KR19980064761A

KR19980064761A - 수신회로

Info

Publication number: KR19980064761A
Application number: KR1019970075457A
Authority: KR
Inventors: 겐이치로 오타; 카즈노리 이노가이; 후지오 나나키; 히로아키 스도
Original assignee: 모리시타 요이치; 마쓰시타덴키산교 가부시키가이샤
Priority date: 1996-12-27
Filing date: 1997-12-27
Publication date: 1998-10-07
Also published as: EP0851605A2; EP0851605B1; DE69730939T2; CN1190827A; MY132988A; DE69730939D1; EP0851605A3; CN1117438C; JP3657377B2; US6044254A; JPH10190538A

Abstract

본 발명의 수신회로는 제1안테나(1)와, 제2안테나(2)와, 상기 안테나에서 수신하는 2경로의 신호에서 합신호 또는 차신호를 생성하는 유닛트(10, 11), 상기 합신호 또는 차신호 생성 유닛트의 출력이 어느 하나를 지연하는 유닛트(12)와, 상기 지연유니트의 출력과 지연하지 않은 경로의 신호를 가산합성하는 유닛트(13)과, 상기 가산합성유닛트의 출력을 받는 희망파통신핀터(14)와, 상기 희망파통신필터의 출력을 받는 분할유닛트(15)와, 상기 분할유닛트의 출력을 받는 직교검파수단(16-19)와, 상기 직교검파수단의 출력을 받아서 베이스밴드신호를 추출하는 필터(20, 21)를 구비하여 상기 가산합성유닛트 이후의 수신계를 1경로로 하여, 소형화 저소비전력화를 도모한다.

Description

수신회로

본 발명은 통신장비의 수신회로에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 우수한 수신신호강도 안정성이 얻어질 수 있는 수신회로에 관한 것이다.

종래의 통신기기의 수신기는, 페이딩(fading)의 영향을 경감하기 위하여 복수개의 안테나를 사용하는 스페이스 다이버시티 기능을 구비하고 있는 것이 많다.

스페이스 다이버시티 방식의 수신회로는 종래 도 9에 도시한 바와 같은 것이 알려져 있다. 다음에는 도 9를 이용하면서 제1의 종래의 기술에 대한 원리를 설명한다.

제 9도에 있어서, 수신전파는, 안테나(201)과 안테나(202)에 각각 고주파신호를 유기한다. 이러한 신호는 수신필터(203, 204)를 통하여 초단수신용증폭기(205, 206)에 각각 공급되어 증폭되고, 그 출력은 각각 고주파변환기(207, 208)에 공급되어 낮은 주파수로의 변환을 수행하여 중간주파수대의 신호로 된다. 그 중간주파수대의 신호를 받아 불필요한 신호를 제거하는 필터(209, 210)를 통하여 중간주파수증폭기(211, 212)에 공급되고 증폭이 수행된다. 이러한 출력은 각각 희망파신호만을 통과시키는 필터(213, 214)를 경유하여 검파회로(215, 216)에 공급된다. 검파회로(215, 216)의 결과를 비교회로(217)에서 비교하고, 수신신호강도가 강한 측을 선택하여 출력(218)로 하는 것에 의하여 다이버시티 기능을 실현하는 구성으로 된다. 국부주파수발진기(219)는 상기 주파수변환기(207, 208)에 공통으로 국부발진주파수신호를 공급한다.

즉, 상기와 같은 종래례는 완전하게 독립한 2경로의 수신회로와, 신호순도와 위상의 균일을 도모하는 공통로컬신호회로로 구성된다. 이러한 완전한 독립수신회로에 의하여 복조된 2경로의 수신신호에서, 선택 또는 합성되어 출력을 얻게 된다.

그러나 상기 제1종래예의 스페이스 다이버시터경로의 수신회로에 있어서는, 독립된 2경로의 수신회로가 전력을 소비하고, 구성부품이 기기용적을 증가시킨다. 또한 2경로의 수신회로 가시의 성능을 균등하게 할 필요가 있다. 이를 위하여 도 10에 도시한 바와 같은 제1종래예를 개량한 제2종래예도 공지되어 있다. 도 10은 제 2의 종래예로서, 일본국 특허공개 평성 87057호 공보에 기재된 스펙트럼확산통신용 다이버시티수신기를 보인다. 도 10에 있어서, 스펙트럼확산통신용 다이버시티 수신기는, 안테나(313, 314), 필터(315, 316), 증폭기(317, 318), 지연회로(319), 합성회로(320), 정합필터상관기(Matched filter correlator)(321), 위상검파기(322), 지연회로(323), 합성회로(324), 데이터복조기(325)로 구성된다.

안테나(313)과 안테나(314)의 거리는 공간적으로 λ/3 이상 분리되고, 안테나(313) 측에서의 SS수신신호 S5(t)와 안테나(314) 측에서의 SS수신신호S6(t)이 거의 무상관하게 되도록 한다. 필터(315, 316)은 S5(t) 및 S6(t) 이상의 대역의 신호를 제거하고, 증폭기(317, 318)은 S5(t), S6(t)의 증폭을 수행한다.

지연회로(319)는, 증폭기(318)의 출력 S8(t)을 지연시키고, 지연시간(τ)는, τ≥PN코드의 1칩길이이고, 동시에 직접파에 대하여 영향력있는 반사파의 최대의 지연시간이 τa로 되면, τ≥τa의 지연시간을 설정한다. 합성회로(320)는, 증폭기(317) 출력S7(t)와 지연회로(319)의 출력 S9(t-τ)의 합성을 행한다. 합성된 SS 수신신호는, 상관기(321)에 있어서, 참조 PN코드와의 상관 연산이 수행되고 시간영역에서의 분리를 행한다.

지연회로(319)에 의하여 지연을 하는 이유는, 합성회로(329)에 의하여 안테나(313) 측에서 수신된 SS신호와 안테나(314) 측에서 수신되는 SS신호를, 상관기(321)에 의하여 상관 스파이크로서 시간 영역에서의 분리를 수행하고, 안테나(313)측과 안테나(314) 측의 SS수신신호의 간섭을 제거하기 위한 것이다.

여기서, 안테나(313) 측에서 수신되는 SS신호에 있어서, 직접파와 반사파의 지연시간차가 PN코드 1칩 길이 이내에서, 각각의 수신신호에 대한 상관기 출력의 상관 스파이크 중의 캐리어의 위상차 180°(역상)의 경우에는, 합성된 상관 스파이크는 거의 제압된다. 그런데 안테나(314) 측에 있어서 수신된 SS신호는, 안테나(313) 측과는 무관하여서 독립의 변수를 가지는 수신신호로 된다. 예를 들면 상기 상관스파이크 중의 캐리어의 위상차에 있어서 0°(동상)으로 되면 합성된 상관스파이크는 거의 억제된다.

이와 같은 상태에서, 안테나(314) 측에 있어서 수신된 SS신호에 지연(여기서는 PN코드 4칩길이로 한다)를 행하여 합성하는 것에 의하여 상관스파이크가 멀티패스(multi-path)에 의하여 억제되는 것을 없애고, 수신하는 SS신호의 S/N비를 개선하고, 데이터복조성능의 향상을 도모하는 것이 가능하게 된다.

또한 이러한 종래예에 있어서는, 더욱이 데이터복조성능을 개선하기 위하여, 상관기(321)의 상관출력을 위상검파기(322)에서 지연검파한다. 여기서 위상검파기(322)에 있어서는, 데이터 1비트(T)의 지연을 가지는 지연회로를 통한 신호와 원래의 신호의 승산을 수행한 후에 검파를 행하여 저역필터를 통하여 출력을 얻는다.

이러한 지연검파출력은 베이스밴드의 상관출력을 2분배하고, 일측을 지연회로(323)에서 지연시키고, 합성회로(324)에서 다시 타측과 합성한다. 여기서 각지연회로는 이미 동등한 지연시간으로 설정되어 있다. 합성회로(324)의 출력은 데이터복조기(325)에 입력된다. 이러한 구성으로, 안테나(313, 314)측에서 수신되는 양방의 SS신호 S10(t), S11(t-τ)가 멀티패스에 의하여 억제되고, 각각의 피크값이 V₁, V₂로 되면, 두개의 상관 피크가 합성되어 S12(t)로 되어서, 상관피크값이 V₁+V₂로 되고, 더욱이 S/N비가 개선되며, 데이터복조성능이 향상될 수 있게 된다.

상술한 제2종래예에 의하면 2경로의 수신신호는 합성회로(320) 이후, 단일한 경로로 되어, 수신회로의 경감에 효과가 있다.

그러나 상술한 제2종래예의 방법에는, 2경로의 수신회로 사이의 캐리어 자체의 상쇄작용을 방지하는 것이고, 합성회로(320)의 출력 즉 정합필터형 상관기(321)의 입력신호는, 감쇄확률이 높게 된다.

이러한 감쇄를 도 11을 통하여 설명한다. 도 11은, 도 10에 도시한 제2종래예에 있어서의 다이버시티의 효과의 일례를 보시하는 것이다. 도 11a는 이러한 수신기에 송신되는 스펙트럼확산 통신신호의 확산신호와 정보신호의 곱인 소위 칩이라고 불리는 신호를 보인다. 도 11b의 (b-1)부분은 안테나(1)에 의하여 수신된 것을, (b-2)부분은 안테나(2)에 의하여 수신된 것이다. 제2종래예에서는 안테나(1)과 안테나(2)는, 반송파의 파장의 1/3 이상의 거리로 분리한 것으로 되어 있어서, 여기서는 1파장의 거리를 설정하고, 위상차(φ)를 2π로 한다. 도 11c는, 안테나(1)에서 수신되는 수신계, 즉 브랜치(2)의 신호와의 차동증폭으로 가산 즉 감산한 경우를 보인다. 도 11d는, 제2의 종래예에 따라, 브랜치(2) 측을 지연하여 단순하게 합성한 경우를 보인다.

도 11a 내지 도 11d에 있어서, 문제점의 설명을 확실하게 하기 위하여, 안테나(1) 및 안테나(2)에 있어서는 멀티패스 페이딩(fading)에 의한 수신파간의 상쇄작용은 발생하지 않는 것으로 하고 있다. 도 11c에서 알 수 있는 것은, 브랜치 사이의 신호를 단순하게 가산 혹은 감산하는 경우는, 안테나단에서 발생하는 멀티패스페이딩과 동일한 신호의 가산, 상쇄 작용이 브랜치 사이에서 발생하고, 수신신호가 삭감하는 시각이 빈번하게 발생할 가능성이 높은 점이다. 또한 도 11d에서 알 수 있는 것은, 지연을 수행한 효과는 있지만, 신호가 삭감되는 시각이 빈번하게 잔존하는 것이다.

본 발명의 목적은 이와 같은 종래의 문제점을 해결하기 위한 것으로, 우수한 수신신호 강도 안정성이 얻어지는 수신회로를 제공하는 것을 목적으로 한다.

도 1은 본 발명의 제1실시예에 의한 수신회로의 구성을 보인 예시도.

도 2a 내지 2f 도는 본 발명의 제1실시예의 동작을 설명하는 예시도.

도 3a 및 3b는 본 발명의 제1실시예의 작용을 설명하는 예시도.

도 4 는 본 발명의 제2실시예의 수신회로를 보이는 예시도.

도 5 는 본 발명의 제2실시예의 작용을 설명하는 예시도.

도 6 은 본 발명의 제3실시예의 수신회로의 구성을 보인 예시도.

도 7 은 본 발명의 제4실시예의 수신회로의 구성을 보인 예시도.

도 8 은 본 발명의 제5실시예의 수신회로의 구성을 보인 예시도.

도 9 는 제1종래예의 2경로를 구비하는 수신회로의 예시도.

도 10 은 수신경로의 경감을 도모하는 제 2종래예의 구성을 보인 예시도.

도 11a 내지 11d 는 제2종래예의 동작을 설명하는 예시도.

상술한 목적을 달성하기 위한 본 발명은, 2경로의 신호에서 각각의 합신호 또는 차신호를 생성하는 수단과, 상기 합신호 또는 차신호 생성수단의 출력의 어느것을 지연시키는 수단과, 상기 지연수단의 출력과 지연된 경로의 신호를 가산합성하는 수단과, 상기 가산합성수단의 출력을 받는 회망파 통과필터수단과, 그 희망파 통과필터수단의 출력을 받는 분할수단과, 상기 분할수단의 출력을 받는 직교검파수단과, 상기 직교검파수단의 출력을 받아서 베이스밴드 신호를 추출하는 필터수단으로 구성되는 수신회로를 제공하고 있다.

이러한 구성으로 수신경로를 독립적으로 2경로를 구비하는 제1종래예에 가까운 스페이스다이버시티 기능을 실현함과 동시에 소형화 및 저소비전력화를 도모하는 것이 가능하다.

본 발명의 제1실시예의 발명은, 제1안테나와, 제2안테나와, 상기 안테나에서 수신하는 2경로에서 그 합신호 또는 차신호를 생성하는 수단과, 상기 합신호 또는 차신호생성수단의 출력의 어느 하나를 지연시키는 수단과, 상기 지연수단의 출력과 지연되지 않은 경로의 신호를 가산합성하는 수단과, 상기 가산합성수단의 출력을 받는 회망파공통필터수단과, 그 희망파공통필터수단의 출력을 수신하는 분할수단과, 상기 분할수단의 출력을 수신하는 직교검파수단과, 상기 직교검파수단의 출력을 받아 베이스밴드신호를 추출하는 필터수단으로 구성되는 수신회로를 제공하여, 상기 가산합성수단 이후의 수신경로를 1경로로 하는 것을 특징으로 하는 수신회로로 하는 것이어서, 소형화 저소비전력화를 도모할 수 있게 된다.

본 발명의 제2실시예에 의하면, 상기 지연수단의 출력과 지연되지 않는 경로의 신호를 가산합성하는 수단에 대신하여, 지연수단의 출력과 지연되지 않는 경로의 신호를 감산합성하는 수단을 구비하는 수신회로를 제공한다. 따라서 수신압력 회로에 있어서 전원계 잡음이나 동일한 종류의 왜곡을 경감시킬 수 있게 된다.

본 발명의 제3실시예에 의하면, 제1실시예에 대하여, 중간주파수대용 국부발진신호원과, 주파수변환용 혼합기와, 중간주파수대필터로 구성되는 중간주파수변환수단을 더 포함하여, 상기 지연수단의 출력과 지연되지 않은 경로의 신호를 가산합성하는 수단 또는 상기 지연수단의 출력과 지연되지 않은 경로의 신호를 감산합성하는 수단의 출력을 그 중간주파수변환수단에 인하는 것에 의하여 중간주파수대단 이후의 신호계를 1경로로 하는 것을 특징으로 한다. 따라서 합신호의 생성 또는 차신호의 생성에 있어서 발생하는 위상오차의 영향을 경감할 수 있게 된다.

본 발명의 제 4실시예에 의하면, 제 1실시예에 있어서, 각각의 안테나에서 얻어지는 2경로의 신호에 각각 주파수변환수단을 무선주파수대로 설정하는 것과 같이, 각각의 주파수변환수단에서 얻어진 2경로의 신호에서 이들의 합신호 또는 차신호를 생성하는 수단을 중간주파수대에 설치하고, 중간주파수대단 이후의 수신계를 1경로로 하는 것이 가능하게 되어, 회로 배선길이에 의한 위상정밀도를 중간주파수대로 규정할 수 있고, 이울러 저소비전력화를 도모할 수 있게 된다.

본 발명의 제 5실시예에 의하면, 제 1실시예에 있어서, 3이상의 안테나를 구비하여 3이상의 브랜치를 구성하고, 이들 3이상의 경로에서의 신호의 합신호 또는 차신호를 생성하는 수단과, 싱기 합신호 또는 차신호생성수단의 출력의 하나를 제거하여 남은 것을 지연지키는 수단과, 상기 지연수단의 출력과 지연되지 않은 경로의 신호를 가산 또는 감산하여 합성하는 수단을 포함한다. 따라서 소형화 및 저소비 전력이 가능하게 된다.

다음에는 도면에 도시한 실시예에 기초하면서 본 발명에 대하여 더욱 상세하게 살펴보기로 한다.

[제1실시예]

도 1은 본 발명에 의한 제 1실시예의 수신회로의 구성을 도시하고 있다. 도 1에 있어서, 본 발명의 수신회로는, 스페이스다이버시티의 브랜치1을 위한 안테나(1)와, 스페이스다이버시티의 브랜치2를 위한 안테나(2)와, 안테나(1)에서 수신된 수신신호를 받아 소정의 대역내 신호성분을 추출하는 필터(3)와, 안테나(2)에서 수신된 수신신호를 받아 소정의 대역내의 신호성분을 추출하는 필터(4)와, 필터(3)에 의하여 얻어진 소정 대역내 신호를 증폭하는 증폭기(5)와, 필터(4)에 의하여 얻어진 소정의 대역내 신호를 증폭하는 증폭기(6)과, 브랜치1의 소정 대역내 신호를 2경로로 분할하는 수단(7)과, 브랜치 2측의 소정 대역내의 신호를 2경로로 분할하는 수단(8)과, 극성반전 또는 위상을 180도 변환하는 수단(9)과, 상기 분할수단(7)에서의 신호와 분할수단(8)에서의 신호를 합성하는 수단(10)과, 극성반전 또는 위상을 180도 변환하는 수단(9)에서의 신호와 분할수단(8)에서의 신호를 합성하는 수단(11)과, 합성수단(11)의 출력을 받아 이것을 지연시키는 수단(12)과, 상기 합성수단(10)에서의 지연수단(12)에서의 출력을 받아서 합성하는 수단(13)과, 상기 합성수단(13)의 출력을 받아 소정의 신호대역으로 한정하는 필터수단(14)와, 상기 필터수단(14)의 출력을 받아 이것을 분할하는 수단(15)과, 직교검파기를 구성하는 제1승산기(16)과, 상기 직교검파기를 구성하는 제2승산기(17)과, π/2위상시프터를 포함하고 상기 직교검파기의 일반에는 쉬프트를 실시하고, 상기 직교검파기에 검파용 국부발진신호를 공급하는 분배기(18)와, 상기 분배기(18)에 공급하는 국부발진신호의 신호원(19)과, 상기 제1승산기(16)의 출력을 받아 기저대역신호(베이스밴드신호)를 추출하는 필터(20)와, 상기 제2승산기(17)의 출력을 받아 기저대역신호를 추출하는 필터(21)와, 직교검파하여 얻어진 제1기저대역신호의 출력이 얻어지는 출력단(22)과 직교검파하여 얻어진 제2기저대역신호의 출력이 얻어지는 출력단(33)으로 구성되어 있다.

다음에는 상기와 같은 구성의 수신회로에 대하여 도 2a 내지 2f를 참조하여서 그 동작을 설명한다. 도 2a 및 도 2b는 도 11a 및 도 11b와 유사하다. 도 2a는 수신기에 송신되어 오는 스펙트럼 확산통신신호의 확산신호와 통신신호의 곱으로 소위 칩이라는 신호를 보인다. 도 2b는 칩신호를 변조파로하여 4배의 반송주파수로 변조한 변조출력을 예로 하는 경우의 수신기 안테나에 의하여 수신되는 신호를 보인다.

도 2b의 (b-1)부분은, 안테나(1)에 의하여 수신되는 것을, (b-2)부분은, 안테나(2)에 의하여 수신되는 것을 보인다. 안테나(1)과 안테나(2)는 반송파에서 보아 1파장으로 설정하고 위상차(ψ)를 2π로 한다. 도 2c는 안테나(1)에서 수신되는 수신계 즉 브랜치1의 신호와, 안테나(2)에서 수신되는 수신계 즉 브랜치2의 신호와 감산한 경우를 보인다. 도 2d는 상기 제 2종래예에 따라 브랜치2 측을 지연하여 단순하게 합성한 경우를 보인다. 도 2c는 안테나(1)에서 수신하는 수신계 즉 브랜치1의 신호와 안테나(2)에서 수신하는 수신계 즉 브랜치2의 신호를 단순하게 가산한 경우를 보인다. 도 2d는 단순하게 감산한 경우를 보인다. 이것은 상기 도 11c에 대응한다. 도 2e는, 상기 도 2d의 단순하게 감산한 결과를 1칩시간 지연시킨 것이다. 도 2e는 상기 도 2d의 단순하게 감산한 결과를 1칩 시간 지연시킨 것이다. 그리고 도 2f는 도 2c와 도 2e를 가산합성한 것이다.

도 2a 내지 도 2f에 있어서, 설명을 보다 명확하게 하기 위하여, 안테나(1) 및 안테나(2)에 있어서는 멀티패스레이딩에 의한 수신전파간의 상쇄 작용은 발생하지 않는 것으로 하고 있다.

도 2f에서 알 수 있는 것은, 브랜치간의 신호의 상쇄작용을 감감하고, 신호가 쇄감하는 시각이 극히 적게 되는 것을 알 수 있다. 이것을 수식으로 설명한다. 수식의 각 파리미터를 도 3a 및 도 3b에 도시하고 있다.

도 3a는, 본 발명의 제 1실시예에 의한 파라미터를 보이는 것이고, 도 3b는 상기 제 2종래예에 있어서의 파리미터를 보이는 것이다.

본 발명의 제 1실시예에 있어서의 방식을 합차지연합성, 상기 제 2종래예의 방식을 단순지연합성이라고 칭하는 것으로 한다.

브랜치1의 비지연신호와 지연의 각 신호를 A와 A(τ), 브랜치2의 비지연신호와 지연의 각신호를 B와 B(τ)fh 표시하면, 각각의 출력은,

(합차지연합성) = A-B+{A(τ)+B(τ)}

(단순지연합성) = A+B(τ)로 표시된다.

우선 상기 제 2종래예인 단순지연합성이 출력 제로로 되는 경우의 조건을 고려하는 것으로 한다.

브랜치1과 브랜치2의 진폭이 서로 동일하고 합신호생성시점에서 위상차가 180도이면 제로로 되는 것은 명백하다. 즉

｜A｜ = ｜B(τ)｜ = (｜B｜)

angle(A) - angle(B(τ)) = (2n+1)π

가 성립하는 상태에 있어서, 신호는 출력단에서 소멸한다.

A와 B(τ)와의 사이의 위상차(2n+1)π는, 지연시간(τ)와 브랜치간의 위상차의 합계이다. 따라서 실제의 환경하에서는 브랜치간의 위상은 다양한 것으로 되기 때문에 이러한 조건이 만족되는 순간이 높은 주파수에서 발생한다.

비록 지연회로의 지연시간을 적응적으로 제어하는 것에 의하여, 이러한 조건이 성립하지 않도록 하는 것이 고려될 수 있지만 이동통신의 이동환경하에 있어서는 거의 불가능하고 이러한 제어에 필요한 장치의 부가, 소비전력의 증대를 고려하면 실용적이지 않다고 판단된다.

다음에 상기 조건이 성립하는 경우에, 본 발명의 방식에서는 신호가 소멸하는가 어떤가를 확인한다.

합차지연합성에서는, 상기 제 2종래예와 동일한 성분 즉 A+B(τ)의 부분과 독자 성분 즉 A(τ)-B의 부분으로 나누어 생각할 수 있다. 이러한 조건하에서는

제 2종래예와 동일한 부분 : A+B(τ) → 2A 또는 2B(≠0)

로 되어서, 전체로서는,

(합차지연합성) = 2A(≠0)으로 된다.

따라서 상기 제 2종래예에 있어서 신호가 소멸하는 조건하에서도 본 발명에 있어서는 출력신호가 소멸하는 것 없이 확보되는 것임을 알 수 있다.

다음에 본 발명의 방식에 있어서 고유의 조건하에서 출력이 소멸하는가에 대하여 생각해 본다.

즉, 합차지연합성이 제로로 되는 경우는,

(합차지연합성) = A+B+A(τ)+B(τ)로 표시된다.

반송파주파수를 ω₀으로 표시하면, 상기 식은 다음의 식(1)과 같이 된다.

A-B+A(τ)+B(τ)

= A₀{cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)}+B₀{-cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)}...(1)

단, A₀≥0, B₀≥0

상기 식이 제로로 되기 위해서는, A₀, B₀가 제로가 아닌 한, 제 1항과 제 2항이 서로 상쇄하던가, 또는 제 1항과 제 2항이 동시에 제로로 되지 않으면 안된다.

우선 제 1항과 제 2항에 서로 상쇄하는가를 확인하기 위해서는 동일항으로 정리하면 다음의 식(2)로 된다.

A₀{cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)}+B₀{-cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)}

= (A₀-B₀)cosω₀(t)+(A₀+B₀)cosω₀(t+τ).............................(2)

상기 식(2)가 반송파의 주기레벨에서 제로로 될 것, 즉 시각(t)의 값에 불구하고 제로로 되기 위해서는,

(A₀-B₀)cosω₀(t) = 0, 동시에 (A₀+B₀)cosω₀(t+τ) = 0

시각(t)의 함수인 코사인 값에 불구하고 제 1항과 제 2항이 동시에 제로로 되지 않으면 안되기 때문에,

A₀-B₀= 0, 동시에 A₀+B₀= 0

이 성립하지 않으면 안된다.

A₀, B₀가 단독으로는 제로로 될 수 있으나, 동시에 제로로 되는 것은 없다. 이러한 이유로 동시에 제로로 되지 않도록 안테나를 배치하는 것이 스페이스다이버시티의 전제이다.

즉, A₀+B₀= 은, 성립하지 않고 따라서 식(3)은 성립하지 않는다.

다음에, 식(1)에 있어서 제 1항과 제 2항이 독립적으로 제로로 되는 경우를 검토한다. 이때 식(1)은 다음의 식(4)와 같이 변형하여 생각할 수 있다.

A₀{cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)}+B₀{-cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)}

= 2A₀cosω₀(t+τ/2)cosω₀(τ/2)}+2B₀sinω₀(t+τ/2)sinω₀(τ/2)... (4)

여기서 전술한 바와 같이 시각(t)의 함수인 코사인 또는 사인값에 불구하고 제 1항과 제 2항에 동시에 제로로 되기 위해서는

2A₀cosω₀(τ/2) = 0, 동시에 2B₀sinω₀(τ/2) = 0 .....................(5)

이 성립하지 않으면 안된다.

안테나입력의 A₀또는 B₀는 단독으로는 제로로 될 수 있지만 상기 식(5)의 제 1항과 제 2항의 어느 하나의 진폭이 제로로 되는 것은 충분히 가능성이 있다. 이 때 제로가 아닌 진폭의 측의 항에 있어서 제로가 성립하기 위해서는,

cosω₀(τ/2) = 0, 또는 sinω₀(τ/2) = 0 ............................(6)

이 성립하지 않으면 안된다. 즉,

ω₀(τ/2) = (2n+1)π, 또는 ω₀(τ/2) = 2nπ .....................(7)

합계하면,

ω₀τ = nπ ..........................................................................(8)

로 되고, 지연회로에 있어서의 지연시간(τ)가 반송주파수에 대하여 위상차 180도의 정수배를 보이는 경우에만, 출력이 소멸할 가능성이 있는 것임을 알 수 있다.

그러나 이 때는 지연회로의 지연시간(τ)를 반송파주파수에 대하여 위상차 180도의 정수배로 설정하지 않으면 안테나(1)와 안테나(2)의 배치나 멀티패스페이딩의 상황에 관계없이, 상기 식(1)은 제로로 되지 않는 것이 명백하게 된다.

정리하면, 상기 제 2종래예에 있어서는 출력이 소멸하는 조건이 안테나(1)와 안테나(2)의 배치나 멀티패스페이딩의 상황을 포함하는 것이어서, 지연회로의 지연시간을 양호한 값으로 설정하는 것이 거의 불가능하였다. 따라서 높은 빈도에서 출력이 소멸하는 것이 있었다.

한편 본 발명에 있어서는 출력이 소멸하는 조건이 지연회로의 지연시간(τ)를 반송파주파수에 대하여 위상차 180도의 정수배로 설정하는 것에 지배된다. 따라서 이러한 지연시간을 반송파주파수에 대하여 위상차 180도의 정수배에서 어긋나게 하는 것에 의하여 상기 논점의 출력소멸은 완전하게 회피할 수 있게 된다.

지연회로의 지연시간은, 칩시간단위로 설정하면 되기 때문에, 칩시간은 반송파주파수와 기본적으로 독립한 것이다. 더욱이 칩시간은 반송파주파수가 가진 주기에 비교하여 충분히 긴 것이기 때문에 반송파의 주기에 대한 정밀도, 즉 그 위상차 180도의 정수배에서 어긋하게 하는 시간양이 미치는 동기 정도의 열화는 거의 문제로 되지 않는다.

따라서, 본 발명에 있어서의 지연회로의 지연시간의 바람직한 설정은, 달리 영향을 미치지 않고 실현할 수 있게 된다.

이상에서 본 발명의 제 1실시예에 있어서는 상기 제 1종래예와 비교하여 합성회로(13) 이후의 수신경로를 1경로화 하는 것이 가능하게 되어, 1경로분의 회로부품의 저감, 기기의 소형화, 낮은 전력소비, 코스트 경감 등의 경제적인 효과가 얻어지고, 동시에 성능에 있어서도, 상기 제 2종래예의 문제인 신호출력의 소멸 혹은 감쇄를 해결하는 효과가 얻어질 수 있게 된다.

[제2실시예]

도 4는 본 발명의 제 2실시예의 수신회로를 보이고 있다. 도 4에 있어서 도면부호 1에서 23까지의 구성은 도면부호 110, 111, 113을 제외하고 도 1에 도시한 제 1실시예와 동일한 것이다.

본 발명의 제 2실시예의 수신회로는, 브랜치1 측의 소망의 대역내 신호를 2경로로 분할하는 수단(8)에서의 신호와 브랜치2 측의 소망의 대역내 신호를 2경로로 분할하는 수단(8)에서의 신호를 차동합성하는 수단(110)과, 극성반전 또는 위상을 180도 변환하는 수단(9)에서의 신호와 브랜치2 측의 소망의 대역내 신호를 2경로로 분할하는 수단(8)에서의 신호를 차동합성하는 수단(111)과, 차동합성수단(111)의 출력을 받아 이것을 지연시키는 수단(12)과, 차동합성수단(110)에서의 출력과 지연수단(12)에서의 출력을 받아 차동합성하는 수단(113)을 포함하고, 상기 차동합성수단(113)에서의 출력은 소망의 신호대역으로 한정되는 필터수단(14)에 공급된다.

이상과 같이 구성되는 제 2실시예의 수신회로에 대하여 도 5를 참조하면서 그 동작을 설명한다.

도 5는, 도 4에 있어서 전원, 혹은 신호선에 섞여 들어오는 잡음의 구별을 행하는 것으로, n1은 스페이스다이버시티의 브랜치1을 위한 필터(3)와 증폭기(5)로 분할하는 수단(7)로 구성되는 구성부품에 들어오는 잡음을 보이고, n2는 스페이스다이버시티의 브랜치2를 위한 필터(4)와 증폭기(6)을 분할하는 수단(8)로 구성되는 구성부품에 들어오는 잡음을 보이며, n3은 수단(110)과 그 신호계에 들어오는 잡음을 보이며, n4는 합성하는 수단(111)과 그 신호계에 들어오는 잡음을 표시하는 것이다.

분할수단(7)의 출력에 있어서의 잡음은 n1, 분할수단(8)의 출력에 있어서의 잡음은 n2로 되어서 차동합성수단(110)의 출력에는,

n1-n2+n3

으로 되는 잡음이 나타난다.

동일하게 차동합성수단(111)의 출력에는

n1-n2+n4로 되는 잡음이 나타난다. 그리고 도 5에서는, 극성반전수단(9)는 회로적으로 분할수단(7)의 출력단에 접근하여 설치되는 것으로 되기 때문에 극성반전수단(9)의 출력단에도 잡음 n1이 실리는 것을 고려할 수 있다.

따라서 이러한 두개의 차동입력으로 하는 합성회로(113)의 출력에는

(n1-n2+n3)-(n2-n2+n4)

의 잡음이 나타난다.

여기서 브랜치1과 브랜치2의 회로가, 기하학적으로 대등하다는 것에 의하여 잡음에 대하여 동일조건이면,

n1=n2, n3=n4가 성립한다.

이때 합성회로(113)의 출력은,

(n1-n2+n3)-(n1-n2+n4) = (n1-n1)(-n2+n2)+(n3-n4) = 0으로 된다.

즉 제 2실시예의 구성에 있어서는 브랜치의 배치나 구조가 동일하면 장치내부에 들어오는 잡음을 상쇄하고 저감 가능함을 알 수 있다.

이것에 의하여 단일의 신호처리계에 2경로의 브랜치신호를 통과시켜도, 근방에서 들어오는 잡음을 경감하는 작용을 구비하도록 할 수 있다.

[제3실시예]

도 6은 본 발명의 제 3실시예에 의한 수신회로를 보이는 것이다. 도 6에 있어서 도면부호 1 내지 23의 구성은 도 4에 도시한 제 2실시예의 형태와 동일한 것이다. 본 발명의 제 3실시예에서는 상기 제 2실시예의 구성에 중간주파수대용 국부발지신호원(24)과, 차등합성수단(113)의 출력과 상기 중간주파수대용 국부발지신호를 받는 주파수변환용 혼합기(25)와, 중간주파수대필터(114)를 부가한 것이다.

상기 제 1실시예 또는 제 2실시예에 있어서는 브랜치간의 합차지연합성신호를 무선주파수대로 직접 직교검파기로 공급하는 것이었지만, 본 방식에서는 채널필터의 역할을 직교검파기 이후에서 가지지 않으면 안된다. 왜냐하면 복수개의 주파수채널을 구비하는 통신경로에 있어서, 안테나(1, 2)에 근접하는 필터(3, 4)는 주파수채널 전체를 통과시키는 것일 필요가 있어서, 희망하는 주파수채널만을 통과시키는 필터로 하는 것이 불가하다.

즉, 직교검파기까지의 회로는 전체의 채널을 통과시키는 광대역의 성능이 요구되고, 직교검파기로의 국부발진신호원(19)는 소망의 채널주파수에 대하여 스위칭하지 않으면 안되고, 검파기 이후의 필터(20, 21) 등에 대해서는 넓은 범위의 인접파에 대하여 제거 기능이 요구되기 때문이다.

이에 더하여, 인접파 등에 의한 희로다이나믹레인지에 있어서의 포화상태의 발생율이 증가하기 때문에 희망채널의 신호에 대하여 소위 신호억압이 발생한다.

제 3실시예에 있어서는, 중간주파수대용 국부발진신호원(24)과, 주파수변환용 혼합기(25)와, 중간주파수대필터(114)로 구성되는 중간주파수변환수단을 설치하는 것에 의하여 채널필터 기능을 가지고, 이후의 회로, 예를 들면 직교검파기 등에 채널필터 기능을 요구하는 불합리를 해결하기 위한 것이다. 중간주파수대용 국부발진신호원(24)의 주파수를 스위칭하는 것에 의하여 희망 채널을 중간주파수대에 합쳐넣는 것이 용이하게 되고, 단일 채널폭만의 중간주파수대 필터(114)에 의하여 채널필터 기능이 확보된다.

그 결과 이후의 회로, 예를 들면, 직교검파기의 회로는 단일의 채널을 통과시키는 협소한 대역의 성능으로 끝나고, 검파기 이후의 국부발진신호원(19)는 고정주파수로 하는 것이 가능하게 되고, 검파기 이후의 필터(20, 21) 등도 좁은 범위의 통과대역에서 끝난다. 또한 희망파 등에 의한 회로다이나믹레인지에 있어서의 포화상태의 발생은 경감되기 때문에, 희망채널의 신호에 대한 신호억제가 저감하는 효과를 얻을 수 있다.

[제4실시예]

도 7은 본 발명의 제 4실시예의 수신회로의 구성을 보이는 것이다. 도 7에 있어서 도면부호 1에서 23까지의 구성은 도 4에 도시한 제 2실시예의 것과 동일하다.

본 발명의 제 4실시예에서는, 상기 제 2실시예의 구성에, 중간주파수용 국부발진신호원(24)과, 증폭기(5)의 출력과 상기 중간주파수대용 국부발진신호를 수신하는 주파수변환용 혼합기(25)와, 증폭기(6)의 출력과 상기 중간주파수대용 국부발진신호를 수신하는 주파수변환용혼합기(26)과, 상기 중간주파수대용 국부발진신호를 받고 주파수변환용혼합기(25)에 출력을 공급하는 증폭기(27)와, 상기 중간주파수대용 국부발진신호를 받고 주파수변환용혼합기(26)에 출력을 공급하는 증폭기(28)을 부가한 것이다.

상기 제 1실시예 또는 제 2실시예 또는 제 3실시예에 있어서는, 각 브랜치신호의 합차를 생성하는 주파수대역이 무선주파수대역에 있었다. 이 때문에 예를 들면 무선주파수가 1GHz인 경우에는 브랜치간의 위상차를 3도 이하로 하기 위해서는 회로배선길이의 차가 1.67mm 이하가 되지 않으면 안된다. 즉 회로배선의 설계자유도는 극히 저하된다. 동시에 온도변화에 의한 부품 성능의 변화 등에도 가혹한 제한이 발생한다.

본 발명의 제 4실시예는, 이러한 제 1실시예 내지 제 3실시예에 있어서의 과제를 해결하기 위하여, 각 브랜치신호를 중간주파수대로 끌어내린 후에 합차신호를 얻는 구성으로 하는 것이다.

도 7에 있어서는, 브랜치1의 수신신호를 증폭하는 증폭기(5)의 출력은 주파수변환용혼합기(25)에 공급되어 중간주파수로 변환된다. 브랜치2의 수신신호를 증폭하는 증폭기(6)의 출력은 주파수변환용혼합기(26)에 공급되어 중주파수로 변환된다. 주파수변환용혼합기(25, 26)은, 각각 증폭기(27, 28)을 경유하여 중간주파수 대용 국부발진신호원(24)에서의 중간주파수대용 국부발진신호를 받는다. 희망채널의 선택은 이러한 중간주파수대용 국부발진신호원(24)에서의 중간주파수대용 국부 발진주파수를 스위칭하는 것으로 가능하게 된다.

주파수변환용 온합기(25)는, 그 출력을 2경로로 분할하는 수단(7)에 공급하고, 주파수변환용 혼합기(26)는, 그 출력을 2경로로 분할하는 수단(8)에 공급한다. 이후의 작용은 상기 제 2실시예의 형태와 동일하다. 단 상기 분할하는 수단(7, 8)에서 직교검파기의 승산기(16, 17)까지는 제 2실시예에서는 주파수대가 무선주파수대이었지만, 본 제 4실시예에서는 중간주파수대용의 것이다.

그 결과 합차신호를 생성하는 회로 및 극성반적 혹은 신호지연을 시행하는 각 회로는 회로 배선길이에 의하여 위상정도를 중간주파수로 규정하면 충분한 것으로 된다.

지금 중간주파수를 100MHz로 하면 합차간의 위상차를 3도 이하로 실현하기 위해서는, 회로 배선길이를 16.7mm이하로 하면 되는 것으로 되고, 회로배선의 설계 자유도는 무선주파수대에서 행하는 경우의 10배의 허용량을 가진다. 또한 상기 분할하는 수단(7, 8)에서 직교검파기의 승산기(16, 17)까지가 중간주파수대용의 것으로 끝나기 때문에 반도체 디바이스도 설계가 용이하게 되고, 더욱이 저소비전력도 대폭 경감할 수 있는 것이다.

[제5실시예]

도 8은 본 발명의 제 5실시예의 수신회로의 구성을 보이고 있다. 도 8에 있어서, 도번 13에서 23까지의 구성은 도 1에 도시한 제 1실시예의 구성과 동일한 것이다. 또한 도번 1에서 12까지의 수신회로에서의 첨자를 제외한 구성도 상기 제 1실시예와 동일한 것이다.

본 발명의 제 5실시예는, 상기 제 1실시예의 도번 1에서 12까지의 구성에 대하여 각각 복수의 구성요소로 되도록 한 것이다. 즉 스페이스다이버시티의 각 브랜치를 위한 안테나(1a, 1b, 1c), 상기 안테나(1a, 1b, 1c)가 얻은 수신신호를 받고 소정의 대역내 신호성분을 추출하는 필터(3a, 3b, 3c)와, 상기 필터에 의하여 얻어진 소망의 대역내 신호를 증폭하는 증폭기(5a, 5b, 5c), 각 브랜치에서의 소망의 대역내신호를 3경로로 분할하는 수단(7a, 7b, 7c)와, 극성반전 또는 위상을 180도 변환하는 수단(9a, 9b, 9c)와, 상기 분할수단(7a, 7b, 7c)의 어느것인가 하나에서 얻어진 신호와 상기 극성반전 또는 위상을 180도 변환하는 수단(9a, 9b, 9c)의 어느것인가 2개에서 얻어진 신호를 합성하는 수단(11a, 11b, 11c)와, 합성수단(11b)의 출력을 받아 이것을 τ만큼 지연시키는 수단(12b)와, 합성수단(11c)의 출력을 받아 이것을 2τ만큼 지연시키는 수단(12c)를 구비하도록 하고 있다.

이상과 같이 구성되는 제 5실시예의 수신회로에 있어서 도 8를 사용하여 동작을 설명한다.

브랜치1의 신호를 A1, 브랜치2의 신호를 A2, 브랜치3의 신호를 A3라고 하면 합성회로(11a), 합성회로(11b), 합성회로(11c) 각각의 출력은,

(합성회로(11a)의 출력) = A1+A2-A3

(합성회로(11b)의 출력) = -A1+A2+A3

(합성회로(11c)의 출력) = A1-A2+A3로 표시된다.

지연회로(12b)에 의하여 지연된 신호에 (τ1)을 붙여 표시하고, 지연회로(12c)에 의하여 지연된 신호에 (τ2)를 붙여 표시하면 합성회로(13)의 출력은 다음의 식(9), 식(10)으로 표시된다.

(합성회로의 출력) = A1+A2-A3-A1(τ1)+A2(τ1)+A3(τ1)

A1(τ2)-A2(τ2)+A3(τ2) .......................................... (9)

= {A1-A1(τ1)+A1(τ2)}+{A2+A2(τ1)-A2(τ2)}+

{-A3+A3(τ1)+A3(τ2)} ............................................ (10)

상기 식(9)로 표시하는 의미는, 각 브랜치의 합성으로 지연량을 동일하게 한 그룹내에 한개만 극성반전, 즉 위상을 180도 쉬프트하고, 그룹별로 다른 브랜치의 극성반적 즉 위상을 180도 쉬프트하는 것을 보이는 것이다.

이들은 브랜치 1, 2, 3을 단일 합성하는 것만의 경우에 신호가 소멸하는 것을 방지하는 것을 보인다.

상기 식(10)으로 표시하는 의미는, 동일 브랜치의 신호끼지가 복수 지연을 시행한 후에 합성되어 소멸하는 것이 발생하는 경우에, 브랜치 별로 다른 가산 감산의 조합으로 하는 것에 의하여, 전체가 소멸하는 것을 방지하는 것을 표시한다.

이것을 더욱이 수식을 사용하여 이하에서 명백히 한다.

2브랜치와 동일한게 제 5실시예에 있어서 고유의 조건하에서 출력이 소멸하는가에 대하여 살펴본다.

즉, 합차지연합성이 제로로 되는 경우에는 반송파주파수를 ω0로 표시하면 상기 식(10)은 다음의 식(11)과 같이 된다.

{A1-A1(τ1)-A1(τ1)+A1(τ2)} + {A2+A2(τ1)-A2(τ2)} + {-A3+A3(τ1)+A3(τ2)} = A₁{cosω₀(t)-cosω₀(t+τ)+cosω₀(t+2τ)} + A₂{cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)-cosω₀(t+2τ)} + A₃{-cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)+cosω₀(t+2τ)} = 0 ........................................................................ (11)

단, A₁≥0, A₂≥0, A₃≥0

상기 식이 제로가 되기 위해서는 A₁, A₂, A₃이 제로가 아닌 한, 제 1항과 제 2항과 제 3항이 서로 상쇄 하던가, 또는 제 1항과 제 2항과 제 3항이 동시에 제로로 되지 않으면 안된다.

우선 제 1항과 제 2항과 제 3항이 서로 상쇄하는가에 대하여 확인하기 위하여 동류항으로 정리하면 상기 식(10)은 다음의 식(12)와 같이 표시된다.

{A1-A1(τ1)+A1(τ2)} + {A2+A2(τ1)-A2(τ2)} + {-A3+A3(τ1)+A3(τ1)+A3(τ2)} = {A₁+A₂-A₃}cosω₀(t) + {A₁+A₂+A₃}cosω₀(t+τ) + {A₁-A₂+A₃}cosω₀(t+2τ) = 0 ............................................... (12)

상기 식(12)가 반송파의 주기레벨에서 제로로 되는 것, 즉 시각(t)의 값에 관계없이 제로되기 위해서는,

{A₁+A₂+A₃}cosω₀(t) = 0

동시에 {-A₁+A₂+A₃}cosω₀(t+τ) = 0

동시에 {A₁-A₂+A₃}cosω₀(t+2τ) = 0 이 성립되지 않으면 안된다.

시각(t)의 함수인 코사인값에 불구하고 제 1항과 제 2항, 그리고 제 3항이 동시에 제로가 되지 않으면 안되기 때문에

A₁+A₂-A₃= 0

동시에 -A₁+A₂+A₃= 0

동시에 A₁-A₂+A₃= 0 가 성립되지 않으면 안된다. ................ (13)

상기 식(13)이 성립하는 필요조건은

A₁+A₂+A₃= 0 이다.

A₁, A₂, A₀₃=0은 절대값이어서 단독으로는 제로가 될 수 있지만 동시에 제로로 되는 것은 아니다. 이러한 이유로 동시에 제로가 되지 않도록 안테나를 배치하는 것이 스페이스다이버시티의 전제이다. 따라서 A₁+A₂+A₃= 0는 성립하지 않는다.

다음에 상기 식(11)에 있어서 제 1항, 제 2항, 그리고 제 3항에 독립하여 제로로 되는 경우를 검토한다. 이때 상기 식(11)을 다음의 식(14)와 같이 변형하여 생각하기로 한다.

A₁{cosω₀(t)-cosω₀(t+τ)+cosω₀(t+2τ)} + A₂{cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)-cosω₀(t+2τ)} + A₃{-cosω₀(t)+cosω₀(t+τ)+cosω₀(t+2τ)}

= A₁(cosω₀(t+τ)+cosω₀(τ/2)+1/2{sinω₀(t+τ/2)+sinω₀(t+3τ/2)}sinω₀(τ/2)) + A₂(cosω₀(t+τ/2)cosω₀(τ/2)+1/2{sinω₀(t+τ)+sinω₀(t+3τ/2)}sinω₀(τ/2)) + A₃(cosω₀(t+3τ/2)+cosω₀(τ/2)+1/2{sinω₀(t+τ/2)+sinω₀(t+τ)}sinω₀(τ/2))

= A₁{cosω₀(t+τ)cosω₀(τ/2)+sinω₀(t+τ)sinω₀(τ/2)cosω₀(τ/2)}

+ A₂{cosω₀(t+τ/2)cosω₀(τ/2)+sinω₀(t+5τ/4)sinω₀(τ/2)cosω₀(τ/2)}

+ A₃{cosω₀(t+3τ/2)cosω₀(τ/2)+sinω₀(t+3τ/4)sinω₀(τ/2)cosω₀(τ/2)}

= cosω₀(τ/2)(A₁{cosω₀(t+τ)+sinω₀(t+τ)sinω₀(τ/2)

+ A₂{cosω₀(t+τ/2)+sinω₀(t+5τ/4)sinω₀(τ/2)}

+ A₃(cosω₀(t+3τ/2)+sinω₀(t+3τ/4)sinω₀(τ/2)}) ............. (14)

상기 식(14)의 값이 시각(t)의 함수인 코사인 또는 사인의 값에 관계없이 제 1항에서 제 3항이 동시에 제로로 되기 위해서는,

cosω₀(τ/2) = 0 ........................................................................ (15)

τ/2 = (2n+1)π

즉, τ = nπ으로 되고,

지연회로에 있어서의 지연시간(τ)를 반송주파수에 대하여 위상차 180도의 정수배로 설정하지 않으면 안테나(1)과 안테나(2)와 안테나(3)와의 배치나 멀티패스페이딩의 상황에 불구하고, 상기식(14) 즉 상기 식(11)은 제로로 죄지 않음이 명백하다.

이상의 설명에서 명백한 바와 같이, 본 발명의 제 5실시예의 수신회로는 상기 제1실시예의 수신호로와 기본적으로 동일한 적용을 수행하고 있다고 할 수 있다. 따라서 3이상의 안테나 혹은 브랜치를 구비하는 경우에 있어서도, 제 5실시예에 도시한 구성에 의하여 본 발명의 스페이스다이버시티효과를 발휘할 수 있음이 명백하다.

단 본 발명의 제 5실시예의 수신회로는, 상기 제 1실시예에 비하여 스페이스다이버시티 효과를 높이기 위한 브랜치수를 증가시켰음에도 불구하고 합성회로(13) 이후의 수신계를 1경로화하는 것이 가능하게 되고, 그 결과 스페이스 다이버시티 효과가 높아지는 것 뿐, 제 1실시예의 수신회로 보다도 한층 효과가 기대되는 것이다.

그리고, 상기 제 5실시예의 수신회로는, 상기 제 1실시예의 수신회로를 베이스로 그 구성 및 작용을 설명하였지만, 상기 제 2실시예의 수신회로를 베이스로 하여 구성 및 작용을 설명하여도 동일하다.

이상과 같은 설명에서 명백하게 알 수 있는 본 발명은, 2경로의 신호에서 이들의 합신호 또는 이들의 차신호를 생성하는 수단과, 상기 합신호 또는 차신호 생성수단의 출력의 어느것인가를 지연하는 수단과, 상기 지연수단의 출력과 지연을 받지 않은 경로의 신호를 가산합성하는 수단과, 상기 가산합성수단의 출력을 받은 희망파통신필터수단과, 상기 희망파통신필터수단의 출력을 받는 분할수단과, 상기 분할수단의 출력을 받는 직교검파수단과, 상기 직교검파수단의 출력을 받아 베이스 밴드 신호를 추출하는 필터수단을 구비하도록 한 것이고, 수신계를 독립하여 2경로를 구비하는 상기 제 1종래예에 가까운 스페이스 다이버시티효과를 실현함과 같이 소형화 및 저소비전력화를 도모하는 것이 가능하다.

Claims

제1안테나;

제2안테나;

상기 각각의 안테나에서 수신하는 2경로의 신호에서 이들의 합신호 또는 차신호를 생성하는 수단;

상기 합신호 또는 차신호생성수단의 출력의 어느 하나를 지연시키는 수단과;

상기 지연수단의 출력과 지연되지 않은 경로의 신호를 가산합성하는 수단과;

상기 가산합성수단의 출력을 받는 희망파통신필터수단과;

상기 희망파통신필터수단의 출력을 받는 분할수단과;

상기 분할수단의 출력을 받는 직교검파수단과;

상기 직교검파수단의 출력을 받아서 베이스밴드신호를 추출하는 필터수단을 포함하여 구성되어;

상기 가산합성수단 이후의 수신계를 1경로로 하는 것을 특징으로 하는 수신회로.
제 1 항에 있어서, 상기 지연수단의 출력과 지연하지 않은 경로의 신호를 가산합성하는 수단에 대신하여, 상기 지연수단의 출력과 지연하지 않은 경로의 신호를 감산합성하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신회로.
제 1 항에 있어서, 중간주파수대용 국부발진신호원과, 고주파변환용 혼합기와, 중간주파수대 필터로 구성되는 중간주파수변환수단을 더 포함하여, 상기 지연수단의 출력과 지연되지 않은 경로의 신호를 가산합성하는 수단 또는 상기 지연수단의 출력과 지연되지 않은 경로의 신호를 감산합성하는 수단의 출력을 상기 중간주파수변환수단에 인가하는 것에 의하여 중간주파수대단 이후의 수신경로를 1경로로 하는 것을 특징으로 하는 수신회로.
제 1 항에 있어서, 상기 각각의 안테나에서 수신되는 2경로의 신호에 각각 주파수변환수단을 무선주파수대로 설치하는 것과 같이, 각각의 주파수변환수단에서 얻어지는 2경로의 신호에서 이들의 합신호 또는 차신호를 생성하는 수단을 중간주파수대에 설치하고, 중간주파수대단 이후의 수신경로를 1경로로 한 것을 특징으로 하는 수신회로.
제 1 항에 있어서, 3이상의 안테나를 구비하여 3이상의 브랜치를 구성하고, 이들 3이상의 경로에서의 신호를 합신호 또는 차신호를 생성하는 수단과, 싱기 합신호 또는 차신호생성수단의 출력의 하나를 제외한 나머지를 지연하는 수단과, 상기 지연수단의 출력과 지연하지 않은 경로의 신호를 가산 또는 감산하여 합성하는 수단을 설치하고, 상기 합성수단 이후의 수신경로를 1경로로 하는 것을 특징으로 하는 수신회로.