约180ps以上的τ_total值处有次极大。

图3的曲线330也表示，这些频率分量的适当滤波或曲线320代表的这些频率分量加上权重，去除了不希望有的次极大，因此，给偏振变换器30和可调整延迟线50一个“明确的”(unambiguous)反馈信号，在接收到光信号的给定偏振分量中提供所需要的微分时间延迟量。可以交替地调整偏振变换器30中的偏振角θ和延迟线50中的微分时间延迟τ_c直到反馈信号V_f值达到最大值，其中利用简单的最大值搜索算法，例如，上述美国专利No.5,212,743中披露的算法。更具体些说，延迟线中的微分时间延迟围绕其当前值连续地抖动，以确定反馈电压V_f的绝对最大值。每次τ_c设置在不同的值上，由偏振变换器调整偏振角θ，直至由失真分析仪70提供的反馈信号V_f值达到在那个设置下的最大值。对于每个微分时间延迟τ_c值，这一过程不断地重复进行，直至V_f达到绝对最大值，此时，在接收到光信号中因一次PMD造成的失真就达到最小值。

(注意，图8说明的失真分析仪可用于得到相应于曲线320“明确的”信号)。

本发明第二个作为例证的实施例在图4中画出，它包括：光信号源410，光传输线420，以及由两个部分构成的可变DGD补偿器425，每个部分分别包括第一自动偏振变换器430和第二自动偏振变换器440以及第一单模高双折射光纤(HBF)435和第二单模高双折射光纤(HBF)445，如图所示。光纤435(445)可以是，例如，具有约1.4ps/mDGD的SM.15-P-8/125光纤，可以从Fujikura公司(日本)购得。这两个部分分别在各自部分沿慢光轴和快光轴偏振光信号之间产生微分时间延迟τ₁和τ₂。输出HBF445耦合到连在接收器490的任选分接头485。一部分光信号经分接头485馈入到高速光电检测器455。类似地，光电检测器455的电输出提供给由电学滤波器465和带电功率检测器495构成的失真分析仪470，失真分析仪470产生一个反馈信号，提供给偏振变换器430和偏振变换器440。

偏振变换器440对反馈信号的响应是，旋转HBF435与HBF445之间光信号的偏振态，使偏振变换器440有效地改变HBF435快轴与HBF445快轴之间的夹角θ_c。由级联HBF435和BHF445给出的合成微分时间延迟τ_c可以用下列式子描述： ${\mathrm{\τ}}_c=\sqrt{{\mathrm{\τ}}_1^2+{\mathrm{\τ}}_2^2+2{\mathrm{\τ}}_1{\mathrm{\τ}}_2\cos \left(2{\mathrm{\θ}}_2\right)}----\left(10\right)$ 这一式子说明，补偿器425产生的微分时间延迟可以在(τ₁+τ₂)的最小值｜τ₁-τ₂｜和最大值｜τ₁+τ₂｜之间连续地变化。

注意到，选取HBF445的τ₂大致等于HBF435的τ₁，通过改变偏振变换器440中的偏振变换，微分时间延迟τ_c可以在0与2τ₁之间变化。还注意到，偏振变换器430的作用类似于图1中偏振变换器30，因为它是用来对准传输光纤的输出PSP，通过改变偏振变换器430中的θ值，使输出PSP平行于由HBF435，偏振变换器440和HBF445构成可变双折射补偿器的输入PSP，从而使反馈信号达到最大值。变换器440则θ_c值，直到τ_c=τ_f。这种类型调整的一个例子在图5中表示，其中总DGD,τ_total是相对于θ和θ_c画出的。调整的假设是，光纤DGD是τ_f=70ps,HBF435和HBF445中的微分延迟分别是τ₁=50ps和τ₂=40ps。从图5中看出，当θ值为π/2弧度(表示传输光纤420的慢PSP对准到平行于补偿器425的快PSP)和θ_c值近似为0.68弧度(或2.46弧度)时，τ_total接近于零。

若用与光信号中失真值成正比的变化反馈信号控制变换器430和440，该光信号是从补偿器425输出到分接头485，则图4的系统还能自动地把产生的补馈值适应于一次PMD。

如上所述，图1和图4分别表示的反馈路径包含类似的元件。然而，图4系统能够补偿的微分时间延迟范围受到光信号总带宽的限制，即，调制到光信号上高速信息信号的总带宽。具体地说，对于τ₂=τ₁情况，补偿器425中的频率有关偏振变换可以用以下么正矩阵描述：

其中，Δω=ω-ω₀,W(θ)是偏振变换器430的偏振变换。从公式(11)可以看出，对于τ_c=2τ₁cosθ_c且在Δω的一次项下，Ucomp(ω)具有与公式(7)相同的给定形式。然而，公式(11)右侧第二个矩阵的非对角项表明，对于τ₁Δω有很大值情况，相当大量的光在补偿器的PSP之间交义耦合。具体地说，在Q_c=π/4弧度和τ₁Δω=π弧度情况下，来自任一个输入PSP的光完全地耦合到正交的输出PSP。

因此，若光信号的总带宽大于1/τ₁或1/τ₂，则补偿器425对于光信号中所有频率分量就不能同时产生所需要的微分时间延迟，用于抵消传输光纤中的一次PMD效应。

然而，我们已经用实验证明，对于载有伪随机10Gbps数字信号的调幅光信号，补偿器425产生的微分时间延迟τ₁≌τ₂≌50ps在二次PMD失真可接受的低水平下仍然能够作自适应的PMD补偿。

注意到，根据需要，只要添加几个部分，补偿器425可以容易地安排成产生大于τ_c=τ₁+τ₂=100ps的微分时间延迟，如上所述，每个添加部分包括偏振变换器和HBF，其微分时间延迟分别为τ₃=50ps,τ₄=50ps，等等。这种补偿器还能补偿除了一次DGD以外的二次PMD效应。

图5所示另一个作为例证实施例的可调微分延迟线大方框图，其作用是补偿可变一次PMD。类似地，如图1所示，图5的补偿器系统包括输入端处分解入射光信号偏振的元件540和输出端处重新组合传输光纤变换后PSP的元件541。与一个PSP相联系的可变时间延迟是由一系列非对称波导马赫-曾德尔干涉仪530至532产生的，这些干涉仪分别经过可调方向耦合器560至563互相串联连接。可以用普通方法控制方向耦合器，使光信号通过马赫-曾德尔干涉仪530至532的短臂或长臂，从而引入一个0(零)与τ_i=ΔL_i·n/c之间的可变延迟，其中ΔL_i·n是第i个干涉仪中的光程差，c是光速。因此，可以产生0(零)与τ_cmax=(2ⁿ-1)·ΔL_in/c之间离散步长为Δτ_c=ΔL_in/c的任何所需要的微分时间延迟。

在延迟τ_c从一个值变化到另一个值的同时，为了获得通过干涉仪的不中断信号流，需要改变每个干涉仪中的相对光学相位以获得两个光信号的相长同相干涉，这两个光信号是从每个马赫-曾德尔干涉仪的两臂射出，然后进入随后的方向耦合器。所以，就需要在每个马赫-曾德尔干涉仪中包含一个可变相移器，例如，相移器570至572中相应一个。

基于上述原理的可控波导延迟线可以容易地制做在一些不同的电光补底上，例如，铌酸锂，以及半导体材料和其他光学材料，例如，利用热光效应或声光效应的材料，以控制方向耦合器560至563和相移器570至572。

注意到，若大多数信号是在光纤的一个PSP上传输，即，若γ或(1-γ)很小，则对于图1和图4的PMD补偿器，非常低的失真量可能出现在这种信号中。而且，即使在传输光纤中有很大的τ_f存在，S(f)接近于1。在此情况下，补偿器中的τ_c可以有任意值。此外，若光信号的偏振态在沿着光纤的某些点上迅速变化，则此光信号中的失真量可能会骤然地增大，因而需要快速调整PMD补偿器中的θ和τ_c值。

在大量不同偏振态范围内快速扫描输入到传输光纤的偏振态，例如，在时间平均意义上，使所有可能的偏振态以相同的概率被激发，就可以避免骤然的调整τ_c。于是，输入信号中平均来说约一半处在传输光纤的一个PSP上，另一半处在另一个PSP上，即，平均来说，γ=0.5=1- γ。因此，足够的失真量始终如一地存在于输入到PMD补偿器的光信号中，以保证正常地调整τ_c而与相应光纤中的偏振变化无关。

为了保证PMD补偿器中的反馈电路维持稳定，输入到传输光纤中的上述偏振态扫描必须比偏振变换器的响应时间快得多，此偏振变换器是作为到PMD补偿器的输入。一个能够完成这种扫描的实例是美国专利No.5,359,678中披露的电光搅偏振器，此专利是1994年10月25日授予F.Heismann等人的，该文合并在此供参考。

图7表示本发明一个作为例证的实施例，其中在传输光纤的输入端使用一个快速电光搅偏振器15。搅偏振器15可以用任意的电压调制，例如，正弦波电压或锯齿波电压，只要搅偏振器15输出的光信号平均偏振度基本上等于零。

以上描述仅仅用于说明本发明的原理。那些专业人士能够设计出多种布置，虽然此处没有明确的展示或给以描述，这些布置仍然体现在本发明的精神实质和范围内。例如，根据上面描述，熟练的实践者显然只要根据需要扩展补偿器，例如，补偿器450，以包括添加的部分，就可以处理更高次的PMD效应。

Claims (41)

1．一种补偿器，用于补偿有主偏振态的传输光纤中发生的偏振模色散效应，该补偿器包括：

偏振变换元件，其作用是，对传输光纤上接收到的光信号中的特定分量重新改变其偏振方向；

一种设备，其作用是，把偏振变换器输出端提供的信号分解成预定数量信号，每个信号有一个与两个主偏振态之中一个取向正交的偏振态，且给每个这种分出的信号延迟一个可变时间量，以及

一种分析仪，其作用是，分析从延迟设备中输出的信号并产生一个失真指示，此失真指示有一个表示分析信号中失真量的指示值，并把这个失真指示提供给偏振变换元件和所述设备，其中所述偏振变换元件和所述设备对失真指示值变化的响应是，分别改变每个所述偏振态的取向和所述可变时间量，直至失真指示值达到预定状态。

2．按照权利要求1的补偿器，其中所述偏振变换元件是一个偏振变换器，其作用是，把接收到的光信号中两个选定的正交偏振分量变换成两个预定正交偏振态。

3．按照权利要求1的补偿器，其中所述设备是一个连接到偏振变换器输出端的双折射元件，并产生一个作为失真指示值函数的两个正交偏振态之间的微分时间延迟。

4．按照权利要求1的补偿器，其中所述延迟设备是一条微分时间延迟线。

5．按照权利要求1的补偿器，其中所述偏振变换元件与所述分解设备互相串联。

6．按照权利要求1的补偿器，其中所述失真分析仪包括与第一并联部分和第二并联部分串联的光接收器，其中第一并联部分包括宽带电功率检测器，所述第一并联部分包括与宽带电功率检测器串联的低通滤波器，所述失真分析仪还包括加法电路，把第一和第二并联部分的输出进行组合，并输出组合信号作为失真指示。

7．按照权利要求1的补偿器，其中所述失真指示是一个反馈电压。

8．按照权利要求1的补偿器，其中所述偏振变换元件和所述设备是由多个部分构成，每个部分包括与高双折射光纤串联的偏振变换器，其中高双折射光纤连接到偏振变换器的输出端。

9．按照权利要求1的补偿器，其中所述设备包括一系列经过方向耦合器互相串联耦合的马赫-曾德尔干涉仪。

10．按照权利要求9的补偿器，其中所述干涉仪是非对称波导干涉仪。

11．一种设备，适应于光传输线中一次偏振模色散，此光传输线载有信息信号调制的光信号，该设备包括：

与传输线串联连接的可变双折射光学元件，用于产生一个在可选的互相正交偏振态之间的微分光学时间延迟；

耦合到可变双折射元件输出端的光学信号分析仪，用于产生一个控制信号，此控制信号正比于可变双折射元件输出端光信号中的总微分光学时间延迟；以及

反馈元件，用于控制可变双折射元件中产生的微分时间延迟量，对于光学信号分析仪产生控制信号的响应是，在可变双折射元件中选取两个正交偏振态。

12．按照权利要求11的设备，其中可变双折射元件包括：

可变偏振变换器，把进入偏振变换器的光信号中两个选定的正交偏振分量变换成两个预定正交偏振态；和

连接到偏振变换器输出端的可变双折射元件，用于在所述两个预定偏振态之间产生一个可变微分时间延迟。

13．按照权利要求12的设备，其中可变双折射元件包括：

连接到偏振变换器输出端的偏振分束器，用于把两个预定偏振分量分成两个空间分开的光路；

连接到偏振分束器输出端的可变微分延迟线，用于在两个预定偏振分量之间产生一个可变微分时间延迟；以及

连接到可变微分延迟线输出端的偏振组合器，用于把所述预定微分延迟偏振分量组合成单个输出光信号的两个互相正交偏振态。

14．按照权利要求11的设备，其中可变双折射元件包括：

第一可变偏振变换器，把进入偏振变换器的光信号中两个选定的正交偏振分量变换成两个可控制的可变正交偏振态；

连接到第一偏振变换器输出端的第一固定双折射元件，用于在两个预定正交偏振分量之间产生第一预定微分时间延迟；

连接到第一固定双折射元件输出端的第二可变偏振变换器，把进入第二偏振变换器的光信号中两个选定的偏振分量变换成两个可控制的可变正交偏振态；以及

连接到第二偏振变换器输出端的第二固定双折射元件，用于在两个预定正交偏振态之间产生第二预定微分时间延迟。

15．按照权利要求14的设备，其中第一和第二固定双折射元件中的第一和第二微分时间延迟大致相等。

16．按照权利要求14的设备，其中第一和第二固定双折射元件是各自预定长度的双折射光纤。

17．按照权利要求11的设备，其中可变双折射元件包括串联连接的N个部分，其中N＞1，每个所述部分包括：

可变偏振变换器，把进入偏振变换器的光信号中两个选定正交偏振分量变换成两个可控制的可变正交偏振态；和

连接到偏振变换器输出端的固定双折射元件，用于在两个预定正交偏振态之间产生预定微分时间延迟。

18．按照权利要求17的设备，其中在每个部分的固定双折射元件中产生的预定微分时间延迟互相之间大致相等。

19．按照权利要求3的设备，其中可变微分延迟线包括N个部分，其中N＞1，每个所述部分包括：

有两个输入端和两个输出端的可变光学耦合器，用于可控制的把进入耦合器一个输入端的光信号引向耦合器的一个输出端，和

有连接到可变光学耦合器输出端的两个输入端和两个输出端的固定微分延迟线，用于在经两个输入端分别进入延迟线的两个光信号之间产生一个预定微分时间延迟。

20．按照权利要求19的设备，其中在每个部分的固定微分延迟线中产生的微分时间延迟大致相等。

21．按照权利要求19的设备，其中在固定微分延迟线中产生的微分时间延迟是这样的，这些微分时间延迟值互相之间的关系大致是作为比率2^(n-1)的函数，其中n是1与N之间的整数。

22．按照权利要求11的设备，其中光学分析仪包括：

高速光电检测器，把调制在光载波上的信息信号转换成电信号；和

耦合到光电检测器输出端的电信号分析仪，用于测量因光信号中两个正交偏振分量之间微分时间延迟造成的电信号失真，并产生一个与微分时间延迟成正比的控制信号。

23．按照权利要求22的设备，其中电信号分析仪测量电信号中各个预定频率分量的强度，且其中控制信号是对带预定权重的测得的电频率分量强度求和而产生的。

24．按照权利要求22的设备，其中信号分析仪包括：

电子滤波器，用于有选择的衰减电信号中的频率分量；和

连接到电子滤波器输出端的电功率检测器，用于测量滤波后电信号的总光功率，并产生一个大致等于滤波后电信号总功率的控制信号。

25．按照权利要求11的设备，其中传输线上传送的光信号偏振态是在各个偏振态范围内被快速扫描，使得所有偏振态是在时间平均意义上以相同的概率被激发。

26．一种光传输系统，包括：

光发送器，发送一个光信号，经光纤传输线到达光接收器；

接收器，接收来自传输线的光信号，并在接收到的光信号分量可选互相正交偏振态之间产生一个微分时间延迟，所述接收器包括一个分析仪，其作用是产生一个控制信号，控制信号值正比于微分时间延迟值，所述接收器改变微分时间延迟值和两个正交偏振态的选择作为控制信号当前值的函数，如此进行直至控制值达到预定值。

27．按照权利要求26的系统，其中所述接收器包括可变双折射元件。

28．按照权利要求27的系统，其中可变双折射元件包括：

可变偏振变换器，把进入偏振变换器的光信号的两个选定的正交偏振分量变换成两个预定的正交偏振态；和

连接到偏振变换器输出端的微分时间延迟线，用于在所述两个预定偏振态之间产生一个可变微分时间延迟。

29．按照权利要求28的系统，其中可变双折射元件还包括：

连接到偏振变换器输出端的偏振分束器，用于把两个预定偏振分量分成两个空间分开的光路，其中可变微分延迟线连接到偏振分束器各自输出端，用于在两个预定偏振分量之间产生一个可变微分时间延迟；和

连接到可变微分延迟线输出端的偏振组合器，用于把所述预定微分延迟偏振分量组合成单个输出光信号的两个互相正交偏振态。

30．按照权利要求27的系统，其中可变双折射元件包括：

第一可变偏振变换器，把进入偏振变换器的光信号中两个选定正交偏振分量变换成两个可控制的可变正交偏振振态；

连接到第一偏振变换器输出端的第一固定双折射元件，用于在两个预定正交偏振分量之间产生第一预定微分时间延迟；

连接到第一固定双折射元件输出端的第二可变偏振变换器，把进入第二偏振变换器的光信号中两个选定偏振分量变换成两个可控制的可变正交偏振态；以及

连接到第二偏振变换器输出端的第二固定双折射元件，用于在两个预定正交偏振态之间产生第二预定微分时间延迟。

31．按照权利要求30的系统，其中在第一和第二固定双折射元件中的第一和第二微分时间延迟大致相等。

32．按照权利要求30的系统，其中第一和第二固定双折射元件是各自预定长度的双折射光纤。

33．按照权利要求26的系统，其中可变双折射元件包括N个串联连接的部分，其中N＞1，每个所述部分包括：

可变偏振变换器，把进入该偏振变换器的光信号中的两个选定的正交偏振分量交换成两个可控制的可变正交偏振态；和

连接到偏振变换器输出端的固定双折射元件，用于在两个预定正交偏振态之间产生一个预定微分时间延迟。

34．按照权利要求33的系统，其中在每个部分的固定双折射元件中产生的预定微分时间延迟大致互相相等。

35．按照权利要求28的系统，其中可变微分延迟线包括N个部分，其中N＞1，每个所述部分包括：

有两个输入端和两个输出端的可变光学耦合器，用于可控制的把进入耦合器一个输入端的光信号引向耦合器一个输出端；和

有连接到可变光学耦合器输出端的两个输入端和两个输出端的固定微分延迟线，用于在不同输入端进入延迟线的两个光信号之间产生一个预定微分时间延迟。

36．按照权利要求35的系统，其中每个部分的固定微分延迟线中产生的微分时间延迟大致相等。

37．按照权利要求35的系统，其中在固定微分延迟线中产生的微分时间延迟是这样的，这些微分时间延迟值互相之间的关系大致是作为比率2^(n-)的函数，其中n是1与N之间的整数。

38．按照权利要求26的系统，其中接收器还包括一个光学分析仪，此光学分析仪包括：

高速光电检测器，把调制在光学载波上的信息信号转换成电信号；和

耦合到光电检测器输出端的电信号分析仪，用于测量光信号中两个正交偏振分量之间因微分光学时间延迟造成的电信号失真，并产生一个正比于微分时间延迟的控制信号。

39．按照权利要求38的系统，其中电信号分析仪测量电信号的预定频率分量的强度，其中控制信号是对带预定权重的测得的电频率分量强度求和而产生的。

40．按照权利要求38的系统，其中电信号分析仪包括：

电子滤波器，用于有选择的衰减电信号中的频率分量；和

连接到电学滤波器输出端的电功率检测器，用于测量滤波后的电信号的总光功率，并产生一个大致等于滤波后电信号总功率的控制信号。

41．按照权利要求26的系统，其中传输线上传送的光信号偏振态是各个偏振态范围内被快速扫描，使得所有偏振态是在时间平均意义以相同的概率被激发。

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