JPH0787057A - スペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機 - Google Patents
スペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機Info
- Publication number
- JPH0787057A JPH0787057A JP5177403A JP17740393A JPH0787057A JP H0787057 A JPH0787057 A JP H0787057A JP 5177403 A JP5177403 A JP 5177403A JP 17740393 A JP17740393 A JP 17740393A JP H0787057 A JPH0787057 A JP H0787057A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- output
- correlator
- antenna
- delay
- signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＳＳ通信用ダイバーシチ受信機において、マ
ルチパスの影響を低減し、安定した通信を可能とするこ
とにある。 【構成】 アンテナ１３，１４の受信信号に対応する合
成器２０の出力信号を相関器２１に入力し、その相関出
力を位相検波器２２で遅延検波する。その検波出力は２
分され、一方は遅延器２３で遅延をかけ、合成器２４で
合成してデータ復調器２５に入力する。 【効果】 Ｓ／Ｎが改善され、データ復調性能が向上す
る。
ルチパスの影響を低減し、安定した通信を可能とするこ
とにある。 【構成】 アンテナ１３，１４の受信信号に対応する合
成器２０の出力信号を相関器２１に入力し、その相関出
力を位相検波器２２で遅延検波する。その検波出力は２
分され、一方は遅延器２３で遅延をかけ、合成器２４で
合成してデータ復調器２５に入力する。 【効果】 Ｓ／Ｎが改善され、データ復調性能が向上す
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスペクトラム拡散通信用
ダイバーシチ受信機に係り、特に２つのアンテナより受
信されるスペクトラム拡散（ＳＳ）信号の一方を遅延さ
せて合成することにより、マルチパスの影響を低減させ
るダイバーシチ受信機の改良に関する。
ダイバーシチ受信機に係り、特に２つのアンテナより受
信されるスペクトラム拡散（ＳＳ）信号の一方を遅延さ
せて合成することにより、マルチパスの影響を低減させ
るダイバーシチ受信機の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】スペクトラム拡散通信方式（以下ＳＳ通
信方式と略す）は、通常の狭帯域通信方式と比較してマ
ルチパスフェージングに強い方式として知られている。
しかし、マルチパスの遅延時間差がＰＮ符号１チップ長
以内の時は、必ずしもそうとはいえない。
信方式と略す）は、通常の狭帯域通信方式と比較してマ
ルチパスフェージングに強い方式として知られている。
しかし、マルチパスの遅延時間差がＰＮ符号１チップ長
以内の時は、必ずしもそうとはいえない。
【０００３】この問題を明らかにするため、図６に示す
ように、ＳＳ送信機１からＳＳ受信機２に至る伝搬路に
おいて、直接経路と反射経路が存在し、直接波と反射波
を受信する場合について考える。ここで、直接波と反射
波の信号レベルは等しく、ＳＳ受信機２における相関器
としてマッチドフィルタを用いたとする。まず、ＳＳ受
信機２において直接波を受信したとき、相関器におい
て、直接波の受信ＰＮ符号と参照ＰＮ符号（電極パター
ン）との相関演算が行われ、一致すると相関器出力では
図７に示すような相関スパイクが得られる。なお、パル
ス幅Ｔは、ＰＮ符号２チップ長となる。次に、直接波に
続いて、同レベルの反射波を受信した場合、直接波に対
する反射波の遅延時間差がＰＮ符号１チップ長以内の時
は、直接波による相関スパイクと反射波による相関スパ
イクが干渉することになる。
ように、ＳＳ送信機１からＳＳ受信機２に至る伝搬路に
おいて、直接経路と反射経路が存在し、直接波と反射波
を受信する場合について考える。ここで、直接波と反射
波の信号レベルは等しく、ＳＳ受信機２における相関器
としてマッチドフィルタを用いたとする。まず、ＳＳ受
信機２において直接波を受信したとき、相関器におい
て、直接波の受信ＰＮ符号と参照ＰＮ符号（電極パター
ン）との相関演算が行われ、一致すると相関器出力では
図７に示すような相関スパイクが得られる。なお、パル
ス幅Ｔは、ＰＮ符号２チップ長となる。次に、直接波に
続いて、同レベルの反射波を受信した場合、直接波に対
する反射波の遅延時間差がＰＮ符号１チップ長以内の時
は、直接波による相関スパイクと反射波による相関スパ
イクが干渉することになる。
【０００４】例えば、直接波と反射波の遅延時間差がＰ
Ｎ符号１チップ長以内で、それぞれの受信信号に対する
相関器出力の相関スパイク中のキャリアの位相差が１８
０°（逆相）の場合は、合成された相関スパイクは図８
で示すようにほとんど抑圧されるため、ＳＳ通信方式の
特徴であるプロセスゲインによるＳ／Ｎ改善効果が期待
できなくなり、従って、データ復調性能も劣ってしま
う。なお、この問題は、相関器にコンボルバ等を用いて
も同じことがいえる。
Ｎ符号１チップ長以内で、それぞれの受信信号に対する
相関器出力の相関スパイク中のキャリアの位相差が１８
０°（逆相）の場合は、合成された相関スパイクは図８
で示すようにほとんど抑圧されるため、ＳＳ通信方式の
特徴であるプロセスゲインによるＳ／Ｎ改善効果が期待
できなくなり、従って、データ復調性能も劣ってしま
う。なお、この問題は、相関器にコンボルバ等を用いて
も同じことがいえる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来方式におけるこの
ような問題点に対する解決法としては、狭帯域通信方式
と同様にダイバーシチ方式が考えられる。ダイバーシチ
は、統計的に相関の小さい複数の受信信号を利用するも
ので、例えば、図９に示すような選択ダイバーシチがあ
る。
ような問題点に対する解決法としては、狭帯域通信方式
と同様にダイバーシチ方式が考えられる。ダイバーシチ
は、統計的に相関の小さい複数の受信信号を利用するも
ので、例えば、図９に示すような選択ダイバーシチがあ
る。
【０００６】この方式は、アンテナ３，４、フィルタ
５，６、増幅器７，８、検波器９，１０、包絡線比較器
１１、選択スイッチ１２等からなるもので、アンテナ３
と４の距離を空間的にλ／３（λ：搬送波の波長）以上
離すことにより、アンテナ３からのＳＳ受信信号Ｓ
1（ｔ）とアンテナ４からのＳＳ受信信号Ｓ2（ｔ）がほ
ぼ無相関になるということを利用している。以下各部の
動作について述べる。
５，６、増幅器７，８、検波器９，１０、包絡線比較器
１１、選択スイッチ１２等からなるもので、アンテナ３
と４の距離を空間的にλ／３（λ：搬送波の波長）以上
離すことにより、アンテナ３からのＳＳ受信信号Ｓ
1（ｔ）とアンテナ４からのＳＳ受信信号Ｓ2（ｔ）がほ
ぼ無相関になるということを利用している。以下各部の
動作について述べる。
【０００７】フィルタ５，６はＳ1（ｔ）及びＳ2（ｔ）
以外の帯域の信号の除去を行い、増幅器７，８はＳ
1（ｔ），Ｓ2（ｔ）の増幅を行う。検波器９及び１０
は、Ｓ1（ｔ）及びＳ2（ｔ）の包絡線検波を行い、包絡
線比較器１１は、検波器出力Ｓ3（ｔ）及びＳ4（ｔ）の
包絡線（受信信号レベルに相当する）の大小比較を行
い、選択スイッチ１２は、包絡線比較器１１からの比較
情報より、受信信号レベルの大きなほうを選択する。こ
れにより、受信されるＳＳ信号のＳ／Ｎが改善され、デ
ータ復調性能の向上が期待できる。
以外の帯域の信号の除去を行い、増幅器７，８はＳ
1（ｔ），Ｓ2（ｔ）の増幅を行う。検波器９及び１０
は、Ｓ1（ｔ）及びＳ2（ｔ）の包絡線検波を行い、包絡
線比較器１１は、検波器出力Ｓ3（ｔ）及びＳ4（ｔ）の
包絡線（受信信号レベルに相当する）の大小比較を行
い、選択スイッチ１２は、包絡線比較器１１からの比較
情報より、受信信号レベルの大きなほうを選択する。こ
れにより、受信されるＳＳ信号のＳ／Ｎが改善され、デ
ータ復調性能の向上が期待できる。
【０００８】しかし、この選択ダイバーシチは、検波器
５，６、包絡線比較器７、選択スイッチ８等の多くの回
路部品が必要で、装置の小型化、コストの面で不利とな
り、また、選択スイッチ８でのスイッチングノイズの発
生がデータ復調性能に影響するという問題点があった。
５，６、包絡線比較器７、選択スイッチ８等の多くの回
路部品が必要で、装置の小型化、コストの面で不利とな
り、また、選択スイッチ８でのスイッチングノイズの発
生がデータ復調性能に影響するという問題点があった。
【０００９】本発明の目的は、マルチパスの影響を低減
し安定した通信を可能とするためのＳＳ通信用ダイバー
シチ受信機を提供することにある。
し安定した通信を可能とするためのＳＳ通信用ダイバー
シチ受信機を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明は、第１のアンテナと、該第１のアンテナに
対し空間的に離れた第２のアンテナと、第２のアンテナ
からの信号を所定時間遅延せしめる遅延手段と、上記第
１のアンテナからの信号と上記遅延手段の出力を合成す
る合成手段と、から成るスペクトラム拡散通信用ダイバ
ーシチ受信機において、上記合成手段からの出力信号に
対して、相関を取る相関器と、前記相関器の出力を遅延
検波する位相検波器と、前記検波器の出力を遅延させる
遅延器と、前記遅延器の出力と、前記位相検波器の出力
とを合成する合成器と、を有することを要旨とする。
め、本発明は、第１のアンテナと、該第１のアンテナに
対し空間的に離れた第２のアンテナと、第２のアンテナ
からの信号を所定時間遅延せしめる遅延手段と、上記第
１のアンテナからの信号と上記遅延手段の出力を合成す
る合成手段と、から成るスペクトラム拡散通信用ダイバ
ーシチ受信機において、上記合成手段からの出力信号に
対して、相関を取る相関器と、前記相関器の出力を遅延
検波する位相検波器と、前記検波器の出力を遅延させる
遅延器と、前記遅延器の出力と、前記位相検波器の出力
とを合成する合成器と、を有することを要旨とする。
【００１１】なお、前記位相検波器は、前記相関器から
の出力を遅延させる遅延器と、該遅延器で遅延された信
号と前記相関器からの出力とをかけ算するかけ算器と、
前記かけ算器の出力信号の高域を遮断するように構成さ
れたローパスフィルタと、で構成してもよい。また、相
関器としてはマッチドフィルタ型又はスライディング型
のものが好適である。
の出力を遅延させる遅延器と、該遅延器で遅延された信
号と前記相関器からの出力とをかけ算するかけ算器と、
前記かけ算器の出力信号の高域を遮断するように構成さ
れたローパスフィルタと、で構成してもよい。また、相
関器としてはマッチドフィルタ型又はスライディング型
のものが好適である。
【００１２】
【作用】前記合成手段からの合成信号は相関器で相関を
とられ、その相関出力を位相検波した後、相関ピークの
合成が行われる。これにより更にダイバーシチ性能の向
上が図られる。
とられ、その相関出力を位相検波した後、相関ピークの
合成が行われる。これにより更にダイバーシチ性能の向
上が図られる。
【００１３】
【実施例】以下図面に示す本発明の実施例を説明する。
図１は本発明のスペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受
信機の一実施例で、アンテナ１３，１４、フィルタ１
５，１６、増幅器１７，１８、遅延器１９、合成器２
０、マッチドフィルタ型相関器２１、位相検波器２２、
遅延器２３、合成器２４、データ復調器２５からなる。
図１は本発明のスペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受
信機の一実施例で、アンテナ１３，１４、フィルタ１
５，１６、増幅器１７，１８、遅延器１９、合成器２
０、マッチドフィルタ型相関器２１、位相検波器２２、
遅延器２３、合成器２４、データ復調器２５からなる。
【００１４】アンテナ１３と１４の距離を空間的にλ／
３以上離し、アンテナ１３側からのＳＳ受信信号Ｓ
5（ｔ）とアンテナ１４側からのＳＳ受信信号Ｓ6（ｔ）
がほぼ無相関になるようにする。フィルタ１５，１６は
Ｓ5（ｔ）及びＳ6（ｔ）以外の帯域の信号の除去を行
い、増幅器１７，１８はＳ5（ｔ），Ｓ6（ｔ）の増幅を
行う。遅延器１９は、増幅器１８の出力Ｓ8（ｔ）に対
し遅延を行い、遅延時間τは、τ≧ＰＮ符号１チップ長
でかつ、直接波に対し、影響力ある反射波の最大の遅延
時間がτaとすると、τ≧τaの遅延時間を設定する。合
成器２０は、増幅器１７出力Ｓ7（ｔ）と遅延器１９の
出力Ｓ9（ｔ−τ）の合成を行う。合成されたＳＳ受信
信号は、相関器２１において、参照ＰＮ符号との相関演
算が行われる。なお、遅延器１９により遅延をかけるの
は、合成器２０により、アンテナ１３側で受信されるＳ
Ｓ信号とアンテナ１４側で受信されるＳＳ信号を、相関
器２１により相関スパイクとして時間領域での分離を行
い、アンテナ１３側とアンテナ１４側のＳＳ受信信号の
干渉を除去するためである。
３以上離し、アンテナ１３側からのＳＳ受信信号Ｓ
5（ｔ）とアンテナ１４側からのＳＳ受信信号Ｓ6（ｔ）
がほぼ無相関になるようにする。フィルタ１５，１６は
Ｓ5（ｔ）及びＳ6（ｔ）以外の帯域の信号の除去を行
い、増幅器１７，１８はＳ5（ｔ），Ｓ6（ｔ）の増幅を
行う。遅延器１９は、増幅器１８の出力Ｓ8（ｔ）に対
し遅延を行い、遅延時間τは、τ≧ＰＮ符号１チップ長
でかつ、直接波に対し、影響力ある反射波の最大の遅延
時間がτaとすると、τ≧τaの遅延時間を設定する。合
成器２０は、増幅器１７出力Ｓ7（ｔ）と遅延器１９の
出力Ｓ9（ｔ−τ）の合成を行う。合成されたＳＳ受信
信号は、相関器２１において、参照ＰＮ符号との相関演
算が行われる。なお、遅延器１９により遅延をかけるの
は、合成器２０により、アンテナ１３側で受信されるＳ
Ｓ信号とアンテナ１４側で受信されるＳＳ信号を、相関
器２１により相関スパイクとして時間領域での分離を行
い、アンテナ１３側とアンテナ１４側のＳＳ受信信号の
干渉を除去するためである。
【００１５】ここで、アンテナ１３側で受信されるＳＳ
信号において、直接波と反射波の遅延時間差がＰＮ符号
１チップ長以内で、それぞれの受信信号に対する相関器
出力の相関スパイク中のキャリアの位相差が１８０°
（逆相）の場合は、従来例でも述べたように、合成され
た相関スパイクは図８で示すようにほとんど抑圧され
る。ところが、アンテナ１４側において受信されるＳＳ
信号は、アンテナ１３側とは無相関であるので、独立な
変動をもつ受信信号となる。例えば、上記相関スパイク
中のキャリアの位相差において０°（同相）となれば、
合成された相関スパイクは図２で示すようにほとんど抑
圧はされない。
信号において、直接波と反射波の遅延時間差がＰＮ符号
１チップ長以内で、それぞれの受信信号に対する相関器
出力の相関スパイク中のキャリアの位相差が１８０°
（逆相）の場合は、従来例でも述べたように、合成され
た相関スパイクは図８で示すようにほとんど抑圧され
る。ところが、アンテナ１４側において受信されるＳＳ
信号は、アンテナ１３側とは無相関であるので、独立な
変動をもつ受信信号となる。例えば、上記相関スパイク
中のキャリアの位相差において０°（同相）となれば、
合成された相関スパイクは図２で示すようにほとんど抑
圧はされない。
【００１６】このような状態において、アンテナ１４側
において受信されるＳＳ信号に遅延（ここでは、ＰＮ符
号４チップ長とする）をかけて合成することにより、図
３に示すように、相関スパイクがマルチパスにより抑圧
されることをなくし、受信するＳＳ信号のＳ／Ｎの改善
を行い、データ復調性能の向上を図ることができる。
において受信されるＳＳ信号に遅延（ここでは、ＰＮ符
号４チップ長とする）をかけて合成することにより、図
３に示すように、相関スパイクがマルチパスにより抑圧
されることをなくし、受信するＳＳ信号のＳ／Ｎの改善
を行い、データ復調性能の向上を図ることができる。
【００１７】そして、本発明においては、更にデータ復
調性能を改善するために、相関器の出力信号に対し以下
の処理を行う。まず、相関器２１の相関出力を位相検波
器２２で遅延検波をする。ここで、位相検波器２２の一
構成例を図４に示す。遅延器２６はデータ１ビットＴ’
の遅延をもつ遅延器、２７はかけ算器、ローパスフィル
タ（ＬＰＦ）２８はデータレートと等しいカットオフを
もつ低域通過フィルタである。なお、送信器１のデータ
変調はＤＰＳＫ変調とする。また図４で、２６は遅延
器、２７はかけ算器、２８はＬＰＦである。
調性能を改善するために、相関器の出力信号に対し以下
の処理を行う。まず、相関器２１の相関出力を位相検波
器２２で遅延検波をする。ここで、位相検波器２２の一
構成例を図４に示す。遅延器２６はデータ１ビットＴ’
の遅延をもつ遅延器、２７はかけ算器、ローパスフィル
タ（ＬＰＦ）２８はデータレートと等しいカットオフを
もつ低域通過フィルタである。なお、送信器１のデータ
変調はＤＰＳＫ変調とする。また図４で、２６は遅延
器、２７はかけ算器、２８はＬＰＦである。
【００１８】次に、遅延検波したベースバンドの相関出
力を２分配し、一方を遅延器２３で遅延をかけ、合成器
２４で再び他方と合成を行う。ここで、遅延器２３の遅
延時間は遅延器１９の遅延時間τと同じにする。合成器
２４の出力はデータ復調器２５に入力する。
力を２分配し、一方を遅延器２３で遅延をかけ、合成器
２４で再び他方と合成を行う。ここで、遅延器２３の遅
延時間は遅延器１９の遅延時間τと同じにする。合成器
２４の出力はデータ復調器２５に入力する。
【００１９】これより、図５に示すように、アンテナ１
３及び１４側で受信される両方のＳＳ信号Ｓ10（ｔ）、
Ｓ11（ｔ−τ）がマルチパスにより抑圧され、それぞれ
のピーク値をＶ1，Ｖ2とすると、２つの相関ピークが合
成されてＳ12（ｔ）となるので、相関ピーク値がＶ1＋
Ｖ2となり、更に、Ｓ／Ｎが改善され、データ復調性能
の向上を図ることができる。なお本発明において、相関
器はマッチドフィルタ型に限定されるものではなく、例
えば、スライディング型のものでもよい。
３及び１４側で受信される両方のＳＳ信号Ｓ10（ｔ）、
Ｓ11（ｔ−τ）がマルチパスにより抑圧され、それぞれ
のピーク値をＶ1，Ｖ2とすると、２つの相関ピークが合
成されてＳ12（ｔ）となるので、相関ピーク値がＶ1＋
Ｖ2となり、更に、Ｓ／Ｎが改善され、データ復調性能
の向上を図ることができる。なお本発明において、相関
器はマッチドフィルタ型に限定されるものではなく、例
えば、スライディング型のものでもよい。
【００２０】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、ス
ペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機において、相
関器出力で分離した相関ピークを再び合成することによ
り、Ｓ／Ｎが改善され、データ復調性能の向上を図るこ
とができる。
ペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機において、相
関器出力で分離した相関ピークを再び合成することによ
り、Ｓ／Ｎが改善され、データ復調性能の向上を図るこ
とができる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】上記実施例の動作説明用の波形図である。
【図３】上記実施例の動作説明用の波形図である。
【図４】位相検波器の一構成例を示すブロック図であ
る。
る。
【図５】前記実施例の効果を説明するための波形図であ
る。
る。
【図６】ＳＳ通信方式の説明図である。
【図７】上記ＳＳ通信方式の動作説明図である。
【図８】上記ＳＳ通信方式の動作説明図である。
【図９】従来のＳＳ通信用ダイバーシチ受信機の一構成
例を示すブロック図である。
例を示すブロック図である。
１３，１４ アンテナ １９ 遅延器 ２０ 合成器 ２１ 相関器 ２２ 位相検波器 ２３ 遅延器 ２４ 合成器 ２５ データ復調器
Claims (3)
- 【請求項１】 第１のアンテナと、 該第１のアンテナに対し空間的に離れた第２のアンテナ
と、 第２のアンテナからの信号を所定時間遅延せしめる遅延
手段と、 上記第１のアンテナからの信号と上記遅延手段の出力を
合成する合成手段と、から成るスペクトラム拡散通信用
ダイバーシチ受信機において、上記合成手段からの出力
信号に対して、相関を取る相関器と、 前記相関器の出力を遅延検波する位相検波器と、 前記検波器の出力を遅延させる遅延器と、 前記遅延器の出力と、前記位相検波器の出力とを合成す
る合成器と、 を有することを特徴とするスペクトラム拡散通信用ダイ
バーシチ受信機。 - 【請求項２】 前記位相検波器は、 前記相関器からの出力を遅延させる遅延器と、 該遅延器で遅延された信号と前記相関器からの出力とを
かけ算するかけ算器と、 前記かけ算器の出力信号の高域を遮断するように構成さ
れたローパスフィルタと、 で構成されていることを特徴とする請求項１に記載のス
ペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機。 - 【請求項３】 前記相関器がマッチドフィルタ型又はス
ライディング型相関器であることを特徴とする請求項１
又は２に記載のスペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受
信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5177403A JPH0787057A (ja) | 1993-06-23 | 1993-06-23 | スペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5177403A JPH0787057A (ja) | 1993-06-23 | 1993-06-23 | スペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0787057A true JPH0787057A (ja) | 1995-03-31 |
Family
ID=16030328
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5177403A Pending JPH0787057A (ja) | 1993-06-23 | 1993-06-23 | スペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0787057A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10242936A (ja) * | 1997-02-26 | 1998-09-11 | Saitama Nippon Denki Kk | スペクトラム拡散通信システムのダイバーシチ受信機 |
| KR19990088362A (ko) * | 1998-05-21 | 1999-12-27 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 씨디엠에이수신장치및씨디엠에이통신방법 |
| US6229840B1 (en) | 1997-03-04 | 2001-05-08 | Nec Corporation | Diversity circuit |
| CN1117438C (zh) * | 1996-12-27 | 2003-08-06 | 松下电器产业株式会社 | 接收电路 |
| US6625202B1 (en) | 1998-07-13 | 2003-09-23 | Hitachi, Ltd. | Mobile station for spread spectrum communication |
| US7020122B1 (en) | 1998-12-28 | 2006-03-28 | Kabushiki Kaisha Toshiba | CDMA system mobile radio terminal equipment |
-
1993
- 1993-06-23 JP JP5177403A patent/JPH0787057A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN1117438C (zh) * | 1996-12-27 | 2003-08-06 | 松下电器产业株式会社 | 接收电路 |
| JPH10242936A (ja) * | 1997-02-26 | 1998-09-11 | Saitama Nippon Denki Kk | スペクトラム拡散通信システムのダイバーシチ受信機 |
| US6229840B1 (en) | 1997-03-04 | 2001-05-08 | Nec Corporation | Diversity circuit |
| KR19990088362A (ko) * | 1998-05-21 | 1999-12-27 | 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤 | 씨디엠에이수신장치및씨디엠에이통신방법 |
| US6625202B1 (en) | 1998-07-13 | 2003-09-23 | Hitachi, Ltd. | Mobile station for spread spectrum communication |
| US7020122B1 (en) | 1998-12-28 | 2006-03-28 | Kabushiki Kaisha Toshiba | CDMA system mobile radio terminal equipment |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100291980B1 (ko) | 다이버시티회로 | |
| JP3796721B2 (ja) | フェイズドアレイ・スペクトラム拡散システムおよび方法 | |
| US6625202B1 (en) | Mobile station for spread spectrum communication | |
| EP0851605B1 (en) | Space diversity receiving circuit | |
| JPH09186638A (ja) | 干渉波除去装置 | |
| JPH10190528A (ja) | スペクトル拡散受信機 | |
| JPH04185130A (ja) | スペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信装置 | |
| EP0945995A2 (en) | RAKE receiver with adaptive delay profile measurement | |
| JP2572765B2 (ja) | 送信パスダイバ−シチ伝送方式 | |
| JP2001069041A (ja) | デジタル無線リンクを提供する装置、通信システム、動作させる方法、受信機及びサーチャー。 | |
| JP2982795B1 (ja) | スペクトラム拡散信号受信方法および受信機 | |
| JP2973416B1 (ja) | Ｒａｋｅ受信回路 | |
| JPH0787057A (ja) | スペクトラム拡散通信用ダイバーシチ受信機 | |
| JPH077456A (ja) | ダイレクトシーケンス広スペクトル信号差動送受信機用コンポーネント及び対応送受信機 | |
| EP0748060B9 (en) | Post detection integration spread spectrum receiver | |
| US7573934B2 (en) | Spread spectrum rake receiver | |
| GB2340354A (en) | CDMA receiver where the received signals are phase adjusted/time delayed and then summed before despreading | |
| JP3380435B2 (ja) | Ｒａｋｅ受信装置 | |
| JP2002118492A (ja) | 逆拡散回路 | |
| JP3926366B2 (ja) | スペクトラム拡散レイク受信機 | |
| JPH04234238A (ja) | スペクトラム拡散通信用ダイバーシチ装置 | |
| JP4142259B2 (ja) | Ｒａｋｅ受信装置およびその方法 | |
| JP3228311B2 (ja) | 受信装置 | |
| JP2806921B2 (ja) | スペクトラム拡散通信システムのダイバーシチ受信機 | |
| JPH10164011A (ja) | スペクトル拡散通信装置 |