CN1190827A

CN1190827A - 接收电路

Info

Publication number: CN1190827A
Application number: CN97114381A
Authority: CN
Inventors: 太田现一郎; 猪饲和则; 佐佐木冨士雄; 须藤浩章
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1996-12-27
Filing date: 1997-12-27
Publication date: 1998-08-19
Anticipated expiration: 2017-12-27
Also published as: EP0851605B1; EP0851605A2; US6044254A; EP0851605A3; CN1117438C; DE69730939T2; MY132988A; JPH10190538A; KR19980064761A; JP3657377B2; DE69730939D1

Abstract

一种接收电路包括:第一天线1;第二天线2;用于从相应天线接收的两路径信号中产生一和信号或差信号的单元10和11;提供延迟给该和或差信号产生单元的输出的单元12;用于相加地组合该延迟单元输出与不延迟路径信号的单元13;接收单元13的输出的所需波通过滤波单元14;接收单元14的输出的划分单元15;接收单元15的输出的正交检测单元16－19;和接收该正交检测单元的输出以从中提取基带信号的滤波单元20及21。

Description

接收电路

本发明涉及通信设备的一种接收电路，特别是涉及可获得接收信号强度超稳定度的接收电路。

通信设备的常规接收机大多数具有使用多个天线的空间分集功能，以便减少衰落的影响。

常规地，图9中所示的空间分集路径中的接收电路是已知的。下面参照图9叙述第一个常规实例的接收电路的结构和原理。

在图9中，接收的无线电波感应每个天线201及202中的高频信号。所感应的信号分别通过接收滤波器203和204，并提供给第一级接收放大器205及206，以便分别放大。这些输出提供给变频器207与208以便进行降频变换，变换为中频带信号。这些中频带信号通过消除不必要信号的滤波器209与210后加到中频放大器211与212。放大器211与212的输出通过只使所需频率的信号通过的信道滤波器213和214加到检测电路215与216。检测电路215及216的结果在比较电路217中相互比较；并且选择接收信号强度中的一个较强信号作为输出218。因此实现了分集功能。本机频率振荡器219提供本机振荡频率信号给公共的变频器207及208。

即，上述第一个常规例子是由彼此完全独立的两个接收电路的路径和一指定的公共本机信号电路构成，以便使信号纯洁和相位一致。通过选择或组合由这两个完全独立的接收电路解调的两个接收信号的路径而得到一个输出。

但是，在上述第一个常规例子的空间分集路径的接收电路中，不仅两个独立的接收电路消耗功率，而且它们的构成部件还增加设备的体积。另外，必须使两个接收电路的路径的性能彼此相同。因此，如图10所示的将上述第一个常规例子改进了的第二个常规例子已经知道了。图10表示的在JP-A-7-87057中公开的扩谱通信分集接收机，作为第二个常规例子。在图10中，扩谱通信分集接收机由天线313及314、滤波器315及316、放大器317及318、延迟电路319、组合电路320、匹配滤波器相关器321、鉴相器322、延迟电路323、组合电路324和数据解调器325构成。

天线313和天线314彼此分开λ/3或更大的距离，使得从天线313侧来的SS接收信号S5(t)与从天线314侧来的SS接收信号S6(t)之间基本上不相关。滤波器315和316消除除信号S5(t)和S6(t)之外的任何频带中的信号。放大器317和318放大信号S5(t)和S6(t)。

延迟电路319延迟放大器318的输出S8(t)，同时在条件τ≥PN码的一片长度时，延迟时间τ设置为τ≥τa，和τa表示对直接波有影响的反射波的最大延时。组合电路320组合放大器317的输出S7(t)和延迟电路319的输出S9(t-τ)。组合的SS接收信号在相关器321中参考PN码执行的相关操作基础上在时域中分开。

由延迟电路319给出延迟的理由是由组合电路320组合的在天线313侧接收的SS信号和在天线314侧接收的SS信号作为相关尖峰信号由相关器321在时域中分开，从而消除在天线313侧和天线314侧的SS信号之间的干扰。

然后，在天线313侧接收的SS信号中，当在直接波和反射波之间的延时的差异在PN码的一片长度内和在从相应接收信号的相关器输出的相关尖峰信号中载波之间的相位差为180°(反相)时，大部分组合的相关尖峰信号被抑制。但是，因为在天线314侧接收的SS信号与天线313侧接收的SS信号不相关，故得到具有独立参数的接收信号。例如，如果在相关尖峰信号中载波之间的上述相位差是0°(同相)，那么，组合的相关尖峰信号很难被抑制。

在这样的状态中，如果在把延迟(在此利用4片长度的PN码)给予天线314侧接收的SS信号的条件下执行组合，则防止了相关的尖峰信号被多路径抑制，因此可能改善接收的SS信号的S/N比，而且可能改善数据解调的性能。

另外，在这个常规例子中，相关器321的相关输出被延迟并且由鉴相器322检测，以便进一步改善数据解调的性能。然后，在鉴相器322中，在将通过具有一个数据比特T的延迟电路的信号与一个原始信号相乘之后执行检测，并且使相乘后的信号通过一个低通滤波器以便得一个输出。

这个延迟检测输出将基带的相关输出分为两部分。两部分之中的一部分在延迟电路323中被延迟，并且在组合电路324中与另一部分再组合。然后，所有的延迟电路设置为具有相等的延迟时间。组合电路324的输出加到数据解调器325。利用这个结构，分别在天线313侧和天线314侧接收的两个SS信号S10(t)和S11(t-2τ)由多路径抑制，并且它们的相关峰值的组合构成一个信号S12(t)，所以当相应信号的峰值分别是V₁和V₂时，其相关峰值为V₁+V₂。S/N比更加改善，使得可能改善数据解调的性能。

根据上述第二个常规例子，两个接收信号的路径在组合电路320和随后装置中构成单个路径，使得有效减少接收电路部件数。

但是，在上述第二个常规例子中，两个接收信号的路径之间载波本身的删除操作听其自然，使得组合电路320的输出，即匹配滤波器相关器321的输入信号具有很高概率被衰减。

下面参见图11A至11D说明此衰减的方面。图11A至11D表示在图10所示的第二个常规例子中分集效果的例子。图11A表示发送到这个接收机的扩谱通信信号的扩展信号与信息信号的乘积的所谓片信号。图11B表示在调制输出的情况下由接收机天线接收的信号，其中片信号作为例子被调制为4倍于载频用作调制波。图11B的一部分(b-1)表示由天线1接收的信号，而图11B的一部分(b-2)表示由天线2接收的信号。因为在第二个常规例子中天线1和天线2彼此分开载波波长的1/3或更长的距离，在此该距离被设置为一个波长，而相位差为2π。图11C表示将从天线1接收的信号路径即分支1的信号和从天线2接收的信号路径即分支2的信号利用差分放大器彼此相加即彼此相减。图11D表示根据第二个常规例子将分支1侧的信号与分支2侧的延迟信号简单组合的情况。

在图11A至11D中，为了使问题的说明清楚，假定由天线1及天线1中多路径衰落引起的到达波之间没有删除操作。从图11C了解：当分支的信号简单地相加或相减时，类似于由在天线端出现的多路径衰落产生的删除操作的信号的相加/删除操作在分支之间出现了，使得接收信号消失时的时候频繁发生有很高的概率。另外，从图11D了解，虽然通过延迟信号得到一些效果，信号消失的时候还如原来那样相当频繁。

相反，在第一个常规例子中，每个时刻从分支1和分支2选择接收条件优越的信号，或执行信号的自适应组合，以便消除在接收信号消失时的时候。因此，在第二个常规例子中不可能得到等于第一个常规例子的空间分集效果。

为了解决前述常规问题提出了本发明，且本发明的目的是提供一个可得到接收信号强度高稳定度的接收电路。

为了解决上述问题，根据本发明，提供了一个接收电路，该接收电路包括：从由相应天线接收的两路径的信号中产生一个和信号或一个差信号的装置；将延迟给予该和信号产生装置的输出或该差信号产生装置的输出的装置；相加地组合该延迟装置的输出与不延迟路径的信号的装置；用于接收该相加结合装置的输出的所需波通过滤波器装置；用于接收该所需波通过滤波器装置的输出的划分装置；用于接收该划分装置的输出的正交检测装置；和一个滤波装置，用于接收正交检测装置的输出以便从中提取基带信号，其中包括该相加组合装置的接收路径和其后面的装置构成一个路径。

利用这个配置，不仅可实现具有两个独立接收路径的类似于第一个常规例子中的空间分集功能，而且还可减小体积和功耗。

根据本发明的第一方面，提供了一个接收电路，该接收电路包括：第一天线；第二天线；从相应的天线接收的两个路径的信号中产生一和信号或一差信号的装置；提供延迟给该和信号产生装置的输出或该差信号产生装置的输出的装置；用于相加地组合该延迟装置的输出和不延迟路径的信号的装置；一个用于接收该相加组合装置的输出的所需波通过滤波器装置；一个用于接收该所需波通过滤波器装置的输出的划分装置；一个用于接收该划分装置的输出的正交检测装置；和一个用于接收该正交检测装置的输出以便从中提取基带信号的滤波装置，其中包括该相加组合装置的接收路径和其后面的装置构成一个路径。因此，得到可减小体积和功耗的效果。

根据本发明的第二方面，提供了按照本发明第一方面的一个接收电路，其中相减地组合该延迟装置的输出与不延迟路径的信号的装置提供于该相加地组合该延迟装置的输出与不延迟路径的信号的装置之处。因此，得到可减小来自电源路径的噪声或同种接收输入电路的失真的效果。

根据本发明的第三方面，提供了按照本发明第一方面的一个接收电路，该接收电路还包括一个由中频本地振荡信号源构成的中频变换装置，提供了频率变换混频器和中频带滤波器，其中用于相加地组合该延迟装置的输出与不延迟路径的信号的装置的输出或用于相减地组合该延迟装置的输出与不延迟路径的信号的装置的输出加到该中频变换装置，因而使包括该中频带级的接收路径和其后面的装置成为一个路径。因此，得到了在和信号产生或在差信号产生中所产生的相位误差的影响可减小的效果。

根据本发明的第四方面，提供了按照本发明的第一方面的一个接收电路，其中为从相应天线得到的两个路径的信号提供了单独的变频装置，以及从由在相应变频装置得到的两个路径的信号中产生一个和信号和一个差信号的装置提供于中频带，以便使包括该中频带级的接收路径和其后面的装置为一个路径。因此，不仅得到了基于电路接线长度的相位精度可由中频带规定的效果，而且可得到减小功耗的效果。

根据本发明的第五方面，提供了按照本发明第一方面的一个接收电路，其中提供了三个或更多个天线以构成三个或更多个分支，和依照来自三个或更多个路径的信号产生一个和信号和一个差信号的装置，以便提供：将延迟给予所有的但除和信号产生装置的输出或差信号产生装置的输出中的一个之外的装置；用于相加地或相减地组合该延迟装置的输出与不延迟路径的信号的装置，因而使包括该组合装置的接收路径和其后面的装置为一个路径。因此，得到可减小体积和功耗的效果。

图1是表示根据本发明第一个实施例的接收电路的配置图；

图2A至2F是说明根据本发明第一个实施例的操作的图；

图3A和3B是说明本发明第一个实施例的效果的图；

图4是表示根据本发明第二个实施例的接收电路的配置的图；

图5是说明本发明第二个实施例的效果的图；

图6是表示本发明第三个实施例的接收电路的配置的图；

图7是表示本发明第四个实施例的接收电路的配置的图；

图8是表示本发明第五个实施例的接收电路的配置的图；

图9是表示具有两个接收路径的第一个常规接收电路的配置的图；

图10是表示第二个常规接收电路的配置的图，其中简化了接收路径；和

图11A至11D是说明第二个常规接收电路的操作的图。

参照图1至8更详细地说明本发明的优选实施例。

(第一个实施例)：

图1表示本发明第一个实施例的接收电路的配置。在图1中，接收电路包括：用于空间分集的分支1的天线1；用于空间分集的分支2的天线2；一个滤波器3，用于接收由天线1得到的到达波信号和提取所需频带中的信号成份；一个滤波器4，用于接收由天线2得到的到达波信号和提取所需频带中的信号成份；一个放大器5，用于放大由滤波器3得到的所需频带信号；一个放大器6，用于放大由滤波器4得到的所需频带信号；用于划分分支1侧的所需频带信号为两个路径的装置7；用于划分分支2侧的所需频带信号为两个路径的装置8；用于将极性反向或以180°移相的装置9；用于组合来自划分装置7的信号与来自划分装置8的信号的装置10；用于组合来自将极性反向或以180度相移的装置9的信号与来自划分装置8的信号的装置11；用于接收和延迟组合装置11的输出的装置12；用于接收该组合装置10的输出和该延迟装置12的输出并且组合所接收的输出的装置13；一个滤波器装置14，用于接收组合装置13的输出并且将所接收的输出限制在所需信号频带内；用于接收滤波器装置14的输出并划分所接收的输出的装置15；构成一正交检测器的第一乘法器16；构成该正交检测器的第二乘法器17；一个分配器18，它包括一个π/2移相器以便提供一个相移给该正交检测器之一并馈送一个检测本机振荡信号给该正交检测器；一个馈送给该分配器18的本机振荡信号的信号源19；一个滤波器20，用于接收第一乘法器16的输出和提取一个基带信号；一个滤波器21，用于接收第二乘法器17的输出和提取一个基带信号；一个输出端22，从该端得到通过正交检测所得到的第一基带信号的输出；和一个输出端23，从该端得到通过正交检测所得到的第二基带信号的输出。

上述配置的操作将参照图2A至2F叙述。图2A和2B类似于图11A至11D。图2A表示称为所谓片的信号，该信号是发送到这个接收机的扩谱通信信号的扩展信号与信息信号的乘积。图2B通过举例表示在使用该片信号作为一个已调波和调制该片信号成为一个4倍的载频而得到一个调制输出的情况下由该接收机天线接收的信号。

图2B的部分(b-1)表示由天线1接收的信号，而图2B的部分(b-2)表示由天线2接收的信号。考虑到载波，天线1和天线2设置为1个波长，并使天线1与天线2之间的相位差φ为2π。图2C表示由天线1接收的接收路径即分支1的信号与由天线2接收的接收路径即分支2的信号之间进行相减的情况。图2D表示分支2侧的信号按照上述第二个常规例子被延迟，以便以简单的加法组合这个信号与分支1侧的信号的情况。图2C表示在由天线1接收的接收路径即分支1的信号与由天线2接收的接收路径即分支2的信号之间进行简单加法的情况。图2D表示进行简单减法的情况。图2D相应于图11C。图2E表示图2D中简单减法的结果被延迟一个片时间。图2F表示图2C和2E相加地组合。

而且在图2A至2F中，为了叙述清楚，假定在天线1和天线2中由多路径衰落引起的到达波之间无抵消操作。

从图2F可懂得，分支信号之间的抵消操作减少了，使得当信号消失的时候极大地减少了。这将以数字表示式说明。该数字表示式中的相应参数示于图3A和3B中。

图3A表示本发明第一个实施例中的参数，而图3B表示上述第二个常规例子中的参数。

参见作为和差延迟组合的本发明第一个实施例中的路径，和参见作为简单延迟组合的上述第二个常规例子中的路径。

分支1的不延迟和延迟信号分别以A和A(τ)表示，而分支2的不延迟与延迟信号分别以B及B(τ)表示，相应的组合中的输出可以下式表示：

(和-差延迟组合)＝A-B+{ A(τ)+B(τ)}

(简单延迟组合)＝A+B(τ)

首先，将检查第二个常规例子的简单延迟组合的输出变为零时的条件。

很清楚，如果分支1和分支2的幅度相等，该输出变为零，而在产生和信号时两个分支之间的相位差是180度。即，当建立下式时该输出端信号消失：

|A|＝|B(τ)|＝(|B|)

角(A)-角(B(τ))＝(2n+1)π。

A和B(τ)之间的相位差(2n+1)π是延迟时间τ与两分支之间相位差的和。因此，分支之间的相位根据实际的环境而多样变化，使得在高频中出现满足这个条件的时刻。

虽然可认为通过自适应地控制该延迟电路的延迟时间避免建立这个条件，但是在移动通信的移动情况下这样做几乎是不可能的。当考虑增加这种控制所要求的设备和功耗增加时，可判断这样的控制不实际。

接着，将确认当建立上述条件时本发明的路径中该信号是否消失。

和-差延迟组合在相同划分的分量上被认为是第二个常规例子中的分量，即A+B(τ)部分，和该独有分量，即A(τ)-B部分。在这个条件下，

与第二个常规例子中的分量相同的分量A+B(τ)→0，但是，本发明的独有分量：A(τ)-B→2A或2B(≠0)。因此，总共，

(和-差延迟组合)＝2A(≠0)。

因此懂得，即使在第二常规例子中输出信号消失的条件下，在本发明中可保证该输出信号不消失。

接着将考虑在本发明的路径中的特定条件下该输出是否消失。

即，和-差延迟组合变为零的情况可表示为：

(和-差延迟组合)＝A-B+A(τ)+B(τ)。

当载波以ω₀表示时，上述表示式可由以下表示式(1)表示。

A-B+A(τ)+B(τ)

＝A₀{cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)}+B₀{-cosω₀(t)

+cosω₀(t+τ)} ……(1)

式中A₀≥0，B₀≥0，

为了使这个表示式的值取零，则第一项和第二项必须互相抵消，或者第一和第二项同时都必须取零，只要A₀和B₀不为零。

首先，为了确认第一项和第二项是否互相抵消，通过合并同类项得到下面表示式(2)。

A₀{cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)}+B₀{-cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)}

＝(A₀-B₀)cosω₀(t)+(A₀+B₀)cosω₀(t+τ) .....(2)

为了在周期性的载波电平中使这个式(2)的值取零，即与时间t的值无关地取零，

(A₀-B₀)cosω₀(t)＝0，和与此同时，(A₀+B₀)cosω₀(t+τ)＝0。

因为第一项和第二项同时必须为零，而与时间t的函数的余弦值无关，

A₀-B₀＝0，和与此同时A₀+B₀＝0 ....(3)必须成立。

虽然A₀和B₀可单独取零，但它们同时取零是不可能的。这是因为在空间分集中它们是放置天线的房屋，所以A₀和B₀不同时取零。

即A₀+B₀＝0不成立。因此上面的式(3)不成立。

接着，将检查在式(1)中第一项和第二项单独取零的情况。然后，式(1)变换为用于检查的下式(4)。

A₀{cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)}+B₀{-cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)}

＝2A₀cosω₀(t+τ/2)cosω₀(τ/2)

+2B₀sinω₀(t+τ/2)sinω₀(τ/2) ...(4)然后，为了以与上述相同的方式使第一项和第二项同时取零，而与时间 t的函数的余弦或正弦值无关，

2A0cosω₀(τ/2)＝0和与此同时2B0sinω₀(τ/2)＝0 ....(5)必须成立。

因为天线的输入A₀或B₀可单独取零，上式(5)中第一项或第二项的幅度变为零有相当的可能性。然后，当幅度不为0的项取0时，

cosω₀(τ/2)＝0或sinω₀(τ/2)＝0 ....(6)必须成立。即，

ω₀(τ/2)＝(2n+1)π或ω₀(τ/2)＝2nπ ...(7)相加起来，

ω₀τ＝nπ

由此可懂得，可能只在该延迟电路中的延迟时间τ取180度相位差的整数倍相比于载频的值时该输出才消失。

但是，这很清楚，上式(1)不取零与天线1或天线2的安排无关或与当该延迟电路中的延迟时间τ不设置为任何180度相位差的整数倍相比于该载频的值时的多路径衰落的状态无关。

总之，在第二个常规例子中，该输出消失的条件包括天线1和天线2的安排或者多路径衰落的状态。因此设置该延迟电路的延迟时间为一个满意值几乎是不可能的。因此，在高频中该输出消失了。

另一方面，在本发明中，该输出消失的条件通过设定该延迟电路的延迟时间为180°相位差的一个整数倍相比于该载频的值而进行控制。因此，通过防止将这个延迟时间取180度相位差的整数倍相比于该载频的值则可完全避免上面讨论中的输出的消失。

因为该延迟电路的延迟时间可以片时间的单位设置，所以该片时间基本上与载频无关。而且，片时间比载频的周期长得多而使得对于载波周期的精度的恶化，即由180度相位差的整数倍的时间偏移量影响的同步精度的恶化几乎不产生，所以它是不重要的。

因此，可实现本发明延迟电路的延迟时间的所希望的设置，而对其它无任何影响。

从上面的描述中，与上述第一个常规例子相比，在本发明的第一个例子中，组合电路13的接收路径和其后面的装置可构成一个路径，因此很明显，能够获得这样的经济效益，即诸如减少相应于一个路径的电路部件、减小设备的体积、减小功耗、降低成本等等，并且在性能上，能够获得解决属于上述第二个常规例子的问题，即信号输出经常消失或衰减的效果。

(第二个实施例)：

图4表示按照本发明的第二个实施例的接收电路。在图4中，标号1至标号23的组成部分与图1所示的第一个实施例中的，除了标号110、111和113之外都相同。

本发明第二个实施例中的接收电路包括：装置110，用于相减地组合从装置7来的信号和从装置8来的信号，装置7用于划分分支1侧的所需频带信号为两个路径，装置8用于划分分支2侧的所需频带信号为两个路径；装置111，用于相减地组合从装置9来的信号和从装置8来的信号，装置9用于将极性反向或相移180度，装置8用于划分分支2侧的所需频带信号为两个路径；装置12，用于接收相减组合装置111的输出和延迟所接收的输出；和装置113，用于接收相减组合装置110的输出和延迟装置12的输出以及相减地组合所接收的输出。相减组合装置113的输出加到滤波器装置14，用于将输出限制到所需要的信号频带内。

根据本发明的第二个实施例构成的接收电路的操作将参照图5叙述。

图5表示噪声被混合入图4中的电源或信号线的状态。在图5中，n1表示混合入由空间分集的分支1的滤波器3、放大器5和划分装置7构成的组成部件的噪声；n2表示混合入由空间分集的分支2的滤波器4，放大器6和划分装置8构成的组成部件的噪声；n3表示混合入组合装置110和其信号路径的噪声；和n4表示混合入组合装置111和其信号路径的噪声。

因为划分装置7的输出中的噪声是n1和划分装置8的输出中的噪声是n2，所以在相减组合装置110的输出中出现的噪声如下：

n1-n2+n3。

类似地，在相减组合装置111的输出中出现的噪声如下：

n1-n2+n4。

因为极性反向装置9放置在图5电路中靠近划分装置7的输出端的位置，所以认为噪声n1也出现在极性反向装置9的输出端。

因此，出现在用于接收相减组合装置110的输出和相减组合装置111的输出的组合电路113的输出中的噪声作为差动输入如下：

(n1-n2+n3)-(n1-n2+n4)。

然后，如果由于分支1和分支2的电路在几何上等效或任何其它理由，而使它们对于噪声处在相同的条件下，

n1＝n2和n3＝n4成立。

则组合电路113的输出为：

(n1-n2+n3)-(n1-n2+n4)＝(n1-n1)+(-n2+n2)

+(n3-n4)＝0

即，在根据本发明的第二个实施例结构中，很明显混合在该设备内部的噪声可被抵消，以使若分支的安排和结构相同则该噪声可减少。

因此，即使两个路径的分支信号通过单个信号处理路径也可能得到减少从邻近混合入的噪声的效果。

(第三个实施例)：

图6表示根据本发明第三实施例的一个接收电路。在图6中，标号1至标号23的组成部件与图4所示的第二个实施例中的组成部件相同。在本发明的第三个实施例中，一中频带本机振荡信号源24、用于接收相减组合装置113的输出和上述中频带本机振荡信号的一变频混合器25、和一中频带滤波器114加到上述第二个实施例的结构中。

在本发明的上述第一或第二个实施例中，分支之间相加和相减组合的和延迟的信号直接地加到射频频带的一个正交检测器。但是，在这个路径中，正交检测器和后面的装置必须起着信道滤波器的作用。这是因为靠近天线1和2的滤波器3和4必须通过所有频率信道，因此，它们不能构成只用于通过所需频率信道的滤波器。

即，要求到该正交检测器的所有电路具有通过所有信道的宽带性能，到正交检测器的本机振荡信号源19必须根据所需信道频率转换，而且要求该检测器及其后面的滤波器20、21等具有在宽范围中消除相邻波的功能。

另外，由于相邻波等原因，该电路动态范围中饱和状态的产生率增加了，所谓的信号抑制出现在所需信道的信号中。

在本发明的第三个实施例中，通过提供中频变换装置保持信道滤波功能，该中频变换装置由中频带本机振荡信号源24、频率变换混合器25和中频带滤波器14构成，因此消除了要求后面的电路诸如该正交检测器等具有信道滤波功能的缺点。通过转换中频带本机振荡信号源24的频率，所需的信道信号很容易调谐在中频带，使得能够通过只具有单个信道宽度的中频带滤波器114建立信道滤波功能。

因此，后面的电路，如用于该正交检测器的电路可只具有窄带性能以便通过一单信道。因此，用于该检测器和后面的装置的本机振荡信号源19可做成具有一个固定频率，而在该检测器后面的滤波器20、21等可只具有窄范围的通带。另外，减少了由所需波等引起的电路动态范围中饱和状态的发生，使得能够获得减少对所需信道的信号的信号抑制的效果。

(第四个实施例)：

图7表示本发明第四个实施例中接收电路的配置。在图7中，标号1至23的组成部件与图4中所示的第二个实施例中的相同。

在本发明的第四个实施例中，一个中频带本机振荡信号源24、一个用于接收放大器5的输出和上述中频带本机振荡信号的频率变换混合器25、一个用于接收放大器6的输出和上述中频带本机振荡信号的频率变换混合器26、一个用于接收上述中频带本机振荡信号并将其输出提供给频率变换混合器25的放大器27和一个用于接收上述中频带本机振荡信号并将其输出提供给频率变换混合器26的放大器28，加到本发明的上述第二个实施例的配置中。

在本发明的第一、第二或第三个实施例中，产生相应分支信号的和及差的频带是在射频频带中。因此，当射频是例如1GHz时，分支之间的电路接线长度的差必须设置为1.67mm或更少，以便使分支之间的相位差为3度或更少。即，设计电路接线的自由度极大地减少了。同时，由于温度变化或类似原因，部件性能变化中要求有严格的限制。

为了解决第一至第三个实施例中这样的问题，本发明的第四个实施例设计为在降低相应分支信号到中频带之后，得到和与差信号。

在图7中，用于放大分支1所接收信号的放大器5的输出提供给频率变换混合器25，并且变换为中频。用于放大分支2所接收信号的放大器6的输出提供给频率变换混合器26，并且变换为该中频。频率变换混合器25和26分别通过放大器27及28从中频带本机振荡信号源24接收中频带本机振荡信号。通过转换中频带本机振荡频率可从中频带本机振荡信号源24中选择所需的信道。

频率变换混合器25的输出提供给用于划分该输出为两个路径的装置7，同时频率变换混合器26的输出提供给用于划分该输出为两个路径的装置8。后续的操作与上述第二个实施例相同。虽然本发明的第二个实施例中从划分装置7和8至正交检测器的乘法器16和17的所有装置是在射频带中，但是，在本发明的第四个实施例中它们是在中频带中。

因此，可根据该中频规定相位精度，该相位精度取决于用于产生和与差信号的电路以及用于极性反向或信号延迟的电路的接线长度。

假定该中频是100MHz，如果该电路接线长度设置为16.7mm或更小，则它可很好地工作，以便使和与差信号之间的相位差不大于3度。因此，设计电路接线的自由度具有十倍于射频带情况的容忍度那样大的容忍度。另外，因为从划分装置7及8至该正交检测器的乘法器16及17的所有装置可能在中频带中，另一种效果是半导体器件容易设计而且功耗可大规模地减少。

(第五个实施例)：

图8表示本发明第五个实施例中接收电路的配置。在图8中，标号13至标号23的组成部件与图1中所示的第一个实施例中的相同。另外，参考符号1至参考符号12的组成部件也与本发明第一个实施例中的相同，其中除在该接收电路中提供的尾标之外。

在本发明的第五个实施例中，设计本发明第一个实施例中参考符号1至12的组成以便具有多个组成部件。即，提供了用于空间分集的相应分支的天线1a、1b和1c；用于接收由天线1a、1b和1c得到的到达波信号并且提取所需频带中的信号分量的滤波器3a、3b和3c；用于放大由滤波器3a、3b和3c得到的所需频带信号的放大器5a、5b和5c；用于划分从相应分支来的所需频带信号为三个路径的装置7a、7b和7c；用于将极性反向或将相位偏移180度的装置9a、9b和9c；用于组合从划分装置7a、7b和7c之中的一个得到的信号与从多个极性反向或180度相移装置9a、9b和9c中的二个相移装置所得到的信号的装置11a、11b和11c；用于接收组合装置11b的输出并且将该接收的输出延迟τ的装置12b；以及用于接收组合装置11c的输出并且将该接收的输出延迟2τ的装置12c。

这样构成的本发明第五个实施例中的接收电路的操作将参照图8叙述。

当分支1的信号以A1表示，分支2的信号以A2表示和分支3的信号以A3表示时，组合电路11a、11b和11c的输出分别以下式表示：

(组合电路11a的输出)＝A1+A2-A3

(组合电路11b的输出)＝-A1+A2+A3

(组合电路11c的输出)＝A1-A2+A3

当由延迟电路12b延迟的信号以附加一个尾标(τ1)表示，由延迟电路12c延迟的信号以附加一个尾标(τ2)表示时，则组合电路13的输出以下式(9)和(10)表示。

(组合电路的输出)＝A1+A2-A3-A1(τ1)+A2(τ1)

+A3(τ1)+A1(τ2)-A2(τ2)+A3(τ2)......(9)

＝{A1-A1(τ1)+A1(τ2)}+{A2

+A2(τ1)-A2(τ2)}+{A3

+A3(τ1)+A3(τ2)} ......(10)

式(9)意味着在各分支的组合中延迟量是相同的任何组中只有一组的极性被反向，即，其相位偏移180度，并且和组不同的分支其极性被反向，即其相位偏移180度。

这意味着防止分支1、2和3的信号在被组合为一单信号时出现消失。

式(10)意味着在相同分支中的信号经受多个延迟然后组合使得信号消失的情况，如果分支执行不同地加与减的组合，可防止所有分支信号消失。

使用数字表示式这就清楚了。

类似于两个分支的情况，在本发明的第五个实施例中它检查在特定条件下输出是否消失。

即，当和-差延迟组合取零时，假定载频以ω₀表示，则上述式(10)可以下式(11)表示：

{A1-A1(τ1)+A1(τ2)}+{A2+A2(τ1)A2(τ2)}

+{-A3+A3(τ1)+A3(τ2)}

＝A₀₁{cosω₀(t)-cosω₀(t+τ)+cosω₀(t+2τ)}

+A₀₂{cosω₀(t)+cosω₀(t+τ) cosω₀(t+2τ)}

+A₀₃{-cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)+cosω₀(t+2τ)}

＝0 ......(11)

式中A₀₁≥0，A₀₂≥0，A₀₃≥0为了使这个式子的值取零，第一、第二和第三项必须互相抵消，或者同时为零，只要A₀₁、A₀₂、A₀₃不为零。

首先，为了确认第一、第二和第三项是否互相抵消，式(10)可由通过合并同类项得到的下式(12)表示。

{A1-A1(τ1)+A1(τ2)}+{A2+A2(τ1)-A2(τ2)}+{-A3+A3(τ1)+A3(τ2)}

＝(A₀₁+A₀₂-A₀₃)cosω₀(t)+(-A₀₁+A₀₂+A₀₃)cosω₀(t+τ)

+(A₀₁-A₀₂+A₀₃)cosω₀(t+2τ)

＝0 ......(12)为了使这个式在周期性的载波电平中取零，即与时间 t的值无关地取零，

(A₀₁+A₀₂-A₀₃)cosω₀(t)＝0同时，(-A₀₁+A₀₂+A₀₃)cosω₀(t+τ)＝0，以及同时，(A₀₁-A₀₂+A₀₃)cos(ω₀(t+2τ)＝0必须成立。

因为第一、第二和第三项必须同时与为时间 t的函数的余弦值无关地取零，

A₀₁+A₀₂-A₀₃＝0，同时，-A₀₁+A₀₂+A₀₃＝0，以及同时，A₀₁-A₀₂+A₀₃＝0 .....(13)必须成立。

建立式(13)的必要条件是：

A₀₁+A₀₂+A₀₃＝0。

虽然A₀₁、A₀₂和A₀₃可单独地取零，因为它们是绝对值，但是它们同时取零是不可能的。这是因为它是安排天线的空间分集中的房屋，使得这些值不能同时取零。因此，A₀₁+A₀₂+A₀₃＝0不成立。

接着，将检查式(11)中第一、第二和第三项单独地取零的情况。然后，式(11)被变换为用于检查的下式(14)。

A₀₁{cosω₀(t)-cosω₀(t+τ)+cosω₀(t+2τ)}

+A₀₂{cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)-cosω₀(t+2τ)}

+A₀₃{-cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)+cosω₀(t+2τ)}

＝A₀₁(cosω₀(t+τ)cosω₀(τ/2)+1/2{sinω₀(t+τ/2)

+sinω₀(t+3τ/2)}sinω₀(τ/2))+A₀₂(cosω₀(t+τ/2)

cosω₀(τ/2)+1/2{sinω₀(t+τ)+sinω₀(t+3τ/2)}

sinω₀(τ/2))+A₀₃(cosω₀(t+3τ/2)cosω₀(τ/2)+1/2

{sinω₀(t+τ/2)+sinω₀(t+τ)}sinω₀(τ/2))

＝A₀₁{cosω₀(t+τ)cosω₀(τ/2)+sinω₀(t+τ)sinω₀(τ/2)

cosω₀(τ/2)}+A₀₂{cosω₀(t+τ/2)cosω₀(τ/2)+sinω₀

(t+5τ/4)sinω₀(τ/2)cosω₀(τ/2)}+A₀₃{cosω₀(t+3τ/2)

cosω₀(τ/2)+sinω₀(t+3τ/4)sinω₀(τ/2)cosω₀(τ/2)}

＝cosω₀(τ/2)(A₀₁{cosω₀(t+τ)+sinω₀(t+τ)sinω₀(τ/2)}

+A₀₂{cosω₀(t+τ/2)+sinω₀(t+5τ/4)sinω₀(τ/2)}

+A₀₃{cosω₀(t+3τ/2)+sinω₀(t+3τ/4)sinω₀(τ/2)} ....(14)

为了使上述式(14)的第一至第三项的值在同时与时间 t的函数余弦或正弦的值无关地取零，

cosω₀(τ/2)＝0 ....(15)

τ/2＝(2n+1)π即，τ＝nπ ...(16)很清楚，只有在该延迟电路中的延迟时间τ取180度相位差的整数倍相比于该载频的值时该输出才可能消失。

但是，这很清楚，上式(14)即上式(11)不是与天线1、天线2和天线3的安排或者多路径衰落的状态无关地取零，除非该延迟电路中的延迟时间τ被设置为任何180度相位差的整数倍相比于该载频的值。

从上面的叙述已清楚，本发明第五个实施例中的接收电路执行与本发明的上述第一个实施例中接收电路基本上相同的操作。因此，很清楚，本发明的空间分集效果可在本发明第五个实施例的配置中也可在提供三个或更多个天线或者分支的情况中显示出。

与本发明的上述第一个实施例比较，在本发明的第五个实施例的接收电路中，组合电路13的接收路径和其后面的装置可构成一个路径而不管分支数量的增加，以便改善空间分集效果。结果，由于空间分集效果更加改善，可期望本发明第五个实施例中的接收电路具有比本发明第一个实施例中的接收电路更高的效果。

虽然在本发明第一个实施例的接收电路的基础上已叙述了本发明第五个实施例中接收电路的配置与操作，但是即使在本发明第二个实施例的接收电路的基础上进行叙述，该配置和操作也可用非常相同的方式叙述。

从上面的叙述已清楚，根据本发明，该接收电路包括：用于从通过各个天线接收的两个路径的信号中产生一和信号或差信号的装置；提供延迟给和信号产生装置的输出或差信号产生装置的输出的装置；用于相加地组合该延迟装置的输出与不延迟路径的信号的装置；用于接收相加组合装置的输出的所需波通过滤波器装置；用于接收该所需波通过滤波器输出的划分装置；用于接收该划分装置输出的正交检测装置；和用于接收该正交检测装置的输出以便从中提取基带信号的滤波装置，其中包括相加组合装置的接收路径和其后面的装置构成一个路径。因此，不仅可实现类似于单独地具有两个接收路径的第一个常规例子的空间分集功能，而且可减小体积及功耗。

Claims

1一个接收电路，包括：

第一天线；

第二天线；

从所述相应天线接收的两个路径的信号中产生一和信号或一差信号的装置；

给所述和信号产生装置的输出或所述差信号产生装置的输出提供延迟的装置；

相加地组合所述延迟装置的输出与不延迟路径的信号的装置；

接收所述相加组合装置输出的所需波通过滤波装置；

接收所述所需波通过滤波装置输出的划分装置；

接收所述划分装置输出的正交检测装置；和

接收所述正交检测装置的输出以便从中提取基带信号的滤波装置；

其中包括所述相加组合装置的所述接收路径和其后面的装置构成一个路径。

2.根据权利要求1所述的接收电路，其中，提供用于相减地组合所述延迟装置的输出与不延迟路径的信号的装置代替该相加地组合所述延迟装置的输出与不延迟路径的信号的输出的所述装置。

3.根据权利要求1所述的接收电路，还包括：中频变换装置，该中频变换装置由中频本机振荡信号源构成，提供了一个频率变换混合器和一个中频带滤波器，其中相加地组合所述延迟装置的输出与不延迟路径的信号的所述装置的输出或者相减地组合所述延迟装置的输出与不延迟路径的信号的所述装置的输出被提供给所述中频变换装置，因而使包括该中频带级的该接收路径与其后面的装置为一个路径。

4.根据权利要求1所述的接收电路，其中各个频率变换装置提供给从所述各个天线得到的所述两个路径的信号，从所述相应频率变换装置得到的所述两个路径的信号中产生一和信号和一差信号的所述装置提供于一中频带，因而包括该中频带级的该接收路径和其后面装置为一个路径。

5.根据权利要求1所述的接收电路，其中提供了三个或更多个天线构成三个或更多个分支，和用于对来自三个或更多个路径的信号产生一和信号与一差信号的装置，使得提供延迟给除所述和信号产生装置的输出或所述差信号产生装置的输出的一个之外的所有输出的装置，用于相加地或相减地组合所述延迟装置的输出与不延迟路径的信号的装置都已提供，因而使包括所述组合装置的该接收路径与其后面的装置为一个路径。