JP3342854B2 - 同相合成・位相差検出回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、衛星追尾アンテナ
の目標衛星に対する指向誤差を検出するための位相差検
出回路に関する。また、位相が一致しない複数の受信信
号を自動的に同相に制御し合成する同相合成回路に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】電車、バスなどの移動体上で、放送衛星
からの電波を受信する場合、あるいは通信衛星と通信す
る場合、所定の回線品質を確保するために、衛星の方向
にアンテナの指向方向を合わせる継続的な操作、すなわ
ちアンテナ指向方向制御が必要となる。

【０００３】従来、特開平５−５２９２０号公報「電子
追尾式受信装置」に開示されているような追尾式受信装
置があり、これを図７に示す。図７において、サブアン
テナ１０１、１０２からの入力信号は、共通の局部発振
器１０５の出力が入力されるダウンコンバータ１０３、
１０４によりそれぞれ第１中間周波数に変換される。さ
らに、これらの信号は、ミキサ１０６、１０７により第
２中間周波数に変換されるが、この時に使用されるロー
カル信号は、ミキサ１０７については局部発振器１１３
の出力であり、ミキサ１０６については電圧制御発振器
１１２の出力である。ミキサ１０７の中間周波数出力
と、ミキサ１０６の中間周波数出力は、バンドパスフィ
ルタ１０９、１０８を介して位相周波数比較器（ＰＣ
Ｆ）１１０または位相比較器（ＰＤ）により位相比較さ
れ、ループフィルタ１１１を介して前記電圧制御発振器
１１２にフィードバックされる。

【０００４】このフィードバック制御は、位相周波数比
較器１１０の入力であるサブアンテナ１０１とサブアン
テナ１０２の受信信号の位相差を減少させる方向に働
き、ミキサ１０６の中間周波数出力（追従系）は、ミキ
サ１０７の中間周波数出力（基準系）に位相同期される
ので、これら第２中間周波数を電力合成回路１１４で合
成することにより、同相合成出力１１５が得られる。

【０００５】この追尾式受信装置を使用すれば、アンテ
ナの指向誤差が生じ、サブアンテナ１０１及びサブアン
テナ１０２が受信する信号に位相差が生じた場合でも、
追従系が基準系にロツクされることにより、第２中間周
波数の２つの信号は正確に同相となり、同相合成出力１
１５を得ることができる。すなわち、サブアンテナ間に
生じる位相差をフィードバックループによりキャンセル
することにより、アンテナの指向を衛星の方向に自動的
に制御（電子的な自動追尾）する事が可能である。

【０００６】以上述べたように、図７に示した追尾式受
信装置は、電子的な同相合成により、アンテナビームを
衛星からの電波の到来方向に追従させることができ、ア
ンテナ全体としてのピーク利得を確保し、見かけ上１つ
のサブアレイアンテナと等価な広い半値幅を持つアンテ
ナが実現できる。しかし、大きな指向誤差に対しては利
得劣化が問題となり、各サブアレイを機械的に衛星方向
に指向させることが不可欠である。

【０００７】衛星に対するアンテナの指向誤差を検出す
る手段として、モノパルス方式が知られている。図８
に、伊藤他による”移動体用衛星放送受信システム”テ
レビジョン学会技報Ｖｏｌ．１２、Ｎｏ．２３、ｐ４７
−５２、Ｊｕｎｅ、１９８８に開示されたモノパルス回
路例を示す。サブアンテナ１３１、１３２からの入力信
号は、共通の局部発振器１３５の出力が入力されるダウ
ンコンバータ１３３、１３４によりそれぞれ第１中間周
波数に変換される。さらに、これらの信号は共通の局部
発振器１３８の出力が入力されるチユーナ１３６、１３
７により第２中間周波数に変換される。これら２つの信
号に位相差θが含まれるとすると、チューナ１３６の出
力はｓｉｎ（ωｔ）、チューナ１３７の出力はｓｉｎ
（ωｔ−θ）と表すことができる。ここで、ωは第２中
間周波数の角周波数、ｔは時間である。

【０００８】ミキサ１４０は、ｓｉｎ（ωｔ＋π／２）
とｓｉｎ（ωｔ−θ）の乗算を行い、ローパスフィルタ
１４２を介して得られる出カ信号１４４（直流成分）は
ｓｉｎ（θ）に比例した電圧となる。一方、ミキサ１４
１はｓｉｎ（ωｔ）とｓｉｎ（ωｔ−θ）の乗算を行
い、ローパスフィルタ１４３を介して得られる出力信号
１４５（直流成分）はｃｏｓ（θ）に比例した電圧とな
る。このように出力信号１４４、１４５はサブアンテナ
１３１、１３２間の受信信号位相差であり、本位相差か
ら求められるアンテナの指向誤差からアンテナの指向方
向制御を機械的に行うことが可能である。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、同
相合成によるアンテナビームの追尾だけではアンテナの
利得劣化が避けられないため、これに加えてアンテナの
機械的指向方向制御を併用する必要があった。このた
め、モノパルス回路など指向誤差（＝各サブアンテナ間
の位相差）を検出する回路を別途用意する必要があり、
回路構成が複雑になるという問題があった。

【００１０】本発明の目的は、電子的なアンテナビーム
の追尾を行う同相合成回路と、位相差を検出する回路を
共通化することにより、両機能を簡単な回路構成で実現
した同相合成・位相差検出回路を提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】請求項１に記載の発明
は、ｎを２以上の整数としたとき、ｎ個の入力信号をダ
ウンコンバートするｎ個のミキサと、これらのミキサの
うち、基準系に属する１個のミキサにローカル信号を供
給する１個の局部発振器と、前記ミキサのうち、追従系
に属する（ｎ−１）個のミキサにローカル信号を供給す
る（ｎ−１）個の電圧制御発振器と、前記ｎ個のミキサ
の、中間周波数を出力する出力端子にそれぞれ連結され
たｎ個のフィルタと、これらのフィルタの出力に基づい
て、基準系と各追従系の信号位相をそれぞれ比較する
（ｎ−１）個の第１位相比較手段と、これらの第１位相
比較手段が検出した位相差情報に応じて、前記（ｎ−
１）個の電圧制御発振器を制御し、各追従系の信号位相
を基準系の信号位相にロックさせる（ｎ−１）個の位相
制御手段と、前記ｎ個のミキサが出力する中間周波数を
合成し、合成結果を同相合成出力端子に送出する電力合
成器と、前記１個の局部発振器と、前記（ｎ−１）個の
電圧制御発振器との信号位相をそれぞれ比較する（ｎ−
１）個の第２位相比較手段と、これらの第２位相比較手
段の出力を入力し、位相差情報を位相差出力端子に送出
する（ｎ−１）個のローパスフィルタとを備えることを
特徴とする同相合成・位相差検出回路である。

【００１２】請求項２に記載の発明は、前記（ｎ−１）
個の第２位相比較手段の各入力に、それぞれ分周器を挿
入したことを特徴とする請求項１に記載の同相合成・位
相差検出回路である。

【００１３】請求項３に記載の発明は、前記（ｎ−１）
個の第２位相比較手段は、それぞれ、位相進み検出出力
および位相遅れ検出出カを備え、これらの位相進み検出
出力および位相遅れ検出出カを、それぞれセット信号お
よびリセット信号として入力し、位相差方向の極性を示
す位相差方向出力を出力するフリップフロップと、前記
第２位相比較手段とローパスフィルタとの間に設けら
れ、前記位相進み検出出力および位相遅れ検出出カを入
力するチャージポンプとをさらに備えることを特徴とす
る請求項１〜２に記載の同相合成・位相差検出回路であ
る。

【００１４】請求項４に記載の発明は、前記（ｎ−１）
個の第１位相比較手段にはロック検出出力が設けられ、
これらのロック検出出力を前記（ｎ−１）個のローパス
フィルタのリセット入力に接続したことを特徴とする請
求項１〜３に記載の同相合成・位相差検出回路である。

【００１５】請求項５に記載の発明は、前記ｎ個のフィ
ルタは、放送衛星または通信衛星が出力するビーコンま
たはパイロット信号の周波数、またはこれがダウンコン
バートされた周波数を中心周波数とするバンドパスフィ
ルタであることを特徴とする請求項１〜４に記載の同相
合成・位相差検出回路である。

【００１６】請求項６に記載の発明は、前記（ｎ−１）
個のローパスフィルタの出力をディジタル信号に変換
し、変換したディジタル信号を位相差出力端子に送出す
る（ｎ−１）個のＡＤ変換器をさらに備えることを特徴
とする請求項１〜５に記載の同相合成・位相差検出回路
である。

【００１７】請求項７に記載の発明は、ｎ個のサブアン
テナと、前記ｎ個のサブアンテナからの信号をダウンコ
ンバートし、中間周波数を前記ｎ個のミキサにそれぞれ
送出するｎ個のダウンコンバータとをさらに備えること
を特徴とする請求項１〜６に記載の同相合成・位相差検
出回路である。

【００１８】本発明は、従来の同相合成回路を構成する
電圧制御発振器および局部発振器の位相を比較し、位相
差を検出することにより、同相合成回路の動作は従来通
り実現しながら、簡単な付加回路により、位相差すなわ
ち指向誤差出力を同時に得ることを最も主要な特徴とす
る。

【００１９】従来、指向誤差検出にはモノパルス回路な
どを必要としたが、従来の同相合成回路に含まれる電圧
制御発振器と局部発振器には入力の位相差が反映される
ことを利用し、同相合成回路と位相差検出回路とを共通
化する事で、設計の簡素化、装置の小型化、低消費電力
化の効果が得られる。

【００２０】

【発明の実施の形態】図１に、本発明の同相合成・位相
差検出回路の第１の実施形態を示す。図において、ミキ
サ６は、電圧制御発振器１２の出力をローカル信号とし
て、入力信号１をダウンコンバートし中間周波数を出力
し、ミキサ７は、局部発振器１３の出力をローカル信号
として、入力信号２をダウンコンバートし中間周波数を
出力する。出力された両中間周波数は、バンドパスフィ
ルタ８及びバンドパスフィルタ９を介して位相周波数比
較器（ＰＦＣ）１０または位相比較器（ＰＤ）に入力さ
れる。

【００２１】ループフィルタ１１は、位相周波数比較器
１０に入力される２信号の位相が一致するように電圧制
御発振器１２を制御する。このループフィルタ１１によ
る位相制御により、電圧制御発振器１２（追従系）の出
力の位相は、局部発振器１３（基準系）の出力の位相に
ロックされる。従って、電力合成回路１４には、位相が
同期した信号が入力され、同相合成出力１５が得られ
る。

【００２２】位相にずれがある信号が入力端子１、２に
入力される場合、この位相ずれをミキサにおいて打ち消
すのに必要な位相差を保ちながら、電圧制御発振器１２
は局部発振器１３にロックされる。従って、電圧制御発
振器１２の位相と局部発振器１３の位相を位相比較器１
６により位相比較することにより、入カ信号１、２の位
相差を検出することができる。位相差の情報は、位相比
較器１６の出力パルスのデューティ比として現れるが、
このままでは取り扱いにくいので、ローパスフィルタ１
７によりデューティ比を電圧に変えて、位相差出力１８
すなわち指向誤差出力を得ている。

【００２３】すなわち、本発明の同相合成・位相差検出
回路は、位相差を持つ入力信号１、２が入カされた場合
に、ミキサ６の中間周波数出カ（追従系）がミキサ７の
中間周波数出力（基準系）に位相同期することにより、
同相合成されて同相合成出力１５が出力されると同時
に、入力信号１、２の位相差が位相差出力１８として電
圧の形で出力される。

【００２４】なお、説明の都合上、入力信号を２信号と
したが、入力信号は３信号以上とすることができる。そ
の場合、基準系は１個とし、残りすべてを追従系とすれ
ばよい。

【００２５】本発明の同相合成・位相差検出回路は、常
にその出力振幅がほぼ一定である、電圧制御発振器１２
の出力および局部発振器１３の出力から、位相差検出の
ための信号を分岐して取り出すため、受信信号から直接
位相差検出を行うモノパルス方式などと比較して、入力
信号の振幅変化がＡＭ−ＰＭ変換により位相差検出出力
に誤差として現れにくい。

【００２６】また、位相差検出のための信号を受信信号
から分岐する必要がないことは、受信信号から位相差検
出を行うモノパルス方式などと比較して、雑音特性に優
れ、分岐による損失を補うための増幅が不要であるとい
う利点がある。

【００２７】図２に、本発明の同相合成・位相差検出回
路の第２の実施形態を示す。第２の実施形態は、第１の
実施形態における位相比較器１６（本実施形態では１６
ａ）の入力側に、分周比Ｎの分周器１９、２０を挿入し
た構成である。図２において、電圧制御発振器１２ａと
局部発振器１３ａの出力周波数は、方式の要求により決
定されるが、これらの周波数が高い場合、例えば１ＧＨ
ｚを超える場合には、位相比較器１６ａには高速ディジ
タルゲートを使用する必要があり、消費電カが大きくな
る。分周器１９、２０は、位相比較器１６ａに入力され
る周波数を低く抑えることができるため、位相比較器１
６ａへの性能要求を緩和することができる。

【００２８】図３に、本発明の同相合成・位相差検出回
路の第３の実施形態を示す。第３の実施形態では、第１
の実施形態における位相比較器１６の代わりに、位相進
み出力ｕと位相遅れ出力ｄとを、別々の出カ端子として
持つタイプの位相比較器１６ｂを使用し、位相差方向の
極性を出力する端子が設けられている。図３において、
位相比較器１６ｂのｕ出力とｄ出力は、フリップフロッ
プ２２のセット及びリセット入力へ接続され、フリップ
フロップ２２は、位相差方向の極性を示す位相差方向出
力２３を出力している。また、位相比較器１６ｂのｕ出
力とｄ出力は、チャージポンプ２１を介してローパスフ
ィルタ１７ｂに入力され、このローパスフィルタ１７ｂ
からは、位相差出力１８ｂとして位相差に比例した電圧
が出力される。

【００２９】図４に、本発明の同相合成・位相差検出回
路の第４の実施形態を示す。第４の実施形態は、ロック
外れ時に真値ではない位相差情報を出力することを防ぐ
ことを目的として、第１の実施形態における位相周波数
比較器１０を、ロック検出出カを有する位相周波数比較
器１０ｃに置き換え、このロック検出出カによりローパ
スフイルタ１７ｃをリセットする構成である。

【００３０】図４において、入力信号１ｃ、２ｃが入力
されてから追従系が基準系にロックされるまでの期間
は、位相差出力１８ｃにはロック外れによる真値ではな
い情報が出力される。そこで、この期間はローパスフィ
ルタ１７ｃをリセットしておき、位相周波数比較器１０
ｃがロック検出した時点からローパスフィル夕１７ｃを
動作させて、正確な位相差出力１８ｃを得る。

【００３１】第５の実施形態は、第１の実施形態（図
１）におけるバンドパスフィルタ８、９の中心周波数
を、放送衛星または通信衛星が出力するビーコン（パイ
ロット）信号がダウンコンバートされた周波数に一致さ
せる構成である。本発明の同相合成・位相差検出回路を
放送衛星または通信衛星に対する受信機に適用する場
合、入カ信号１、２には各チャネルの変調信号及びビー
コン（パイロット）信号が入力されるが、変調信号を位
相同期に使用しようとすると、変調による位相変化が指
向誤差による位相変化に重畳される問題が考えられる。
そこで、バンドパスフィルタ８、９の中心周波数を、無
変調信号であるビーコン（パイロツト）信号がダウンコ
ンバートされた周波数に合わせておくことで、受信チャ
ネルの変調方式に依らずに安定した位相同期を行わせる
ことができる。

【００３２】図５に、本発明の同相合成・位相差検出回
路の第６の実施形態を示す。第６の実施形態は、第１の
実施形態における位相差出力１８を出力するローパスフ
ィル夕１７の後段に、ＡＤ変換器２４を付加した構成で
ある。図５における位相差出力１８ｄはディジタル信号
であるため、この信号を利用して演算処理を行う場合
や、この信号を制御信号として使用する場合に取り扱い
が容易である。

【００３３】図６に、本発明の同相合成・位相差検出回
路の第７の実施形態を示す。図において、サブアンテナ
４６、４７から入力される信号は、共通の局部発振器５
０の出力をローカル信号とするダウンコンバータ４８、
４９によりダウンコンバートされる。ダウンコンバータ
４８、４９が出力する信号は、本発明の第１〜第６のい
ずれかの実施形態のミキサに入力される。なお、図６に
は、これらの代表として、第１の実施形態のミキサに入
力される例を示した。

【００３４】サブアンテナ４６、４７を結ぶ直線と、送
信または受信する電波の波面が一致する場合、ダウンコ
ンバータ４８、４９の出力の周波数及び位相は一致す
る。逆に、サブアンテナ４６、４７を結ぶ直線と、送信
または受信する電波の波面が角度を持つ場合、サブアン
テナ４６、４７で受信される信号に位相差が現れる。ダ
ウンコンバータ４８、４９の出力においてもこの位相差
は存在し、これらの出力は、位相差を保ったまま本発明
の第１〜第６のいずれかの実施形態のミキサに入力され
る。位相差出力１８ｅには、この位相差に比例した値が
出力されるので、この出力をもとにサブアンテナ４６、
４７を結ぶ線と電波の波面が一致するようにアンテナを
機械的に制御することが可能である。ここで、応答性の
点から機械追尾による対応が困難な移動体の振動、路面
の段差等による急激な移動体の姿勢変動による指向誤差
に対しても、電子的な同相合成により利得の劣化を防ぐ
ことが可能である。

【００３５】なお、図６においてはダウンコンバータを
１段としたが、ダウンコンバータの段数はこれに限られ
るものではない。

【００３６】

【発明の効果】本発明は、従来の同相合成回路を構成す
る電圧制御発振器及び局部発振器の位相を比較すること
で位相差を検出することにより、同相合成及び位相差検
出の両機能を従来の同相合成回路への簡単な回路の付加
により実現できる効果がある。

【００３７】従来、衛星通信用アンテナの指向誤差検出
（すなわちサブアンテナ間の位相差検出）を行うために
は、同相合成回路とは別にモノパルス回路などを必要と
したが、同相合成回路と位相差検出回路とを共通化する
事で設計の簡素化、装置の小型化、低消費電力化の効果
が得られる。

【００３８】また、本発明の同相合成・位相差検出回路
は、位相差検出のために信号を分岐して取り出す必要が
ないので、雑音特性に優れ、分岐に伴う損失を補うアン
プが不要である効果がある。

【００３９】さらに、従来のモノパルス方式による位相
差検出回路では、入力信号の振幅が位相差出力に影響を
与えるのに対して、本発明の同相合成・位相差検出回路
では、位相差検出を行う位相比較器に入力される信号は
電圧制御発振器及び局部発振器から得るため、その振幅
は受信信号の振幅に依らずほぼ一定である。従って、位
相比較器におけるＡＭ−ＰＭ変換による位相検出誤差が
発生しにくい効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の同相合成・位相差検出回路の第１の
実施形態の構成図。

【図２】 本発明の同相合成・位相差検出回路の第２の
実施形態の構成図。

【図３】 本発明の同相合成・位相差検出回路の第３の
実施形態の構成図。

【図４】 本発明の同相合成・位相差検出回路の第４の
実施形態の構成図。

【図５】 本発明の同相合成・位相差検出回路の第６の
実施形態の構成図。

【図６】 本発明の同相合成・位相差検出回路の第７の
実施形態の構成図。

【図７】 従来の追尾式受信装置の構成図。

【図８】 従来のモノパルス回路の構成図。

【符号の説明】

１、１ａ、１ｂ、１ｃ、１ｄ 入力端子 ２、２ａ、２ｂ、２ｃ、２ｄ 入力端子 ６、６ａ、６ｂ、６ｃ、６ｄ、６ｅ ミキサ ７、７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄ、７ｅ ミキサ ８、８ａ、８ｂ、８ｃ、８ｄ、８ｅ パンドパスフィル
タ（フィルタ） ９、９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄ、９ｅ バンドパスフィル
タ（フィルタ） １０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ、１０ｅ 位相
周波数比較器（第１位相比較手段） １１、１１ａ、１１ｂ、１１ｃ、１１ｄ、１１ｅ ルー
プフィルタ（位相制御手段） １２、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ、１２ｄ、１２ｅ 電圧
制御発振器 １３、１３ａ、１３ｂ、１３ｃ、１３ｄ、１３ｅ 局部
発振器 １４、１４ａ、１４ｂ、１４ｃ、１４ｄ、１４ｅ 電力
合成回路 １５、１５ａ、１５ｂ、１５ｃ、１５ｄ、１５ｅ 同相
合成出力端子 １６、１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ、１６ｅ 位相
比較器（第２位相比較手段） １７、１７ａ、１７ｂ、１７ｃ、１７ｄ、１７ｅ ロー
パスフイルタ １８、１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄ、１８ｅ 位相
差出力端子 １９、２０ 分周器 ２１ チャージポンプ ２２ フリップフロップ ２３ 位相差方向出力端子 ２４ ＡＤ変換器 ４６、４７ サブアンテナ ４８、４９ ダウンコンバータ ５０ 局部発振器 １０１、１０２、１３１、１３２ サブアンテナ １０３、１０４、１３３、１３４ ダウンコンバータ １０５、１３５ 局部発振器 １０６、１０７ ミキサ １０８、１０９ バンドパスフィルタ １１０ 位相周波数比較器 １１１ ループフィルタ １１２ 電圧制御発振器 １１３ 局部発振器 １１４ 電力合成回路 １１５ 同相合成出力端子 １３６、１３７ チユーナ １３８ 局部発振器 １３９ ９０度移相器 １４０、１４１ ミキサ １４２、１４３ ローパスフイルタ １４４、１４５ 位相差出力端子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 関 智弘 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日本電信電話株式会社内 (72)発明者 上綱 秀樹 東京都千代田区大手町二丁目３番１号 日本電信電話株式会社内 (56)参考文献 特開 平５−52920（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−204731（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H01Q 3/00 - 3/08 G01S 3/42

Claims (7)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ｎを２以上の整数としたとき、ｎ個の入
   力信号をダウンコンバートするｎ個のミキサと、 これらのミキサのうち、基準系に属する１個のミキサに
   ローカル信号を供給する１個の局部発振器と、 前記ミキサのうち、追従系に属する（ｎ−１）個のミキ
   サにローカル信号を供給する（ｎ−１）個の電圧制御発
   振器と、 前記ｎ個のミキサの、中間周波数を出力する出力端子に
   それぞれ連結されたｎ個のフィルタと、 これらのフィルタの出力に基づいて、基準系と各追従系
   の信号位相をそれぞれ比較する（ｎ−１）個の第１位相
   比較手段と、 これらの第１位相比較手段が検出した位相差情報に応じ
   て、前記（ｎ−１）個の電圧制御発振器を制御し、各追
   従系の信号位相を基準系の信号位相にロックさせる（ｎ
   −１）個の位相制御手段と、 前記ｎ個のミキサが出力する中間周波数を合成し、合成
   結果を同相合成出力端子に送出する電力合成器と、 前記１個の局部発振器と、前記（ｎ−１）個の電圧制御
   発振器との信号位相をそれぞれ比較する（ｎ−１）個の
   第２位相比較手段と、 これらの第２位相比較手段の出力を入力し、位相差情報
   を位相差出力端子に送出する（ｎ−１）個のローパスフ
   ィルタとを備えることを特徴とする同相合成・位相差検
   出回路。
2. 【請求項２】 前記（ｎ−１）個の第２位相比較手段の
   各入力に、それぞれ分周器を挿入したことを特徴とする
   請求項１に記載の同相合成・位相差検出回路。
3. 【請求項３】 前記（ｎ−１）個の第２位相比較手段
   は、それぞれ、位相進み検出出力および位相遅れ検出出
   カを備え、 これらの位相進み検出出力および位相遅れ検出出カを、
   それぞれセット信号およびリセット信号として入力し、
   位相差方向の極性を示す位相差方向出力を出力するフリ
   ップフロップと、 前記第２位相比較手段とローパスフィルタとの間に設け
   られ、前記位相進み検出出力および位相遅れ検出出カを
   入力するチャージポンプとをさらに備えることを特徴と
   する請求項１〜２に記載の同相合成・位相差検出回路。
4. 【請求項４】 前記（ｎ−１）個の第１位相比較手段に
   はロック検出出力が設けられ、これらのロック検出出力
   を前記（ｎ−１）個のローパスフィルタのリセット入力
   に接続したことを特徴とする請求項１〜３に記載の同相
   合成・位相差検出回路。
5. 【請求項５】 前記ｎ個のフィルタは、放送衛星または
   通信衛星が出力するビーコンまたはパイロット信号の周
   波数、またはこれがダウンコンバートされた周波数を中
   心周波数とするバンドパスフィルタであることを特徴と
   する請求項１〜４に記載の同相合成・位相差検出回路。
6. 【請求項６】 前記（ｎ−１）個のローパスフィルタの
   出力をディジタル信号に変換し、変換したディジタル信
   号を位相差出力端子に送出する（ｎ−１）個のＡＤ変換
   器をさらに備えることを特徴とする請求項１〜５に記載
   の同相合成・位相差検出回路。
7. 【請求項７】 ｎ個のサブアンテナと、 前記ｎ個のサブアンテナからの信号をダウンコンバート
   し、中間周波数を前記ｎ個のミキサにそれぞれ送出する
   ｎ個のダウンコンバータとをさらに備えることを特徴と
   する請求項１〜６に記載の同相合成・位相差検出回路。