JPS61234143A - 受信回路 - Google Patents
受信回路Info
- Publication number
- JPS61234143A JPS61234143A JP60074754A JP7475485A JPS61234143A JP S61234143 A JPS61234143 A JP S61234143A JP 60074754 A JP60074754 A JP 60074754A JP 7475485 A JP7475485 A JP 7475485A JP S61234143 A JPS61234143 A JP S61234143A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- band
- filters
- frequency
- pass filter
- receiving circuit
- Prior art date
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- Pending
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- Small-Scale Networks (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
この発明は、伝送路上での複数のＦＳＫ変調波の衝突を
検出する衝突検出手段を備えた受信回路に関する。
検出する衝突検出手段を備えた受信回路に関する。
従来より、ローカルエリアネットワーク（ＬＡＮ）の伝
送方式の一つとして、Ｃ８ＭＡ／ＣＤ （Ｃａｒｒｉｅ
ｒ ５ｅｎｓｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ
、／Ｃｏ１１ｉｓｉｏｎ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｓ
ｉｓｊｅｍ ）が知られている。この方式は、ネットワ
ーク上でデータが衝突した時に、送信局自身がその衝突
を検知し伝送路が空くのを待つ方式である。最近では伝
送路をより効率良く使用するために、上記方式をブロー
ドバンドネットワークで実現するための各種の試みがな
されている。その一つとして本出願人は、先ζ伝送路上
での信号衝突をビート信号のレベルによって検出する方
式を提案した。
送方式の一つとして、Ｃ８ＭＡ／ＣＤ （Ｃａｒｒｉｅ
ｒ ５ｅｎｓｅ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ
、／Ｃｏ１１ｉｓｉｏｎ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ Ｓ
ｉｓｊｅｍ ）が知られている。この方式は、ネットワ
ーク上でデータが衝突した時に、送信局自身がその衝突
を検知し伝送路が空くのを待つ方式である。最近では伝
送路をより効率良く使用するために、上記方式をブロー
ドバンドネットワークで実現するための各種の試みがな
されている。その一つとして本出願人は、先ζ伝送路上
での信号衝突をビート信号のレベルによって検出する方
式を提案した。
この方式は、２つのモデムから同一伝送路上に出力され
た２つの信号が、ピットデータの食違う期間に、２つの
周波数差に起因したビートを生じさせることを利用した
ものである。即ち、衝突したＦＳＫ変調波の振幅が互い
に等しく、かつ変調指数Δ−０，５（ＭＳＫ）の時には
、ビットデータが異なる期間中に、振幅が２倍または０
になる瞬間が必ず存在する。また、Δ−１の時には、振
幅が２倍になる瞬間とＯになる瞬間とをがならず有する
。したがって、これらの瞬間を検出することによって衝
突検出を行うことができる。
た２つの信号が、ピットデータの食違う期間に、２つの
周波数差に起因したビートを生じさせることを利用した
ものである。即ち、衝突したＦＳＫ変調波の振幅が互い
に等しく、かつ変調指数Δ−０，５（ＭＳＫ）の時には
、ビットデータが異なる期間中に、振幅が２倍または０
になる瞬間が必ず存在する。また、Δ−１の時には、振
幅が２倍になる瞬間とＯになる瞬間とをがならず有する
。したがって、これらの瞬間を検出することによって衝
突検出を行うことができる。
ところで、従来、このような衝突検出機能とＦＳＫ復調
機能とを備えた受信回路として第６図に示す回路が使用
されていた。
機能とを備えた受信回路として第６図に示す回路が使用
されていた。
即ち、伝送路から入力されたＲＦ倍信号ＦＳＫ変調波）
は、増幅器１で増幅され、帯域通過フィルタ２で緩い帯
域制限を受けた後、利得制御可能な増幅器３で増幅され
る。この信号は、局部発振器４を有する混合器５でＩＦ
倍信号周波数変換される。さらに、このＩＦ倍信号、５
ＡＷ（弾性表面波）フィルタ６で雑音成分が抑圧され、
識別回路（ディスクリミネータ）８へと出力される。識
別回路８は、ＬＣで構成された２つの帯域通過フィルタ
を含み、入力されたＩＦ倍信号周波数弁別するとともに
包絡線検波する。この検波信号は、比較器９によって比
較され、この比較出力がＦＳＫ＠調信号ＲＸＤとしてア
ンドゲート１０を介して出力される。
は、増幅器１で増幅され、帯域通過フィルタ２で緩い帯
域制限を受けた後、利得制御可能な増幅器３で増幅され
る。この信号は、局部発振器４を有する混合器５でＩＦ
倍信号周波数変換される。さらに、このＩＦ倍信号、５
ＡＷ（弾性表面波）フィルタ６で雑音成分が抑圧され、
識別回路（ディスクリミネータ）８へと出力される。識
別回路８は、ＬＣで構成された２つの帯域通過フィルタ
を含み、入力されたＩＦ倍信号周波数弁別するとともに
包絡線検波する。この検波信号は、比較器９によって比
較され、この比較出力がＦＳＫ＠調信号ＲＸＤとしてア
ンドゲート１０を介して出力される。
一方、増幅器７の出力は、包絡線検波回路１１にも与え
られており、この包絡線検波回路１１の出力のレベルが
比較器１２．１３によって、２倍の振幅レベル近傍およ
び０レベル近傍と比較され、オアゲート１４を介して衝
突検出信号ＣＰ＠得るものとなっている。なお、包絡線
検波回路１１の出力は、比較器１５にも与えられている
。この比較器１５は、伝送路にキャリアが存在するか否
かを検出するための比較器であり、その出力は、アンド
ゲート１０の他方の入力に入力されている。したがって
、アンドゲート１０からは伝送路にキャリアが存在する
ときのみＦＳＫ＃１１調信号が出力されるこのように構
成された従来の上記受信回路は、ＬＣフィルタを用いた
識別回路８を比較的安価に得ることがでることから、シ
ステム全体を安価に構成できると期待されていた。
られており、この包絡線検波回路１１の出力のレベルが
比較器１２．１３によって、２倍の振幅レベル近傍およ
び０レベル近傍と比較され、オアゲート１４を介して衝
突検出信号ＣＰ＠得るものとなっている。なお、包絡線
検波回路１１の出力は、比較器１５にも与えられている
。この比較器１５は、伝送路にキャリアが存在するか否
かを検出するための比較器であり、その出力は、アンド
ゲート１０の他方の入力に入力されている。したがって
、アンドゲート１０からは伝送路にキャリアが存在する
ときのみＦＳＫ＃１１調信号が出力されるこのように構
成された従来の上記受信回路は、ＬＣフィルタを用いた
識別回路８を比較的安価に得ることがでることから、シ
ステム全体を安価に構成できると期待されていた。
しかしながら、実際上は、識別回路のフィルタをＬＣで
構成しているため、その調整が面倒であるという不具合
があった。また、特に上記のように周波数弁別に使用さ
れる場合には、比較的シビアな周波数安定性も要求され
るので、従来の回路では要求される特性を満たすのが難
しかった。
構成しているため、その調整が面倒であるという不具合
があった。また、特に上記のように周波数弁別に使用さ
れる場合には、比較的シビアな周波数安定性も要求され
るので、従来の回路では要求される特性を満たすのが難
しかった。
本発明は、かかる問題に基づきなされたものであり、そ
の目的とするところは、ＦＳＫ復調器と、衝突検出回路
とを備えた受信回路にあって、高安定でしかもコスト低
減を図り得る受信回路を提供することにある。
の目的とするところは、ＦＳＫ復調器と、衝突検出回路
とを備えた受信回路にあって、高安定でしかもコスト低
減を図り得る受信回路を提供することにある。
（発明の概要）
本発明は、周波数弁別のための第１および第２の帯域通
過フィルタを有するＦＳＫ変調手段と、ＦＳＫ変調波を
上記第１および第２の帯域通過フィルタの合成透過特性
を有する第３のの帯域通過フィルタを通して包絡線検波
し、該検波出力のレベルからビート信号、すなわち伝送
路の複数の信号の衝突を検出する衝突検出回路とを備え
た受信回路において、前記第１および第２の帯域通過フ
ィルタを電気機械式フィルタで構成するとともに、前記
第３の帯域通過フィルタを、前記第１および第２の帯域
通過フィルタの各透過出力を加算する加算器で等価的に
構成したことを特徴としている。
過フィルタを有するＦＳＫ変調手段と、ＦＳＫ変調波を
上記第１および第２の帯域通過フィルタの合成透過特性
を有する第３のの帯域通過フィルタを通して包絡線検波
し、該検波出力のレベルからビート信号、すなわち伝送
路の複数の信号の衝突を検出する衝突検出回路とを備え
た受信回路において、前記第１および第２の帯域通過フ
ィルタを電気機械式フィルタで構成するとともに、前記
第３の帯域通過フィルタを、前記第１および第２の帯域
通過フィルタの各透過出力を加算する加算器で等価的に
構成したことを特徴としている。
本発明によれば、周波数弁別の為の２つの帯域通過フィ
ルタを電気機械式フィルタ、例えばＳＡＷフィルタで構
成するようにしているので、これら２つの帯域通過フィ
ルタに関しては、全くの無調整化が可能であり、しかも
その特性が極めて安定であるという利点を有する。
ルタを電気機械式フィルタ、例えばＳＡＷフィルタで構
成するようにしているので、これら２つの帯域通過フィ
ルタに関しては、全くの無調整化が可能であり、しかも
その特性が極めて安定であるという利点を有する。
また、第３の帯域通過フィルタについては、上記２つの
フィルタの出力の加算出力を等価的に上２第３の帯域通
過フィルタの透過出力とするようにしている。したがっ
て、この発明では、実際上２つのフィルタで３つのフィ
ルタの機能を得ることが可能であるので、これによって
必要な部品点数を削減するこができる。
フィルタの出力の加算出力を等価的に上２第３の帯域通
過フィルタの透過出力とするようにしている。したがっ
て、この発明では、実際上２つのフィルタで３つのフィ
ルタの機能を得ることが可能であるので、これによって
必要な部品点数を削減するこができる。
このように、部品点数の削減が可能で、しかも完全無調
整化が図れることは、受信回路を１チツプ化するうえで
極めて有利であり、これによってさらにコストの低減を
図ることができる。
整化が図れることは、受信回路を１チツプ化するうえで
極めて有利であり、これによってさらにコストの低減を
図ることができる。
以下、図面を参照しながら、本発明の一実施例について
説明する。
説明する。
第１図は、本発明の一実施例に係る受信回路である。
すなわち、伝送路を介して伝送されたＲＦ倍信号ＦＳＫ
変調波）は、ＲＦ倍信号増幅する増幅器２１で伝送路で
の減衰を補償された後、ＬＣの帯域通過フィルタ２２で
緩い帯域制限を受ける。この帯域通過フィルタ２２は、
比較的ラフなもので良く、したがって厳格な周波数安定
性を要求されない。
変調波）は、ＲＦ倍信号増幅する増幅器２１で伝送路で
の減衰を補償された後、ＬＣの帯域通過フィルタ２２で
緩い帯域制限を受ける。この帯域通過フィルタ２２は、
比較的ラフなもので良く、したがって厳格な周波数安定
性を要求されない。
帯域通過フィルタ２２を通過した信号は、受信利得の調
整を兼ねた増幅器２３で所定のレベルに増幅される。さ
らに、上記増幅器２３で増幅された信号は、混合器２４
において局部発振器２５からの発振出力と混合され、Ｉ
Ｆ倍信号周波数変換される。このＩＦ倍信号、第２図に
示すように、マークデータの部分での周波数がｆｌ、ス
ペースデータの部分での周波数がｆ２の信号であり、こ
れはＳＡＷフィルタ２６に入力されている。このＳＡＷ
フィルタは、周波数ｆ１近傍の周波数成分のみを通過さ
せる第１の帯域通過フィルタ２６ａと、周波数ｆ２近傍
の周波数成分のみを通過させる第２の帯域通過フィルタ
２６ｂとを同一基板上で、位相特性および群遅延特性を
一定にすべく形成されたものである。
整を兼ねた増幅器２３で所定のレベルに増幅される。さ
らに、上記増幅器２３で増幅された信号は、混合器２４
において局部発振器２５からの発振出力と混合され、Ｉ
Ｆ倍信号周波数変換される。このＩＦ倍信号、第２図に
示すように、マークデータの部分での周波数がｆｌ、ス
ペースデータの部分での周波数がｆ２の信号であり、こ
れはＳＡＷフィルタ２６に入力されている。このＳＡＷ
フィルタは、周波数ｆ１近傍の周波数成分のみを通過さ
せる第１の帯域通過フィルタ２６ａと、周波数ｆ２近傍
の周波数成分のみを通過させる第２の帯域通過フィルタ
２６ｂとを同一基板上で、位相特性および群遅延特性を
一定にすべく形成されたものである。
これら２つの帯域通過フィルタ２６ａ 、 ２６ｂの透
過出力は、第２図に示すように、いずれか一方のみの周
波数成分を通過したものとなっている。これらの透過出
力は、それぞれ増幅器２７．２８を介して包絡線検波回
路２９．３０に入力されている。第２図に示す各包絡線
検波回路２９．３０の出力ＥＮＶ１゜ＥＮＶ２は、比較
器３１で比較される。これによって第２図に示すような
ディジタル的な復調出力ＲＸＤを得ることができる。以
上がＦＳＫ復調系の主たる構成である。
過出力は、第２図に示すように、いずれか一方のみの周
波数成分を通過したものとなっている。これらの透過出
力は、それぞれ増幅器２７．２８を介して包絡線検波回
路２９．３０に入力されている。第２図に示す各包絡線
検波回路２９．３０の出力ＥＮＶ１゜ＥＮＶ２は、比較
器３１で比較される。これによって第２図に示すような
ディジタル的な復調出力ＲＸＤを得ることができる。以
上がＦＳＫ復調系の主たる構成である。
一方、この受信回路は、同時に伝送路上での衝突検出も
行っている。すなわち、２つの帯域通過フィルタ２６ａ
、 ２６ｂの透過出力は、加算器３２に導かれている
。この加算器３２では、第２図に示す各帯緘通過フィル
タの透過出力が加算されるので、同図に示すＩＦ倍信号
ら余分な雑音成分を抑圧した信号が出力される。したが
って、この加算器３２で等価的にで１〜ｆ２の透過特性
を有する第３の帯域通過フィルタを構成していることに
なる。この加算器３２の出力は、２つの帯域通過フィル
タ２６ａ 、 ２６ｂの通過時の減衰を補償するための
増幅器３３によって増幅される。
行っている。すなわち、２つの帯域通過フィルタ２６ａ
、 ２６ｂの透過出力は、加算器３２に導かれている
。この加算器３２では、第２図に示す各帯緘通過フィル
タの透過出力が加算されるので、同図に示すＩＦ倍信号
ら余分な雑音成分を抑圧した信号が出力される。したが
って、この加算器３２で等価的にで１〜ｆ２の透過特性
を有する第３の帯域通過フィルタを構成していることに
なる。この加算器３２の出力は、２つの帯域通過フィル
タ２６ａ 、 ２６ｂの通過時の減衰を補償するための
増幅器３３によって増幅される。
ところで、いま、伝送路上で第３図に示すような搬送波
の周波数を同じくする２つの信号の衝突が起ったと仮定
する。この時の各ＩＦ倍信号Ｆｓ。
の周波数を同じくする２つの信号の衝突が起ったと仮定
する。この時の各ＩＦ倍信号Ｆｓ。
ＩＦ２が第３図に示すように波高値をａとする信号であ
るとすると、伝送路上で合成され、帯域制限を受けて増
幅器３３から出力される信号は、同図ＩＦＳに示すよう
な波形となる。すなわち、この信号ＩＦＳは、２つの信
号ＩＦ１．１Ｆ２のごットデータが一致している時は、
その包絡線のレベルが一定で、ビットデータが一致して
いないときはビートが生じるのでｔ’ｔ−ｆ２の周波数
でその包絡線が変動する。この合成波形ＩＦＳの包絡線
のレベルＡは、両信号ＩＦ１．１Ｆ２の位相差φがＯ〜
２π／３，４π／３〜２πの時、ａ≦Ａ≦２ａであり、
位相差φが２π／３〜４π／３の時、Ｏ≦Ａ≦ａである
。したがって、変調指数Δが例えばΔ＝０．５（図示の
例）のとき、つまりｔ’ｔ−ｆ２−データクロックレー
トの半分のときには、ピットデータの異なる期間には必
ずＯレベル若しくは２ａレベルの信号が観測される。
るとすると、伝送路上で合成され、帯域制限を受けて増
幅器３３から出力される信号は、同図ＩＦＳに示すよう
な波形となる。すなわち、この信号ＩＦＳは、２つの信
号ＩＦ１．１Ｆ２のごットデータが一致している時は、
その包絡線のレベルが一定で、ビットデータが一致して
いないときはビートが生じるのでｔ’ｔ−ｆ２の周波数
でその包絡線が変動する。この合成波形ＩＦＳの包絡線
のレベルＡは、両信号ＩＦ１．１Ｆ２の位相差φがＯ〜
２π／３，４π／３〜２πの時、ａ≦Ａ≦２ａであり、
位相差φが２π／３〜４π／３の時、Ｏ≦Ａ≦ａである
。したがって、変調指数Δが例えばΔ＝０．５（図示の
例）のとき、つまりｔ’ｔ−ｆ２−データクロックレー
トの半分のときには、ピットデータの異なる期間には必
ずＯレベル若しくは２ａレベルの信号が観測される。
上記増幅器３３の出力ＩＦＳは、包絡線検波回路３４で
包絡線検波され、検波出力ＥＮＶとなって３つの比較器
３５．３６．３７に導かれる。比較器３Ｇでは第３図に
示すように０．５ａとのレベル比較が行われ、比較器３
７では同図に示すようにｆｆａとのレベル比較が行なわ
れる。したがって、これら２つの比較器３６．３７の出
力を入力とするオアゲート３９からは第３図に示すよう
な衝突検出信号ＣＰが出力される。この衝突検出信号Ｃ
Ｐは、図示しない送信手段に送られて、送信手段の送信
を中止させる。
包絡線検波され、検波出力ＥＮＶとなって３つの比較器
３５．３６．３７に導かれる。比較器３Ｇでは第３図に
示すように０．５ａとのレベル比較が行われ、比較器３
７では同図に示すようにｆｆａとのレベル比較が行なわ
れる。したがって、これら２つの比較器３６．３７の出
力を入力とするオアゲート３９からは第３図に示すよう
な衝突検出信号ＣＰが出力される。この衝突検出信号Ｃ
Ｐは、図示しない送信手段に送られて、送信手段の送信
を中止させる。
なお、比較器３８は、伝送路上において信号衝突が生じ
ているかどうかに拘りなく、伝送路上にキャリアが存在
するか否かを判別するため・のちのである。この比較器
３８の出力は、アンドゲート４０の一方の入力に与えら
れている。そして、このアンドゲート４０の他方の入力
には、前述したＦＳＫ復調出力ＲＸＤが入力されている
。したがって、オアゲート４０からは、伝送路上にキャ
リアが存在する場合にのみ復調出力ＲＸＤが出力される
ことになる。
ているかどうかに拘りなく、伝送路上にキャリアが存在
するか否かを判別するため・のちのである。この比較器
３８の出力は、アンドゲート４０の一方の入力に与えら
れている。そして、このアンドゲート４０の他方の入力
には、前述したＦＳＫ復調出力ＲＸＤが入力されている
。したがって、オアゲート４０からは、伝送路上にキャ
リアが存在する場合にのみ復調出力ＲＸＤが出力される
ことになる。
このように、本実施例によれば、同一基板上に２種類の
フィルタを構成してなる１つのＳＡＷフィルタ２６と、
加算器３２とによって３つの帯域通過フィルタを構成す
るようにしているので、無調整化および、特性、の安定
化に加え、構成の簡易化も図れる。したがって、ＳＡＷ
フィルタ２６の部分を除いた構成部品を１チツプ化すれ
ば、さらにコスト低減効果が大きくなるという利点を持
つ。
フィルタを構成してなる１つのＳＡＷフィルタ２６と、
加算器３２とによって３つの帯域通過フィルタを構成す
るようにしているので、無調整化および、特性、の安定
化に加え、構成の簡易化も図れる。したがって、ＳＡＷ
フィルタ２６の部分を除いた構成部品を１チツプ化すれ
ば、さらにコスト低減効果が大きくなるという利点を持
つ。
第４図および第５図は、ＳＡＷフィルタ２６の利得の周
波数特性例を示した図である。第４因に示す特性のフィ
ルタは、同図（ａ）に示すように、周波数ｆ１．ｆ２の
変動に対して安定であり、たとえば、ＦＳＫ変調器の周
波数安定性が悪く周波数ドリフトを伴う場合に対し、あ
るいはＳＡＷフィルタ自身の製造上の偏差や温度等によ
る特性変化に対し安定であるという特長を持つ。しかし
、その反面、同図（ｂ）に示すように、２つの特性の加
算出力が一定になり難いという欠点を持つ。
波数特性例を示した図である。第４因に示す特性のフィ
ルタは、同図（ａ）に示すように、周波数ｆ１．ｆ２の
変動に対して安定であり、たとえば、ＦＳＫ変調器の周
波数安定性が悪く周波数ドリフトを伴う場合に対し、あ
るいはＳＡＷフィルタ自身の製造上の偏差や温度等によ
る特性変化に対し安定であるという特長を持つ。しかし
、その反面、同図（ｂ）に示すように、２つの特性の加
算出力が一定になり難いという欠点を持つ。
これに対し、第５図に示すフィルタの特性は、同図（ｂ
）に示すように、加算出力を一定にし易いという利点を
有する反面、ＦＳＫ変調器の周波数安定性、ＳＡＷフィ
ルタの製造偏差等に対し影響を受は易いという欠点を持
つ。
）に示すように、加算出力を一定にし易いという利点を
有する反面、ＦＳＫ変調器の周波数安定性、ＳＡＷフィ
ルタの製造偏差等に対し影響を受は易いという欠点を持
つ。
したがって、どのような特性のフィルタを用いるかは、
使用する用途やマージンなどを考慮して決定すれば良い
。
使用する用途やマージンなどを考慮して決定すれば良い
。
上記実施例では、３つのフィルタをＳＡＷフィルタで構
成しているので、位相特性および群遅延特性を容易に一
定にすることができる。このため、衝突時に重なり合っ
た信号によってビートが生じている期間に、確実に２ａ
もしくはＯレベル信号を検出できる。
成しているので、位相特性および群遅延特性を容易に一
定にすることができる。このため、衝突時に重なり合っ
た信号によってビートが生じている期間に、確実に２ａ
もしくはＯレベル信号を検出できる。
なお、本発明は、上記のようにＳＡＷフィルタを用いた
ものに限定されるものではなく、例えば使用する周波数
が低い場合には、セラミックフィルタを用いるようにし
ても良い。
ものに限定されるものではなく、例えば使用する周波数
が低い場合には、セラミックフィルタを用いるようにし
ても良い。
また、前記実施例では２ａレベルおよび０レベルを検出
するための比較器を２１！ｌ用いているが、変調指数Δ
−１の時は、１ビツトのデータの食違いに対し、２８レ
ベルと０レベルとの双方を検出できるので、どちらか一
方の比較器を用いれば良い。
するための比較器を２１！ｌ用いているが、変調指数Δ
−１の時は、１ビツトのデータの食違いに対し、２８レ
ベルと０レベルとの双方を検出できるので、どちらか一
方の比較器を用いれば良い。
また、上記実施例では２つの帯域通過フィルタ２６ａ
、 ２８ｂの出力を加算して増幅したが、増幅器２７、
２８の出力を加算するようにしても良い。なお、この加
算に当っては、相当の信号が混入してＦＳＫの復調に悪
影響を及ぼさないように、例えばエミッタフォロワによ
るバッファアンプを介して加え合せればよい。
、 ２８ｂの出力を加算して増幅したが、増幅器２７、
２８の出力を加算するようにしても良い。なお、この加
算に当っては、相当の信号が混入してＦＳＫの復調に悪
影響を及ぼさないように、例えばエミッタフォロワによ
るバッファアンプを介して加え合せればよい。
第１図は本発明の一実施例に係る衝突検出機能を有する
受信回路の構成を示すブロック図、第２図および第３図
は同受信回路の動作を説明するための波形図、′ｉ４４
図および第５図は同受信回路におけるＳＡＷフィルタの
利得の周波数特性例を示す特性図、第６図は従来の衝突
検出機能を有する受信回路の構成を示すプロツク因であ
る。 ６．２６・・・ＳＡＷフィルタ、 ９ 、１２．１３．１５．３１．３６〜３８・・・比較
器、２６ａ・・・第１の帯域通過フィルタ、２６ｂ・・
・第２の帯域通過フィルタ、３２・・・加算器。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第４ （ａ） 第５ （ａ） ↑１ ↑２厭叡 （ｂ） 図 （ｂ） 手続補正書 詔和 ６＠、 ５．Ｒｒ５ 日 特許庁長官 志 賀 学 殿１、事件の表示 特願昭６０−７４７５４号 ２、発明の名称 受信回路 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 （３０７）株式会社 東芝 ４、代理人 ５、自発補正 ７、補正の内容 （１） 明細書、第２頁第１３行に、「ＣＤ」とある
のを、「ＣＤ方式」と訂正する。 （２） 同書、第２頁第１６行〜第１７行に、「伝送
路が空くのを」とあるのを、「ランダム時間」と訂正す
る。 （３） 同書、第３頁第９行〜第１０行に、「２倍ま
たは・・・・・・存在する。」とあるのを、「必ず２倍
または０になる。」と訂正する。 （４）同書、第３頁第１１行〜第１２行に、「２倍にな
る瞬間と・・・・・・有する。−１とあるのを、「必ず
２倍およびＯになる。」と訂正する。 （５）同書、第３頁第１２行に、「これらの瞬間」とあ
るのを、「これらの振幅の異常」と訂正する。 （６）同書、第６頁第１行に、「Ｆ８に変調手段」とあ
るのを、「ＦｓＫ復調手段」と訂正する。 （７）同書、第６頁第３行に、「第３のの」とあるのを
、「第３の」と訂正する。 （８） 同書、第１３頁第１４行に、「ようにしても
良い。」とあるのを、「ようにしても良い。 要するに上記フィルタは、遅延特性を厳密に制御し得る
固体構造的なものであれば良く、例えばり、Ｃをプリン
ト基板上に直接形成したものでも本発明の効果を奏する
ことができる。」と訂正する。 Ｉ（９） 同書、第１４頁第４行に、「相当の」とあ
るのを、「双方の」と訂正する。
受信回路の構成を示すブロック図、第２図および第３図
は同受信回路の動作を説明するための波形図、′ｉ４４
図および第５図は同受信回路におけるＳＡＷフィルタの
利得の周波数特性例を示す特性図、第６図は従来の衝突
検出機能を有する受信回路の構成を示すプロツク因であ
る。 ６．２６・・・ＳＡＷフィルタ、 ９ 、１２．１３．１５．３１．３６〜３８・・・比較
器、２６ａ・・・第１の帯域通過フィルタ、２６ｂ・・
・第２の帯域通過フィルタ、３２・・・加算器。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第４ （ａ） 第５ （ａ） ↑１ ↑２厭叡 （ｂ） 図 （ｂ） 手続補正書 詔和 ６＠、 ５．Ｒｒ５ 日 特許庁長官 志 賀 学 殿１、事件の表示 特願昭６０−７４７５４号 ２、発明の名称 受信回路 ３、補正をする者 事件との関係 特許出願人 （３０７）株式会社 東芝 ４、代理人 ５、自発補正 ７、補正の内容 （１） 明細書、第２頁第１３行に、「ＣＤ」とある
のを、「ＣＤ方式」と訂正する。 （２） 同書、第２頁第１６行〜第１７行に、「伝送
路が空くのを」とあるのを、「ランダム時間」と訂正す
る。 （３） 同書、第３頁第９行〜第１０行に、「２倍ま
たは・・・・・・存在する。」とあるのを、「必ず２倍
または０になる。」と訂正する。 （４）同書、第３頁第１１行〜第１２行に、「２倍にな
る瞬間と・・・・・・有する。−１とあるのを、「必ず
２倍およびＯになる。」と訂正する。 （５）同書、第３頁第１２行に、「これらの瞬間」とあ
るのを、「これらの振幅の異常」と訂正する。 （６）同書、第６頁第１行に、「Ｆ８に変調手段」とあ
るのを、「ＦｓＫ復調手段」と訂正する。 （７）同書、第６頁第３行に、「第３のの」とあるのを
、「第３の」と訂正する。 （８） 同書、第１３頁第１４行に、「ようにしても
良い。」とあるのを、「ようにしても良い。 要するに上記フィルタは、遅延特性を厳密に制御し得る
固体構造的なものであれば良く、例えばり、Ｃをプリン
ト基板上に直接形成したものでも本発明の効果を奏する
ことができる。」と訂正する。 Ｉ（９） 同書、第１４頁第４行に、「相当の」とあ
るのを、「双方の」と訂正する。
Claims (2)
- （１）ＦＳＫ変調波を第１および第２の帯域通過フィル
タを通して周波数弁別し、これら第１および第２の帯域
通過フィルタの各透過出力からＦＳＫ復調出力を得るＦ
ＳＫ復調手段と、前記ＦＳＫ変調波を前記第１および第
２の帯域通過フィルタの合成透過特性を有する第３の帯
域通過フィルタに通した後、この第３の帯域通過フィル
タの透過出力を包絡線検波して、その検波出力のレベル
から複数のＦＳＫ変調波の伝送路上での衝突によって生
じるビートを検出する衝突検出手段とを備えた受信回路
において、前記第１および第２の帯域通過フィルタを電
気機械式フィルタで構成するとともに、前記第３の帯域
通過フィルタを、前記第１および第２の帯域通過フィル
タの各透過出力を加算する加算器で等価的に構成したこ
とを特徴とする受信回路。 - （２）前記第１および第２の帯域通過フィルタは、同一
基板上に形成された２つの弾性表面波フィルタであるこ
とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60074754A JPS61234143A (ja) | 1985-04-09 | 1985-04-09 | 受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60074754A JPS61234143A (ja) | 1985-04-09 | 1985-04-09 | 受信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61234143A true JPS61234143A (ja) | 1986-10-18 |
Family
ID=13556371
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60074754A Pending JPS61234143A (ja) | 1985-04-09 | 1985-04-09 | 受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS61234143A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01147938A (ja) * | 1987-12-03 | 1989-06-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 通信装置 |
| CN1117438C (zh) * | 1996-12-27 | 2003-08-06 | 松下电器产业株式会社 | 接收电路 |
| JP2007201946A (ja) * | 2006-01-27 | 2007-08-09 | Epson Toyocom Corp | 送信装置および送受信システム |
| JP2007228013A (ja) * | 2006-02-21 | 2007-09-06 | Seiko Epson Corp | Ｆｓｋ送受信装置 |
-
1985
- 1985-04-09 JP JP60074754A patent/JPS61234143A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01147938A (ja) * | 1987-12-03 | 1989-06-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 通信装置 |
| CN1117438C (zh) * | 1996-12-27 | 2003-08-06 | 松下电器产业株式会社 | 接收电路 |
| JP2007201946A (ja) * | 2006-01-27 | 2007-08-09 | Epson Toyocom Corp | 送信装置および送受信システム |
| JP2007228013A (ja) * | 2006-02-21 | 2007-09-06 | Seiko Epson Corp | Ｆｓｋ送受信装置 |
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