KR100353129B1

KR100353129B1 - 이동국들 및 기지국을 갖는 이동 통신 시스템

Info

Publication number: KR100353129B1
Application number: KR1020000005298A
Authority: KR
Inventors: 가와나베요시따까
Original assignee: 닛본 덴기 가부시끼가이샤
Priority date: 1999-02-05
Filing date: 2000-02-03
Publication date: 2002-09-18
Also published as: JP3335953B2; EP1026834A2; US7054397B1; BR0007379A; CN1264223A; EP1026834A3; KR20000062521A; CN1140970C; JP2000295169A

Abstract

이동 통신 시스템은, 복수의 이동국과, 복수의 안테나, 주파수 쉬프트부, 합성부, 수신부 및 신호 처리부를 포함하는 기지국을 갖는다. 안테나는 이동국이 송신한 전파를 수신한다. 주파수 쉬프트부는 수신된 신호를 안테나 각각에 대응하는 주파수분만큼 쉬프트시킨다. 합성부는 쉬프트된 신호를 합성 신호로서 결정한다. 수신부는 합성 신호를 주파수 변환시켜서 중간 주파수 신호로 만들고, 이 중간 주파수 신호를 디지탈 신호로 변환시킨다. 신호 처리부는 확산 복조 수단, 판정 수단 및 페이딩 보상 수단을 포함한다.

Description

이동국들 및 기지국을 갖는 이동 통신 시스템{MOBILE COMMUNICATION SYSTEM HAVING MOBILE STATIONS AND A BASE STATION}

본 발명은 복수의 이동국과 기지국을 갖는 이동 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 복수의 안테나 각각에 대응하는 수신 신호들 간의 위상차의 검출 처리와 이동국의 도래 방향의 판정 처리를 실행하는 부호 분할 다중 접속 (CDMA) 시스템에서의 기지국에 관한 것이다.

부호 분할 다중 접속 (CDMA) 시스템에 의한 이동 통신 시스템에 대한 개발이 이루어졌다. 기지국은, 서비스 영역에 있는 복수의 이동국 각각으로부터의 신호를 수신하는 수신 장치로서 중요한 기능을 갖는다.

또한, 기지국의 안테나 장치로서 적응적 어레이 안테나(adaptive array antenna)에 대한 연구가 행해져 왔다. 이 경우, 적응적 어레이 안테나는 통상 복수의 무지향성 안테나(omni-directional antenna) 소자로 구성된다. 무지향성 안테나 소자는, 안테나 소자 각각으로부터 제공된 수신 신호들을 전기적으로 합성함으로써 지향성 안테나로서 동작한다.

이와 같은 상황에서는, 적응적 어레이 안테나(adaptive array antenna)에 있어서, 수신 신호들 간의 위상차가 정확하게 검출되는 것이 요구된다. 또한, 무지향성 안테나 소자 각각은, 검출된 위상차에 기초하여 이동국 전파의 도래 방향에 대해서는 지향성 이득을 증가시키고, 간섭파나 방해파에 대해서는 지향성 이득을 감소시키도록 제어되는 것이 요구된다.

한편, 일본 미심사 특허 공개 평6-242229호 공보에는, 종래 기술로서 고 거리 분해능(high distance resolution)을 실현하는 레이다 장치에 관한 기술이 개시되어 있다. 레이다 장치는, 수신 시간 보정 수단 및 수신 빔 지향 제어 수단을 구비한다. 수신 시간 보정 수단은, 안테나 소자 각각의 수신 신호를 시간 보정 신호에 따라 지연시킨다.

수신 빔 지향 제어 수단은, 안테나 빔의 형성 방향에 대하여, 각각의 안테나 소자에 의해 수신된 전파의 도래 시간이 위상 일치면에서 서로 동일하게 되도록 시간 보정 신호를 생성한다.

일본 미심사 특허 공개 평8-172312호 공보에는, 이동 안테나 시스템에 대한 또 다른 기술이 개시되어 있다. 이동 안테나 시스템은, 동상 합성하기 위한 국부 발진기와 모노펄스 회로의 국부 발진기를 공통으로 사용한다.

각각의 안테나에 따라 생성하는 제2 중간 주파수의 제어 편차가 실질적으로제거되고, 위상 검출 오류를 포함하는 위상차 신호가 발생한다.

일본 미심사 특허 공개 평10-70502호 공보에는, 통신 슬롯이나 통신 채널의 이용 효율을 향상시키는 이동 통신에서의 지향성 제어 안테나 장치에 관한 또 다른 기술이 개시되어 있다.

이러한 이동 통신 시스템은 어레이 안테나, 주파수 변환 수단, 도래 방향 추정 수단 및 안테나 지향성 제어 수단으로 구성된다.

이러한 구성에 의해, 어레이 안테나는 기지국으로부터의 신호를 수신한다. 주파수 변환 수단은 수신 신호를 중간 주파수나 베이스밴드 주파수를 갖는 신호로 변환시킨다. 도래 방향 추정 수단은 변환된 신호에 기초하여 이동국의 존재 방향을 추정한다.

종래의 적응적 어레이 안테나는, 무지향성 안테나 소자 각각에 따라 수신부 및 신호 처리부를 구비하는 것이 필요하다. 따라서, 이동국 장치의 규모가 커지고, 가격 또한 올라간다.

이러한 목적으로, 무지향성 안테나 소자 각각에 대응하는 수신부 및 신호 처리부의 크기와 비용이 줄어드는 것이 요구된다.

또한, 무지향성 안테나 소자 각각에 대응하는 수신부에 있어서 종래의 더블 슈퍼 헤테로다인 시스템이 적용되고 있다.

따라서, 수신부 내에 주파수 역변환 (다운-컨버트)용의 발진기가 필요하게 된다. 발진기는 국부적으로 발진된 신호를 발생한다. 복수의 안테나 소자 각각에 따라서 국부적으로 발진된 신호들 사이에는, 위상 노이즈에 의한 위상 오류가, 발생하기 쉽다. 따라서, 무지향성 안테나 소자 각각에 대응하는 수신 신호들 간의 위상차를 정확하게 검출하기가 어렵다.

따라서, 무지향성 안테나 소자 각각에 대응하는 수신 신호들 간의 위상차를 정확하게 검출하고 이동국 각각의 전파의 도래 방향을 정확하게 판단하는 기지국이 바람직하다.

따라서, 본 발명의 목적은, 적응적 어레이 안테나에서의 복수의 무지향성 안테나 소자 각각에 대응하는 수신 신호에 대하여 1개의 신호열로 통합 처리를 함으로써, 크기와 비용을 저감시킬 수 있는 기지국을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은, 적응적 어레이 안테나에서의 복수의 안테나 소자 각각에 대응하는 수신 신호간의 위상차를 정확하게 검출함으로써, 복수의 이동국의 전파 각각의 도래 방향을 정확하게 판단할 수 있는 기지국을 제공하는 것이다.

본 발명에 따르면, 이동 통신 시스템은, 복수의 이동국과, 복수의 안테나, 주파수 쉬프트부, 합성부, 수신부 및 신호 처리부를 포함하는 기지국을 갖는다.

이러한 구성에 의해, 안테나는 이동국이 송신한 전파를 수신한다. 주파수 쉬프트부는 수신한 신호를 각각의 상기 안테나에 대응하는 주파수분만큼 쉬프트시킨다. 합성부는 주파수 쉬프트된 상기 신호를 합성 신호로서 결정한다. 상기 수신부는 상기 합성 신호를 주파수 변환하여 중간 주파수 신호로 만들고, 이 중간 주파수 신호를 디지탈 신호로 변환한다.

또한, 신호 처리부는 확산 복조 수단, 판정 수단, 및 페이딩 보상 수단을 포함한다.

이 경우, 확산 복조 수단은 상기 디지탈 신호를, 각각의 상기 안테나에 대응하는 주파수 쉬프트 성분을 보상한 확산 부호로 확산 복조하여 모든 안테나마다의 복조 신호로 한다.

판정 수단은, 상기 복조 신호에 기초하여 상기 이동국의 각각의 전파의 도래 방향을 특정하고 이동국 각각의 복조 신호를 생성한다.

페이딩 보상 수단은, 이동국 각각의 복조 신호로부터 RAKE 합성을 행한다.

여기서, 이동 통신 시스템은 부호 분할 다중 접속을 이용한다는 점에 유의한다.

보다 구체적으로는, 주파수 쉬프트부는 안테나에 대응하는 복수의 증폭기, 복수의 믹서 및 복수의 발진기를 포함한다.

이러한 구성에 의해, 상기 증폭기는 모든 안테나에서 수신한 신호를 증폭한다. 발진기는 각각의 상기 안테나에 대응하는 값에 기초하여 미리 결정된 주파수를 발진시킨다. 또한, 믹서는 증폭 신호를 상기 발진 신호분만큼 주파수 쉬프트시킨다.

대안적으로는, 주파수 쉬프트부는 안테나에 대응하는 복수의 증폭기, 복수의 믹서, 복수의 주파수 체배기(frequency multiplier), 및 1개의 기준 발진기를 포함한다.

이러한 구성에 의해, 증폭기는 모든 안테나에서 수신한 신호를 증폭한다. 기준 발진기는, 1개의 미리 결정된 주파수를 발진시킨다. 주파수 체배기는, 각각의 상기 안테나에 대응한 값에 기초하여 미리 결정해둔 값만큼 기준 발진 신호를 체배한다. 또한, 상기 믹서는 증폭 신호를 체배된 신호분만큼 주파수 쉬프트시킨다.

따라서, 본 발명에 따른 부호 분할 다중 접속 시스템에서의 기지국은 복수의 안테나 소자 각각에 따른 주파수 쉬프트부를 포함하여, 1개의 수신부로 구성될 수 있다. 따라서, 기지국 장치의 크기와 비용이 저감될 수 있다.

또한, 복수의 무지향성 안테나 각각에 대응하는 수신 신호들간의 위상차를 정확하게 검출할 수 있다. 또한, 이동국의 전파 각각의 도래 방향을 정확하게 식별할 수 있다.

도 1은 본 발명에 따른 기지국을 포함하는 부호 분할 다중 접속 시스템의 아이디어를 설명하는 블럭 구조도.

도 2는 본 발명의 제1 실시예에 따른 부호 분할 다중 접속 시스템에서의 기지국의 상세 구조를 설명하는 블럭 구조도.

도 3은 본 발명의 제1 실시예에 따른 부호 분할 다중 접속 시스템에서의 기지국의 일부 동작을 설명하는 블럭 구조도.

도 4는 본 발명의 제1 실시예에 따른 기지국에서의 주파수 쉬프트부의 상세 구조를 설명하는 블럭 구조도.

도 5는 본 발명의 제1 실시예에 따른 기지국에서의 수신부의 상세 구조를 설명하는 블럭 구조도.

도 6a 및 도 6b는 본 발명의 제1 실시예에 따른 부호 분할 다중 접속 시스템에서의 기지국의 일부 동작을 설명하는 주파수 스펙트럼도.

도 7a 및 도 7b는 본 발명의 제1 실시예에 따른 부호 분할 다중 접속 시스템에서의 기지국의 일부 동작을 설명하는 타이밍 판정도.

도 8은 본 발명의 제2 실시예에 따른 기지국에서의 주파수 쉬프트부의 상세구조를 설명하는 블럭 구조도.

<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>

101-1', 101-2', 101-n' : 이동국

105 : 기지국

107-1, 107-2, 107-n : 안테나

111 : 주파수 쉬프트부

115 : 합성부

119 : 수신부

123 : 신호 처리부

(제1 실시예)

도 1을 참조하여, 본 발명의 제1 실시예에 대하여 설명한다. 도 1에는, 부호 분할 다중 접속 (CDMA)에 의한 기지국(105)을 포함하는 이동 통신 시스템이 도시되어 있다.

CDMA 시스템에 의한 이동 통신 시스템은 복수의 이동국(101-1'∼n') 및 기지국(105)으로 구성된다. 각각의 이동국(101-1'∼n')은, 고유의 확산 부호에 의한 확산 변조를 송신할 데이타 신호 (변조 데이타 신호)에 행하여, 송신 신호로 한다.

기지국(105)은 송신 신호(103-1'∼n')의 수신 수단으로서 적응적 어레이 안테나를 갖는다. 적응적 어레이 안테나는 복수의 안테나(복수의 안테나 소자)(107-1∼n)로 구성된다. 각각의 안테나(107-1∼n)는 무지향성 안테나이다. 각각의 안테나는 λ/4 (여기서, λ: 사용 주파수의 파장) 이상의 간격으로 배열된다.

여기서, 이동국(101)의 수 n과 안테나(107)의 수 n'은, 도 1에서와 같이, 항상 동수인 것은 아니고, n과 n'의 관계는, 본 발명을 한정하는 것이 아니다. 이러한 사실에 대해서는 신호 처리부(123)의 상세한 설명에서 후술한다.

기지국(105)은 적응적 어레이 안테나(107), 주파수 쉬프트부(111), 합성부(115), 수신부(119) 및 신호 처리부(123)로 구성된다.

적응적 어레이 안테나는 각각의 이동국(101-1'∼n')에 대응하는 확산 변조가 행해진 송신 신호(103-1'∼n')를 수신하기 위한 복수의 안테나(107-1∼n)를 갖는다. 안테나(107-1∼n)는 각각의 이동국(101-1'∼n')에 대응하는 송신 신호(103-1'∼n')를 수신한다.

주파수 쉬프트부(111)는, 각각의 안테나(107-1∼n)에 따라, 수신 신호(109-1∼n)에 대해 주파수 쉬프트를 행한다. 주파수 쉬프트 처리는, 각각의 안테나(107-1∼n)에 따라 실행된다. 수신 신호(109-1∼n)의 중심 주파수는 기준 주파수(f0)의 정수배 (1 내지 안테나 소자의 전체수 n)로 변환한다.

도 2를 참조하면, 안테나(107-n)에 대응하는 수신 신호(109-n)의 중심 주파수는, 주파수 "n×f0"를 제공하는 신호와 혼합되어 쉬프트된다.

합성부(115)는 주파수 쉬프트된 수신 신호(113-1∼n)를 합성하여 합성 신호(117)를 생성한다. 여기서, 본 실시예에 있어서, 합성부(115)는, 마이크로스트립 라인에 의한 윌킨슨(Willkinson)의 하이브리드를 채용한다.

수신부(119)는 합성 신호(117)에 주파수 역변환을 행하고, 주파수 역변환된합성 신호(157, 도 5 참조)를 생성한다. 이 경우, 주파수 역변환된 합성 신호는 아날로그 신호이다. 또한, 수신부(119)는 주파수 역변환된 합성 신호를 디지탈 신호로 변환한다.

신호 처리부(123)는 안테나(107-1∼n) 각각에 따라 확산 복조 처리를 디지탈 신호(121)에 행한다. 확산 복조 처리는, 각각의 이동국(101-1'∼n')의 고유의 확산 부호와 주파수 쉬프트에서의 쉬프트 주파수차에 기초하여 실행된다.

또한, 신호 처리부(123)는 확산 복조 처리에 기초하여 각각의 이동국(101-1'∼n') 전파의 도래 방향을 판정한다.

도 4에서, 주파수 쉬프트부(111)는 각각의 안테나(107-1∼n)에 대응하는 주파수 쉬프트 수단을 갖는다. 안테나(107-n)에 대응하는 주파수 쉬프트 수단은 증폭기(증폭 수단)(135-n), 발진기(발진 수단)(141-n), 및 믹서(혼합 수단)(139-n)로 구성된다.

이러한 구성에 의해, 증폭기(135-n)는 수신 신호(109-n)를 증폭한다. 안테나(107-n)에 의해 수신된 수신 신호(109-n)는 후술하는 믹서(139-n)에 의한 NF 특성의 열화를 방지하기 위해, 낮은 NF 특성을 갖는 증폭기(135-n)에 의해 증폭된다.

발진기(141-n)는 국부적으로 발진된 신호를 생성한다. 국부적으로 발진된 신호는 안테나(107-n)에 대응하는 주파수(n×f0)를 갖는다.

믹서(139-n)는, 증폭된 수신 신호(137-n)에 대하여 상기 주파수(n×f0)에 기초하여 주파수를 쉬프트시킨다. 믹서(139-n)는 주파수 쉬프트된 수신 신호(113-n)를 생성한다. 주파수 쉬프트된 수신 신호(113-n)가 합성부(115)에 제공된다.

본 실시예에 있어서, 믹서(139-n)는 더블 밸런스 믹서나 트랜지스터로 구성되나, 발진기(141-n)는 PLL(Phase Locked Loop) 회로로 구성된다. PLL 회로는 임의의 발진 주파수를 갖는 국부적으로 발진된 신호를 생성한다.

도 5에, 수신부(119)의 상세한 구성이 도시되어 있다. 본 실시예에 있어서,수신부(119)는 더블 슈퍼 헤테로다인 시스템에 의해 구성되고, 증폭기(143), 필터(145, 151 및 159), PLL 회로(147 및 153), 믹서(149 및 155) 및 아날로그/디지탈 변환기(A/D 변환기)(161)로 구성된다.

이러한 구성에 의해, 증폭기(143)는 합성부(115)로부터의 합성 신호(117)에 대해 증폭 처리를 행하고, 증폭된 합성 신호(도시되지 않음)를 생성한다. 증폭기(143)는 낮은 NF 특성을 갖는다. 각각의 필터(145, 151 및 159)는 선정된 주파수 특성에 기초하여, 입력된 신호의 수신 주파수 대역 외의 주파수 성분을 제거한다.

특히, 필터(151 및 159)는 주파수 역변환(다운-컨버트)에 의한 불필요한 방사를 제거한다.

필터(145)는 증폭된 합성 신호에 대해 필터링 처리를 행하고, 제1 필터링 신호(도시되지 않음)를 생성한다. 믹서(149)는 PLL 회로(147)로부터 발생된 신호에 기초하여, 제1 필터링 신호에 대해 (제1) 주파수 역변환 처리를 행한다.

또한, 필터(151)는 주파수 역변환된 제1 필터링 신호(도시되지 않음)에 대해 필터링 처리를 행하고, 제2 필터링 신호를 발생한다. 믹서(155)는 PLL 회로(153)로부터 생성된 신호에 기초하여, 제2 필터링 신호에 대해 (제2) 주파수 역변환 처리를 행한다.

더블 슈퍼 헤테로다인 시스템에 따라, 최종적으로 주파수 역변환된 제2 필터링 신호(주파수 역변환된 합성 신호(157))를 생성한다. 주파수 역변환된 합성 신호(157)는, A/D 변환기(161)에 의해 디지탈 신호(121)로 변환되어 생성된다.

이 실시예에 있어서, PLL 회로(147, 153) 각각에는, 전압 제어 발진기(VCO)를 채용한다. 각각의 믹서(149 및 155)는 주파수 역변환 처리를 실행하기 위해 더블 밸런스 믹서나 트랜지스터에 의해 구성된다.

다음으로, 도 2를 참조하여 설명한다.

신호 처리부는 확산 복조부(125), 판정부(129), 및 페이딩 보상부 (또는 페이딩 측정부)(133)를 포함한다. 확산 복조부(125)는 복수의 안테나(107-1∼n) 각각에 대응하는 확산 복조 수단(125-1∼n)을 갖는다. 판정부(129)는 복수의 이동국(101-1'∼n') 각각에 대응하는 판정 수단(129-1'∼n')을 갖는다. 페이딩 보상부(133)는 복수의 이동국(101-1'∼n') 각각에 대응하는 페이딩 보상 수단(133-1'∼n')을 갖는다.

확산 복조 수단(125-n)은, 이동국(101-1'∼n') 각각에 대응하는 확산 부호(도시되지 않음)와, 상기 주파수 변환(주파수(n×f0))에서의 기준 주파수(f0)와의 차(-(n-1)×f0))에 기초한 확산 복조 처리를 디지탈 신호(121)에 행한다.

또한, 확산 복조 수단(125-n)은, 모든 이동국(101-1'∼n') 마다에 변조된 데이타 신호(127-n-1', 127-n-2',...,127-n-n')를 생성한다. 이 때, 변조된 데이타 신호 각각에는, 확산 복조 수단(125-n)에 의한 처리가 행해진 것을 나타내는 역사데이타가 첨부된다. 이 경우에 대한, 확산 복조 처리에 대해 상세하게 설명한다.

판정 수단(129-n')에는 선정된 이동국(이 경우, 이동국(101-n'))에 대응하는 변조 데이타 신호(127-1-n', 127-2-n',...,127-n-n')가 제공되고, 이동국(101-n')의 전파의 도래 방향을 인식하기 위한 지연 시간 판정 처리를 실행한다.

페이딩 보상 수단(133-n')에는 이동국마다의 복조 데이타군(131-n')이 제공된다. 이동국마다의 복조 데이타군(131-n')은, 선정된 이동국 (이 경우, 이동국(101-n'))에 대응하는 복조 데이타 신호(127-1-n', 127-2-n',...,127-n-n')로부터 형성된다.

페이딩 보상 수단(133-n')은 이동국마다의 복조 데이타군(131-n')에 RAKE 합성 처리를 행한다.

이 경우, 확산 복조부(125), 판정부(129), 및 페이딩 보상부(133)는, 논리적인 구성 요건이고, 실제의 하드웨어를 구성하지 않는다. 따라서, 이들은 처리 순서의 변경 또는 통합된 구성에 의해 실현한다.

후속하여, 본 실시예에 따른 CDMA 시스템에서의 기지국의 동작에 대해 도 2를 참조하여 설명한다.

복수의 이동국(101-1'∼n') 각각은, 스펙트럼 확산된 송신 신호(103-1'∼n')각각을 생성한다. 송신 신호(103-1'∼n')는 안테나(107-1∼n)에 의해 수신된다.

각각의 이동국(101-1'∼n')은 송신 데이타 계열로서 N1', N2', ...Nn'을 갖는다. 송신된 데이타 계열 각각은, 이동국 고유의 각 확산 부호 X1', X2',...,Xn'에 의해 확산 변조가 수행되고, 무선 주파수 f를 갖는 송신 신호(103-1'∼n')로서 생성된다.

송신 신호(103-1'∼n')는, 송신 신호(103-1')가 f(1')(=N1'^*X1'+f), 송신 신호(103-2')가 f(2')(=N2'^*X2'+f)로 정의되고, 또한 송신 신호(103-n')가 f(n')(=Nn'^*Xn'+f)로 정의된다.

여기서, "^*Xn'"은 확산 처리를 나타내는 논리 표현을 나타낸다. 또한, "+f"는 주파수 변환을 나타내는 논리 표현을 나타낸다. 상술한 정의에 기초한 송신 신호 f(1')∼f(n')는 안테나(107-1∼n)에 의해 수신된다.

도 3에서, 예로서, 이동국으로부터의 송신 신호(sin(ωt))가 복수의 안테나(107-1∼n) 각각에 의해 수신된다. 여기서, 각각의 안테나(107-1∼n)는 서로 다른 물리 위치를 갖는다는 점에 유의한다.

송신 신호(sin(ωt))를 수신하면, 안테나로의 입사각(θ1∼θn)에 따른 위상차가 발생한다. 따라서, 수신하는 안테나에 의해 수신 신호들의 위상이 서로 다르기 때문에, 수신 신호들 간의 위상차가 발생한다.

예를 들면, 안테나(107-1)에 의해 수신된 송신 신호는, 도래파와 비교하여 sin(ωt+θ1)이 된다. 안테나(107-n)에 의해 수신된 송신 신호는 sin(ωt+θn)이 된다.

합성부(115)(도 1 및 도 2 참조)에 의해 수신 신호(109-1∼n)를 합성한 경우 , 서로 다른 위상을 갖는 신호가 합성된다. 이 경우, 신호 처리부(123)는 확산 복조 동안에 송신 신호를 수신한 안테나와 도래파 간의 위상차를 판단할 수 없다.

또한, 신호 처리부(123)는 안테나의 지향성을 결정할 수가 없고, 적응적 어레이 안테나를 적절하게 제어하기가 곤란하다. 따라서, 본 발명에 따른 주파수 쉬프트 처리가 실행된다.

도 2를 참조하면, 안테나(107-1)에 대응하는 수신 신호(109-1)는, 국부적으로 발진된 신호(주파수 f0)에 기초하여 주파수 쉬프트된다. 수신 신호(109-1)를 형성하는 각 송신 신호는 주파수 쉬프트부(111)에 의해 다음과 같은 방식으로 주파수 쉬프트된다.

송신 신호 f(1')의 성분은 주파수 쉬프트되어 신호 성분 f1(1')(=f(1')+f0)이 된다. 송신 신호(103-2')의 성분은 주파수 쉬프트되어 신호 성분 f1(2')(=f(2')+f0)이 된다. 또한, 송신 신호(103-n')의 성분은 주파수 쉬프트되어, 신호 성분 f1(n')(=f(n')+f0)이 된다.

안테나(107-2)에 대응하는 수신 신호(109-2)는 국부적으로 발진된 신호(주파수2×f0)에 기초하여 주파수 쉬프트된다. 수신 신호(109-2)를 형성하는 각 송신 신호는, 주파수 쉬프트부(111)에 의해 다음과 같은 방식으로 주파수 쉬프트된다.

송신 신호f(1')의 성분은 주파수 쉬프트되어 신호 성분 f2(1')(=f(1')+2×f0)이 된다. 송신 신호(103-2')의 성분은 주파수 쉬프트되어, 신호 성분 f1(2')(=f(2')+2×f0)가 된다. 또한, 송신 신호(103-n')의 성분은 주파수 쉬프트되어, 신호 성분 f2(n')(=f(n')+2×f0)이 된다.

또한, 안테나(107-n)에 대응하는 수신 신호(109-n)는 국부적으로 발진된 신호(주파수 n×f0)에 기초하여 주파수 쉬프트된다. 수신 신호(109-n)를 형성하는 각 송신 신호는, 주파수 쉬프트부(111)에 의해 다음의 방식으로 주파수 쉬프트된다.

송신 신호f(1')의 성분은 주파수 쉬프트되어 신호 성분 fn(1')(=f(1')+n×f0)가 된다. 송신 신호f(2')의 성분은 주파수 쉬프트되어 신호 성분 fn(2')(=f(2')+n×f0)가 된다. 또한, 송신 신호f(n')의 성분은 주파수 쉬프트되어, 신호 성분 fn(n')(=f(n')+n×f0)이 된다.

따라서, 수신 신호의 중심 주파수는, 복수의 안테나(107-1∼n) 각각에 따라서 (f0×정수배(1 내지 안테나의 전체수)만큼 주파수 쉬프트된다. 주파수 쉬프트된 수신 신호(113-1∼n)는 합성부(115)에 제공되어 합성 신호(117)로서 생성된다.

합성부(115)는 상기 주파수 쉬프트된 신호 성분을 입력하여 합성한다. 합성 신호는 다음의 수학식으로 표현한다.

도 6a에, 합성 신호(117)의 주파수 스펙트럼을 도시한다. 합성 신호(117)의 주파수 스펙트럼은, 복수의 안테나(107-1∼n) 각각에 대응하는 수신 신호(109-1∼n)의 주파수 스펙트럼에 의해 형성된다.

스펙트럼 a는 안테나(107-1)에 대응하는 수신 신호(109-1)에 대응한다. 스펙트럼 b는 안테나(107-2)에 대응하는 수신 신호(109-2)에 대응한다. 또한, 스펙트럼 c는 안테나(107-n)에 대응하는 수신 신호(109-n)에 대응한다.

도 6a에 있어서, 수신 신호(109-1, 2,...,n)의 주파수 스펙트럼(a, b,...,c)은, 기준 주파수(f0)에 기초하여, 서로 오버랩되지 않고, 실질적으로 연속하여 주파수축 상에 분포한다.

이 경우, 발진기(141-1∼n)에 의해 국부적으로 발진된 신호들 간의 위상 오류는, 가능한 한 작아야 한다. 위상 오류는, 수신 신호내의 1 프레임 중에 3°이하인 것이 바람직하다. 이는 복수의 안테나(107-1∼n) 각각에 대응하는 국부적으로 발진된 신호에 대해, 위상 잡음에 의한 위상 오류가 발생하는 경우, 수신 신호의 공간에서의 정확한 위상차 검출이 방지될 수 있다는 사실에 근거한 것이다.

후속하여, 수신부(119)의 처리를 실행한다. 수신부(119)에 제공된 합성 신호(117)는 증폭기(143)에 의해 증폭된다. 필터(145)는 증폭된 합성 신호를 입력하여 수신 주파수대의 신호 성분만 필터링된 제1 필터링 신호를 생성한다.

믹서(149)는, PLL 회로(147)에 의해 국부적으로 쉬프트된 신호에 기초하여 무선 주파수대의 제1 필터링 신호를 중간 주파수 신호로 변환한다. 필터(151)는 상기 중간 주파수 신호를 입력하고, 불필요한 신호 성분을 제거하여, 제2 필터링 신호를 생성한다.

믹서(155)는, PLL 회로(153)에 의해 국부적으로 발진된 신호에 기초하여, 제2 필터링 신호를 디지탈 신호로서 변환 가능한 주파수 대역으로 다운-컨버트하고, 주파수 역변환된 합성 신호(157)를 생성한다.

수신부(119)는 수학식 1에 정의된 합성 신호(117)를 입력한다. 수신부(119)는 합성 신호(117)를 베이스밴드 처리를 행할 수 있는 중간 주파수로 변환한다. 이 경우, 주파수 역변환된 합성 신호(157)(FSUM)는 수학식 1에 따라 다음과 같은 수학식으로 나타낸다.

이 경우, 수학식 2에서의 함수 F는 수학식 1에서의 함수 f에 주파수 역변환을 행함으로써 얻어진다.

도 6b에는, 합성 신호(157)의 주파수 스펙트럼이 도시되어 있다.

도 6b에 있어서, 수신 신호(109-1, 2,...,n)의 주파수 스펙트럼(a, b,...c)은, 기준 주파수(f0)에 기초하여, 서로 중첩되지 않고, 실질적으로 연속하여 주파수 축 상에 분포한다.

필터(159)는 A/D 변환기(161)에서의 샘플링 주파수에 기초하여, 주파수 역변환된 합성 신호(157)의 불필요한 성분을 제거한다. A/D 변환기(161)는 디지탈 신호(121)를 생성한다. 이러한 디지탈 신호(121)에 있어서, 수신 신호들(109-1∼n) 간에서의 위상차는 실질적으로 유지된다.

신호 처리부(123)는 디지탈 신호(121)를 입력한다. 입력된 디지탈 신호(121)는, 각각의 확산 복조 수단(125-1∼n)에 분배되어 확산 복조 처리를 행한다.

확산 복조 수단(125-1)은, 수신 신호(디지탈 신호(121))에 대하여, 확산 복조될 데이타 계열에 대응한 확산 부호를 승산한다. 이 경우, 확산 부호의 주파수와 확산 복조될 데이타 계열의 주파수는 동일해야 한다.

이동국(101-1')에 대응하는 확산 부호는 "X1'"이다. 이동국(101-2')에 대응하는 확산 부호는 "X2'"이다. 또한, 이동국(101-n')에 대응하는 확산 부호는 "Xn'"이 된다.

안테나(107-2)에 대응하는 수신 신호(109-2)에는, 안테나(107-1)를 기준으로 하여, "f0"만큼의 주파수 쉬프트가 행해진다. 따라서, 각각의 확산 부호에 대하여 "-f0"분만큼 승산한 확산 부호를 이용하여, 디지탈 신호(121)에 대하여 확산 복조를 행한다.

안테나(107-2)에 대응하는 확산 복조 수단(125-2)에 있어서 설정된 확산 부호는 다음과 같다. 이동국(101-1')에 대응하는 확산 부호는 X1'^*(-f0)가 된다. 이동국(101-2')에 대응하는 확산 부호는 X2'^*(-f0)가 된다. 또한, 이동국(101-n')에 대응하는 확산 부호는 Xn'^*(-f0)가 된다.

이 경우, "-f0"는 주파수 쉬프트부에 의한 쉬프트와는 역측으로의 쉬프트를 나타내는 논리 표현이다. 여기서, "^*(-f0)"는 승산을 나타내는 논리 표현을 나타낸다는 것에 유의한다.

동일한 방식으로, 안테나(107-n)에 대응하는 확산 복조 수단(125-n)에 있어서 설정된 확산 부호는 다음과 같다. 이동국(101-1')에 대응하는 확산 부호는 X1'^*{-(n-1)f0}가 된다. 이동국(101-2')에 대응하는 확산 부호는 X2'^*{-(n-1)-f0}이 된다. 또한, 이동국(101-n')에 대응하는 확산 부호는 Xn'^*{-(n-1)(-f0)}가 된다.

상기 확산 부호에 기초하여 확산 복조 처리에 의해 수신 신호의 확산이 해제되고, 복원될 데이타 계열만이 복조된다. 주파수 쉬프트부(111)에 의한 주파수 쉬프트 성분도 보상된다. 이 경우, 확산 복조 처리를 행한 확산 복조 수단의 역사 데이타가 복조 데이타 계열(복조 데이타)에 첨부된다.

일반적으로, 송신된 데이타 계열 N1'이 N1'={α, β, γ,...}인 경우, 확산 복조 수단(125-n)에 의해 확산 복조되는 복조 데이타 계열 N1"은 N1"={n, α, β, γ,...}가 된다.

확산 복조 수단(125-1∼n) 각각은, 확산 복조 처리의 역사를 제공하는 데이타를 복조 데이타열에 부가한다. 따라서, 복조 데이타열로부터 확산 복조 수단을 식별할 수 있다. 또한, 복조 데이타 계열에 대응하는 안테나를 특정할 수 있다.

확산 복조 수단(125-1∼n)에서 생성된 복조 데이타(127-1-1'∼n, 127-2-1'∼n',...,127-n-1'∼n')는, 판정부(129)에 제공된다. 판정 수단(129-1'∼n ') 각각은, 복수의 이동국(101-1'∼n' ) 각각에 대응하는 복조 데이타 계열을 입력하고, 지연 시간 판정 처리를 실행한다.

판정 수단(129-1')은, 이동국(101-1')에 대응하는 복조 데이타 계열(127-1-1', 127-2-1',...,127-n-1')을 입력한다. 판정 수단(129-2')은, 이동국(101-2')에 대응하는 복조 데이타 계열(127-1-2', 127-2-2', ...,127-n-2')을 입력한다. 또한, 판정 수단(129-n')은 이동국(101-n')에 대응하는 복조 데이타 계열(127-1-n', 127-2-n',...,127-n-n')을 입력한다.

도 7a에, 판정 수단(129-1')에서의 지연 시간 판정도를 도시한다. 복조 데이타 계열(127-1-1', 127-2-1', ...,127-n-1') 각각은, 동일 시간축 상에 배열되어, 비교된다.

그 결과, 확산 복조 수단(125-1)에 의해 생성된 복조 데이타 계열(127-1-1')의 지연 시간이 최소가 된다. 따라서, 복조 데이타 계열(127-1-1')은, 안테나(107-1)에 의해 수신된 송신 신호(103-1')이다. 또한, 이동국(101-1')은 안테나(107-1)의 방향으로부터의 도래를 판단한다.

도 7b에, 판정 수단(129-2')에서의 지연 시간 판정도가 도시된다. 복조 데이타 계열(127-1-2', 127-2-2',...,127-n-2') 각각은, 동일 시간축 상에 배열되고, 비교된다.

그 결과, 확산 복조 수단(125-2)에 의해 생성된 변조 데이타 계열(127-1-2')의 지연 시간이 최소가 된다. 따라서, 복조 데이타 계열(127-2-2')은, 안테나(107-2)에 의해 수신된 송신 신호(103-2')이다. 또한, 이동국(101-2')은 안테나(107-2)의 방향으로부터의 도래를 판단한다.

판정 수단(129-1'∼n') 각각에 제공된 복조 데이타 계열은, 이동국마다의 복조 데이타군(131-1'∼n')으로서 페이딩 보상부(133)에 송신된다. 페이딩 보상 수단(133-1'∼n') 각각은, 멀티-패스 페이딩의 보상(측정) 기술로서 RAKE 합성 처리를 실행한다.

복조 데이타 계열(127-1-1', 127-2-1',...,127-n-1')은, 복조 데이타군(131-1')을 형성한다. 페이딩 보상 수단(133-1')은, 복조 데이타군(131-1')을 입력하고, 이동국(101-1')에 대응하는 RAKE 처리를 실행한다.

복조 데이타 계열(127-1-n', 127-2-n',..., 127-n-n')은, 복조 데이타군(131-n')을 형성한다. 페이딩 보상 수단(133-n')은, 복조 데이타군(131-n')을 입력하고, 이동국(101-n')에 대응하는 RAKE 처리를 실행한다.

본 실시예에 있어서, 판정 수단(129-1'∼n') 및 페이딩 보상 수단(133-1'∼n')은, 복수의 이동국(101-1'∼n')의 수만큼 필요하게 된다. 또한, 복수의 이동국(101-1'∼n')의 수는, 기지국(105)이 할당된 서비스 영역의 특정에 기초하여 상한으로서 결정된다.

본 실시예에 따른 기지국은, 수신 신호에 대하여 각각의 안테나마다에 대응하는 주파수 쉬프트를 행하는 주파수 쉬프트부, 주파수 쉬프트된 수신 신호 각각을 합성하는 합성부(115), 합성 신호에 대해 공통으로 제공되는 수신부(119), 및 위상차가 실질적으로 유지된 상태에서 신호 처리를 할 수 있는 신호 처리부(123)를 포함한다.

따라서, 기지국 장치의 소형화 및 저비용화를 도모할 수 있다. 또한, 복수의 이동국의 전파의 도래 방향을 서비스 영역에서 정확하게 인식할 수 있다.

(제2 실시예)

다음으로, 제2 실시예에 따른 기지국에 관하여 설명한다. 본 실시예에 따른 기지국은 상술한 제1 실시예에 따른 주파수 쉬프트부(111)와 구조가 서로 다르다.

도 8에는, 주파수 쉬프트부(111')의 상세 구조가 설명되어 있다. 여기서, 제1 실시예와 동일한 구성 부품 및 신호에는 동일한 동일한 참조 번호를 부가하고, 이에 대한 설명은 생략한다는 것에 유의해야 한다.

본 실시예에 따른 주파수 쉬프트부(111')는 복수의 안테나에 공통인 기준 발진기(141)를 갖는다. 주파수 쉬프트부(111')는, 복수의 안테나(107-1∼n) 각각에 대응하는 주파수 쉬프트 수단과, 기준 주파수(f0)를 제공하는 신호를 발생하는 기준 발진기(141)(발진 수단)를 포함한다.

안테나(107-n)에 대응하는 주파수 쉬프트 수단은, 증폭기(증폭 수단)(135-n), 믹서(혼합 수단)(139-n), 및 주파수 체배기(체배 수단)(142-n)로 구성된다. 본 실시예에서는, 주파수 체배기(142)는, 버랙터 다이오드(varactor diode)로 구성하는 것이 바람직하다.

증폭기(135-n)는, 수신 신호(109-n)를 증폭한다. 주파수 체배기(142-n)는, 복수의 안테나 소자 각각에 대응하여 미리 설정된 값 "n"에 기초하여, 국부적으로 발진된 신호의 기준 주파수(f0)를 체배한다. 믹서(139-n)는, 증폭된 수신 신호(137-n)를 체배된 기준 주파수(n×f0)에 기초하여 주파수를 쉬프트한다.

본 실시예에서는 1개의 공통 기준 발진기(141)가 제공된다. 따라서, 복수의 안테나(107-1∼n) 각각에 대응하는 수신 신호간의 위상은, 주파수 쉬프트 처리의 전후와 실질적으로 다름이 없다. 이에 따라서, 수신 신호간의 위상차는, 신호 처리부(123)로 정확하게 송달될 수 있다.

본 발명에 따른 부호 분할 다중 접속 시스템에서의 기지국은, 복수의 안테나 소자 각각에 대응하여 주파수 쉬프트부를 구비함으로써, 1개의 수신부로 구성하는 것이 가능하다. 따라서, 기지국 장치의 소형화 및 저가격화를 실현할 수 있다.

Claims

복수의 이동국과, 복수의 안테나, 주파수 쉬프트부, 합성부, 수신부 및 신호 처리부를 포함하는 기지국을 갖는 이동 통신 시스템에 있어서,

상기 안테나는 상기 이동국이 송신한 전파를 수신하고,

상기 주파수 쉬프트부는 수신한 신호를 각각의 상기 안테나에 대응하는 주파수분만큼 쉬프트시키고,

상기 합성부는 주파수 쉬프트된 상기 신호를 합성 신호로 결정하고,

상기 수신부는 상기 합성 신호를 주파수 변환하여 중간 주파수 신호로 하고, 상기 중간 주파수 신호를 디지탈 신호로 변환하고,

상기 신호 처리부는,

상기 디지탈 신호를, 각각의 상기 안테나에 대응하는 주파수 쉬프트 성분을 보상한 확산 부호의 사용으로 확산 복조하여 모든 안테나마다의 복조 신호로 하는 확산 복조 수단,

상기 복조 신호에 기초하여 상기 이동국의 각각의 전파의 도래 방향(arrival direction)을 특정하고 상기 이동국 각각에 대한 복조 신호를 생성하는 판정 수단, 및

상기 이동국 각각에 대한 복조 신호로부터 RAKE 합성을 행하는 페이딩 보상 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 시스템은 부호 분할 다중 접속을 이용하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템.
제1항에 있어서,

상기 주파수 쉬프트부는 상기 안테나에 대응하는 복수의 증폭기, 복수의 믹서, 및 복수의 발진기를 포함하고,

상기 증폭기는 모든 안테나에서 수신한 신호를 증폭하고,

상기 발진기는 각각의 상기 안테나에 대응하는 값에 기초하여 미리 결정된 주파수를 발진시키고,

상기 믹서는 증폭된 상기 신호를 발진 신호분만큼 주파수 쉬프트시키는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템.
제1항에 있어서,

상기 주파수 쉬프트부는 상기 안테나에 대응하는 복수의 증폭기, 복수의 믹서, 복수의 주파수 체배기, 및 1개의 기준 발진기를 포함하고,

상기 증폭기는 모든 안테나에서 수신한 신호를 증폭하고,

상기 기준 발진기는 1개의 미리 결정된 주파수를 발진시키고,

상기 주파수 체배기는 각각의 상기 안테나에 대응한 값에 기초하여 미리 결정된 값만큼 기준 발진 신호를 체배하고,

상기 믹서는 증폭된 상기 신호를 체배 신호분만큼 주파수 쉬프트시키는 것을특징으로 하는 이동 통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 수신 신호와 상기 복조 신호 사이에서 위상차가 유지되는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템.
복수의 이동국과, 복수의 안테나를 갖는 적응적 어레이(adaptive array) 안테나, 주파수 쉬프트부, 합성부, 1개의 수신부, 및 신호 처리부를 포함하는 기지국을 갖는 이동 통신 시스템에 있어서,

상기 적응적 어레이 안테나는 상기 이동국이 송신한 전파를 수신하고,

상기 주파수 쉬프트부는 수신한 신호를 각각의 상기 안테나에 대응하는 값에 기초하여 미리 결정된 주파수분만큼 쉬프트시키고,

상기 합성부는 주파수 쉬프트된 상기 신호를 1개의 합성 신호로서 결정하고,

상기 1개의 수신부는 상기 1개의 합성 신호를 주파수 변환하여 중간 주파수 신호로 하고, 상기 중간 주파수 신호를 디지탈 신호로 변환하고,

상기 신호 처리부는,

상기 디지탈 신호를, 각각의 상기 안테나에 대응하는 값에 기초하여 미리 결정된 주파수 쉬프트 성분을 보상한 확산 부호의 사용으로 확산 복조하여 모든 안테나마다의 복조 신호로 하는 확산 복조 수단,

상기 복조 신호에 기초하여 상기 이동국 각각의 전파 도래 방향을 특정하고 상기 이동국 각각에 대한 복조 신호를 생성하는 판정 수단, 및

상기 이동국 각각에 대한 복조 신호로부터 RAKE 합성을 행하는 페이딩 보상 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템.
제6항에 있어서, 상기 시스템은 부호 분할 다중 접속을 이용하는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템.
제6항에 있어서, 상기 주파수 쉬프트부는 상기 안테나에 대응하는 복수의 증폭기, 복수의 믹서, 및 복수의 발진기를 포함하고,

상기 증폭기는 모든 안테나에서 수신한 신호를 증폭하고,

상기 발진기는 각각의 상기 안테나에 대응하는 값에 기초하여 미리 결정된 주파수를 발진시키고,

상기 믹서는 증폭된 상기 신호를 발진 신호분만큼 주파수 쉬프트시키는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템.
제6항에 있어서,

상기 주파수 쉬프트부는, 상기 안테나에 대응하는 복수의 증폭기, 복수의 믹서, 복수의 주파수 체배기, 및 단일 기준 발진기를 포함하고,

상기 증폭기는 모든 안테나에서 수신한 신호를 증폭하고,

상기 기준 발진기는 단일의 미리 결정된 주파수를 발진시키고,

상기 주파수 체배기는 각각의 상기 안테나에 대응한 값에 기초하여 미리 결정된 값만큼 기준 발진 신호를 체배하고,

상기 믹서는 상기 증폭된 신호를 체배 신호분만큼 주파수 쉬프트시키는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템.
제6항에 있어서, 상기 수신 신호와 상기 복조 신호 사이에서 위상차가 유지되는 것을 특징으로 하는 이동 통신 시스템.