JPH077456A

JPH077456A - ダイレクトシーケンス広スペクトル信号差動送受信機用コンポーネント及び対応送受信機

Info

Publication number: JPH077456A
Application number: JP5324503A
Authority: JP
Inventors: Roy Alain Le; アラン・ル・ロイ; Louis Penavaire; ルイ・ペナベール; Charles Fort; シヤルル・フオール
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 1992-12-22
Filing date: 1993-12-22
Publication date: 1995-01-10
Also published as: DE69326995D1; US5434893A; EP0604294A1; EP0604294B1; DE69326995T2

Abstract

(57)【要約】【目的】ダイレクトシーケンス広スペクトル信号差動
送受信用コンポーネントを提供する。【構成】このコンポーネントは情報エレメントから１
周期ないしサイクルだけ偏移される２つの相関器（ＴＲ
１、Ｆ１）、（ＴＲ２、Ｆ２）を必須的に備え、相関機
能と遅延機能の双方を達成する。前記コンポーネントは
更に、受信チャネルの相関器と同一のフィルタを具備し
た送信チャネルを備える。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ダイレクトシーケンス
広スペクトル差動送受信器用コンポーネント及び、ダイ
レクトシーケンス広スペクトル送受信器に関する。

【０００２】

【従来の技術】広スペクトル方式が軍の無線通信で長年
使用されているが、これは特に、離散リンクの確立が可
能であり、傍受が困難で妨害に耐えるためである。通常
２つの拡張法、即ち周波数飛越しとダイレクトシーケン
スによるスペクトル拡張とが使用されている。

【０００３】周波数飛越し（周波数回避としても知られ
ている）によるスペクトル拡張は軍用に使用されている
方式である。それは、当事者である受信者のみに知られ
ている規則により、できるだけ多く（１秒当たり数百回
迄）無線搬送周波数を変えることを含む。この規則は１
以上の擬似乱数シーケンスで支配されており、リンクへ
のアクセスコードとなっている。この方式では、走査周
波数シンセサイザの使用が必要である。それ故、面倒で
あり、民間での利用はほとんどない。

【０００４】他方式、即ちダイレクトシーケンス広スペ
クトル或いはＤＳＳＳは、そのスペクトル帯域がＢ_Sで
ある送信すべき信号を、そのスペクトル帯域がはるかに
大きいＢ_ESである白色雑音の特性を持つ信号に変えるこ
とを含む。この拡張操作は、送信すべきメッセージに、
値＋１または−１をとることのできるビットから形成さ
れる擬似乱数シーケンスを乗じることにより実行され
る。Ｔを送信すべき情報エレメントの周期即ちサイクル
とし、Ｔ_Cを擬似乱数シーケンスの２値エレメント（チ
ップとしても知られている）の持続時間とすると、スペ
クトルの拡張変調の基本特性、即ち処理利得Ｎは次の関
係式で定義できる。

【０００５】Ｎ＝（Ｔ／Ｔ_C）＝（Ｂ_ES／Ｂ_S）この処理利得は、個々の場合の関数として、１０から数
万の間で変動し得るが、無線通信での通常値は決して１
０００を越えることは決してない。

【０００６】ふたたび情報を見い出すことができるため
には、受信機は、受信メッセージと、拡張操作を実行す
るために使用されたと同一の擬似乱数シーケンスとの間
の相関操作を実行できなければならない。それ故、受信
機は、伝えられたメッセージに対するアクセスコードを
構成しているこのシーケンスを知らなければならない。
同一周波数帯域と２つの直交シーケンス、即ち弱い相関
係数を持つ２つのシーケンスとを使用することで２つの
独立したメッセージを伝えることができる。

【０００７】ダイレクトシーケンス広スペクトル方法の
最も重要な利点は以下の通りである。

【０００８】同一周波数スペクトルを、狭帯域変調を使
用するシステムとスペクトル拡張を使用するシステムと
で共有でき、また、前者のシステムは周囲の無線雑音の
わずかな増加を記録するのみであり、これは拡張シーケ
ンスがノイズのスペクトル特性を持つからであり、一
方、後者のシステムは、相関操作の結果として狭帯域変
調の排除を実行する；直交疑似ランダム周波数の使用に
よりいくつかの広スペクトルリンクが同一周波数帯域を
共有できるが、但し、残念なことに、この方法（共分散
多重アクセス即ちＣＤＭＡとして知られている）は実行
が難しく、かつ、伝えられたパワーの制御を強いる；広
スペクトル送信は傍受が難しく、これは、正しくデータ
を復調できるためには受信者が拡張シーケンスを知って
いなければならないからであるが、実際には、多くの場
合に、シーケンスの部分的知識で十分である；広スペク
トル送信は妨害局および干渉に比較的に耐え、これはと
くに処理利得が増えるに従って当てはまる。しかし、こ
の利点は一定範囲に押えることが必要であり、それは、
狭帯域リンクと比較して、及び、混信のみに注意すれば
よく悪意の妨害局に注意しなくてよい民間適用の場合
に、帯域をＮ倍することで平均Ｎ倍強い混信に起因し、
Ｎに等しい処理利得により排除される雑音電力を傍受す
ることがあり得、前記混信への抵抗が通常の方法よりも
大きくないからである。

【０００９】無線スペクトル制御が良い（この方法が特
定狭帯域送信と同一の周波数帯域を共有することを可能
にしている）点を別にすれば、ダイレクトシーケンス広
スペクトルが多くの利点を持つとは思われない。この方
法の絶対的な重要性は、多重経路存在下での無線チャネ
ルにおける前記変調の動作の分析に現れる。

【００１０】ダイレクトシーケンス広スペクトル方法
は、路上輸送手段との無線送信、産業環境での無線デー
タ処理ローカルネットワーク、データ送信、そして特
に、建物内での全て無線送信に応用される。

【００１１】この種の環境では、電波の伝播は、反射現
象（壁および仕切りで）、回折現象（縁で）および拡散
現象を含む多重経路で生ずる。更に、一般の場合には、
送信機と受信機との間に直通経路は存在しない。

【００１２】この多重経路伝播は特定数の非励起効果を
誘発し、この効果は送信の品質を害し、時にはそれを使
用不可にもする。伝播中の無線信号の有意な減衰（仕切
りを通り抜けなければならないからである）に加え、他
の混乱効果は以下に記述する通りである。

【００１３】ａ）チャネルのパルス応答の膨張。これは
すべての経路が種々の伝播時間を持つという事実に起因
するものであり、このため、チャネルでの情報の流れに
極限値が課せられる。合理的誤り率を得るためには、送
信記号の持続時間は、前記パルス応答幅よりはるかに大
きくなければならない。

【００１４】ｂ）受信アンテナでの信号の破壊的ベクト
ル加算によるフェージング。即ち、受信信号波レベル
が、受信アンテナの変位中の有意な変動に従属する。こ
れらの変動は、固定アンテナでも存在する。この場合、
それらは無線経路中の乗り物或いは人間の動きによって
生ずる。かかるフェージングは明らかに、送信品質の低
下を引き起こす。この品質の改良に通常使用される方法
がいわゆるダイバーシティー法であり、これにはいくつ
かの受信アンテナを使用することが含まれる。これら方
法の採用から生ずるコストの増加は、それらが軍システ
ムでのみ本質的に使用されていることを意味する。

【００１５】ｃ）ドップラーノイズ即ち非励起周波数変
調。データ速度が低くなるほど、この効果は一層有害と
なる。それは周波数偏移ではなく、実際は騒音であり、
これは、種々の無線経路の到着方向のランダム性に起因
する。無線周波数と乗り物速度とが高まるほど、この現
象は強くなる。

【００１６】この種の無線チャネルでは、差分位相変調
を有するダイレクトシーケンス広スペクトル方法によ
り、良好な送信品質の確保が可能になるが、これは、変
調パラメータを定める数多くの規則が守られられること
を条件とする。

【００１７】これらの送信方法は、多数の文献および論
文に記述されている。例えば、マーヴィン・ケー・サイ
モン（Marvin K. SIMON ）等の「広帯域通信（Spread S
pectrum Communications）」と題する文献、コンピュー
タ・サイエンス・プレス（Computer Science Press）、
１９８３、第Ｉ巻および以下の論文を参照されたい。

【００１８】エム．カヴェーラッド（M. KAVEHRAD ）等
の「差分位相偏移キーイング変調を使用する、屋内無線
通信用ダイレクトシーケンス広スペクトル無線の設計お
よび実験結果（Design and experimental results for
a direct-sequence spread-spectrum radio using diff
erential phase shift keying modulationfor indoorwi
reless communications）」、アイイーイーイー
ジャーナル・オン・サック（IEEE Journal on SAC
）、第ＳＡＣ５巻、第５号、１９８７年６月、８１５
〜８２３頁に発表。

【００１９】エフ．デー．ガーバー（F.D. GARBER ）等
の、「差分コヒ―レントディジタル通信の周波数−選択
的フェーディングチャネルにおける性能（Performance
of differentially coherent digital communications
over frequency-selective fading channels）」、アイ
イーイーイートランスオンコミューニケー
ションズ（IEEE Trans on Communications）、第３６
巻、第１号、１９８８年１月、２１〜３１頁に発表。

【００２０】エム．カヴェーラッド等の「屋内無線通信
用の、ＤＰＳＫ変調およびダイバーシティーを有するダ
イレクトシーケンス広スペクトル（Direct-sequence sp
readspectrum with DPSK modulation and diversity fo
r indoor wirelesscommunications）」、アイイー
イーイートランスオンコミューニケーションズ
（IEEE Trans on Communications）、第ＣＯＭ−３５
巻、第２号、１９８７年２月、２２４〜２３６頁に発
表。

【００２１】図１は、ダイレクトシーケンス広スペクト
ルを有する信号を処理可能の既知の受信機を示す。この
受信機は、まず無線周波段Ｅ（ＲＦ）、次いで中間周波
段Ｅ（ＦＩ）、最後に基底帯域段Ｅ（ＢＢ）を備える。

【００２２】無線周波段Ｅ（ＲＦ）は、受信アンテナ１
０、帯域がＢ_ESに等しいかそれ以上のフィルタ１２、増
幅器１４、周波数Ｆ_OLを供給する局部発振器（１６）お
よびミキサ１８を備える。後者は、入射周波数と局部発
振器１６の周波数とのミキシングで生じる中間周波信号
ＦＩを供給する。

【００２３】中間信号処理装置は、帯域がやはりＢ_ESに
等しいかそれより大きいフィルタ２０と、その出力２４
が、出力端子での中間周波数信号のパワーが一定となる
ように増幅器１４、２２の利得を自動調整するために利
得制御回路２６に接続されている増幅器２２とを備えて
いる。

【００２４】出力２４によって供給された信号は、次い
で、相関器３０に向けられ、それは、受信信号と送信に
使用される拡張シーケンスとの相関から生ずる出力信号
Ｓ１をその出力側に供給する。

【００２５】この相関信号は遅延即ちラグライン３２に
も加えられ、同ラインは、Ｓ１と同一だが、送信すべき
情報エレメントの周期に等しい時間だけ偏移された信号
Ｓ２を供給する。この２つの信号Ｓ１、Ｓ２は次いで、
２個の増幅器３４、３６に加えられる。利得制御回路４
０は、増幅器３４、３６の利得を制御する。

【００２６】使用変調が差分位相変調であるので、信号
Ｓ１とＳ２の間の位相差で情報が運ばれる。この情報
は、乗算器３８により取り出される。回路出力における
信号が正ならば、Ｓ１とＳ２は同調しており、一方、負
であるならば、位相が逆である。

【００２７】基底帯域段は、その機能が混合信号の高調
波の排除である低域ろ波フィルタ４２と積分器４４とを
備える。この積分器の機能は、多重経路による伝播の場
合は不可欠である。この場合、各経路にＳ１、Ｓ２中の
相関ピークが対応し、それ故、各経路が情報を供給す
る。積分器４４が、これら経路で運ばれた情報の全てを
加算する。それ故、それは経路ダイバーシティによって
処理操作を実行する。

【００２８】次いで、積分器４４の出力側信号は、クロ
ックリカバリのための回路４６と、２つの比較器４８、
５０に供給される。データリカバリ回路５２が、最終的
にデータＤを供給する。大部分のデータ送信受信機と同
様に、最後に送信誤差の検出、補正のためのモジュール
５４が存在する。最後に回路は一方の出力信号５６にデ
ータＤを供給し、他の出力５８にクロックパルスＨを供
給する。

【００２９】相関器３０および遅延線３２は共に、表面
弾性波即ちＳＡＷ装置の形とすることができる。これは
例えば、前記したモーセン・カヴェーラッド等の論文
（図４、８１７頁）に記載されている。実際には、その
相関器は整合フィルタである。それは表面弾性波装置の
形をしており、また、増幅器が続いており、その出力は
２つのチャネルに分けられ、１つは表面弾性波デバイス
の形をした遅延線に接続し、他は乗算器に直接接続し、
更に、遅延信号を受け取る。

【００３０】多数の論文が表面弾性波デバイスについて
記述しており、特に、メルヴィン・ジー・ホランド（Ｍ
ｅｌｖｉｎＧ．ＨＯＬＬＡＮＤ）等により、プロシ
ーディングス・オブ・ジ・アイイーイーイー（Proceedi
ngs of the IEEE ）の第６２巻、第５号、１９７４年５
月、５８２〜６１１頁に発表された「実用的表面弾性波
デバイス（Practical Surface Acoustic Wave Devices
）」と題する論文に記述されている。広スペクトル通
信への応用は、ディー・ティー・ベル（Ｄ．Ｔ．ＢＥＬ
Ｌ）等がアイイーイーイー・トランス・オン・エムティ
ーティー（IEEE Trans on MTT ）、第ＭＴＴ２１巻、第
４号、１９７３年４月、２６３〜２７１頁に発表した
「広スペクトル通信への弾性表面波技術の応用（Applic
ation of acoustic surface-wave technology to sprea
d spectrumcommunications）」と題する論文に記載され
ている。

【００３１】整合フィルタ即ち相関器は相関操作を実行
するものであり、全ての表面弾性波フィルタと同様に、
圧電材上に置かれた２個の表面弾性波変換器から形成さ
れており、同材は、位相変調された信号の場合には、コ
ンポーネントの特性に対する耐熱性という理由により、
一般に、石英から作られている（特に中心周波数におい
て）。かかるデバイスのパルス応答が、２つの変換器の
パルス応答の重畳積であることは知られている。理想的
には、フィルタが整合されねばならない信号の時間の逆
数に等しい。変換器は「スプリットフィンガ」タイプで
あり、その電極即ち指は、一定であるか、それらの位置
の関数としての変数である長さを持たなければならな
い。アルミニウム（数百〜数線オングストロームの厚
さ）を使用基板に沈着させて、それらは生成される。

【００３２】そのようなコンポーネントは、様々な表面
波コンポーネント供給者のカタログに記述され、提案さ
れている。例えば、前記受信システムの様な、位相コー
ド化信号に整合されたフィルタの場合には、必要な関連
通過帯域が広すぎて、一般に知られており、双方向であ
るもの以外の変換器の使用は不可能である。

【００３３】２個の変換器の間を伝播するもの以外の表
面弾性波は、各変換器とそれに最も近い基板縁との間に
位置するゾーンに、一般に接着剤やにかわの形の適当な
物質を置くことによって減衰される。これにより、基板
の縁での反射に起因する、管理されない位相、振幅の信
号が防止される。

【００３４】

【発明が解決しようとする課題】理想的には、生成線変
換関数は、整合フィルタの出力側で得られる信号のシス
テムで占められる周波数帯域に少なくとも等しい周波数
帯域で一定の振幅かつ直線位相（即ち一定の遅延）にあ
らねばならず、これは、後者の特性の低下を招来しない
ようにするためである。さらに、遅延はかなりの正確度
を持って得られなければならず、また、２つの連続した
相関ピークの間の位相比較が有効となるように、温度安
定性であることが確保されねばならない。

【００３５】この遅延の正確度および温度安定性の故
に、圧電基板として一般に石英の使用が必要とされる。
残念なことに、前記遅延線の通過スペクトルは、たいそ
う大きくなければならないので（２６１．１２ＭＨｚの
中心周波数に対して、この場合は１３０ＭＨｚ）、前記
応用に対して充分に小さな位相歪をもつ遅延線の延長を
想定することは実質的に不可能である。

【００３６】ＥＰ−Ａ−４０９５３８に記載の解決策
は、相関機能、遅延機能の双方を満たせる手段を使用す
ることを含み、同手段は２個のアナログ表面弾性波相関
器を使用しており、第２のものは、受信される２進情報
記号の持続時間に対応している周期だけ第１のものに対
して偏移している。

【００３７】本発明は、受信時のみならず、送信時も働
くことができ、ダイレクトシーケンス広スペクトル方法
を使用している送受信機即ちトランシーバーの構造を有
意に単純化するコンポーネントを提案することによっ
て、これらの受信方法を越えるものである。

【００３８】

【課題を解決するための手段】より特定すると、本発明
は、以下を備えることを特徴とする、ダイレクトシーケ
ンス広スペクトル信号差動送発信器用コンポーネントに
関する。

【００３９】ａ）擬似乱数シーケンスであるパルス応答
を持つフィルタを備える送信チャネル、及びｂ）入力側
に加えられる信号と送信チャネルで使用されるのと同一
の擬似乱数シーケンスとの間の相関を達成できる第１の
相関器と、前記第１相関器とは、受信される２値情報記
号の持続時間に対応する周期だけ出力側信号が遅れてい
る事実のみで異なる第２の相関器とから構成されてお
り、前記第１及び第２の相関器はそのパルス応答が送信
チャネルで使用される擬似乱数シーケンスであるが時間
的に逆転しているフィルタである受信チャネル。

【００４０】送信チャネルのフィルタは、入力変換器お
よび出力変換器を持つ表面弾性波デバイスによって構成
できる。

【００４１】送信チャネルの出力変換器は、弾性波がそ
れを通過するのに要する時間が、送受信される２値情報
記号の持続時間に対応する期間に等しくなる長さを持つ
スプリットフィンガー変換器の形として生成できる。

【００４２】送信チャネルの表面弾性波デバイスと、受
信チャネルの第１の相関器の表面弾性波デバイスとは、
同一の圧電基板上に生成できる。それらは、頭尾にわた
る配置を相互に対称的に配置できる。

【００４３】本発明はまた、広スペクトル差動送受信に
も関する。このトランシーバは、それが前記設定通りの
トランシーバコンポーネントを備え、このコンポーネン
トが、広スペクトル中間周波信号を発生させるために送
信チャネル中に使用され、同コンポーネントが更に、送
信で使用される擬似乱数シーケンスとの相関を達成でき
る中間周波信号の処理デバイスとしても使用されること
を特徴とする。このトランシーバは更に、中間周波信号
を無線周波信号に変換するための送信チャネルの手段
が、無線周波信号を中間周波信号に変換するための受信
チャネルの手段と同一であることを特徴とする。

【００４４】

【実施例】図２の図は、受信機、より詳細には、中間周
波段中の、本発明のコンポーネントの受信部により占め
られる空間を示す。この段の構成要素は既に図１に示さ
れており、それ故、同一の参照番号を持つ。フィルタ２
０の上流に増幅器２８と利得制御回路２６とを、その下
流に２つの増幅器３４、３６、ミキサ３８、利得制御回
路４０を備える。

【００４５】本発明のコンポーネントは参照番号６０を
有し、増幅器２２と増幅器３４、３６との間に挿入され
ている。それは、１つの入力ｅと２つの出力ｓ１，ｓ２
とを有する３ｄＢカプラ６２と、更には表面弾性波デバ
イス６４をも備える。図示通り、同デバイスは、信号Ｓ
１を供給する、出力変換器ＴＲ１と第１相関器Ｃ１とを
備える第１チャネルと、信号Ｓ２を供給する、変換器Ｔ
Ｒ２と第２相関器Ｃ２とを備える第２チャネルとを備え
る。第２相関器は、第１相関器に対して偏移しており、
このためにＳ２がＳ１より遅延する。

【００４６】このコンポーネントの機能は次の通りであ
る。中間周波信号Ｅを、カプラ６２により２つに分け
る。それ故、２つの同一の信号Ｅ１、Ｅ２が誘発信号の
半分に等しいパワーレベルを有して創生される。前記フ
イルタの２つの出力Ｓ１，Ｓ２は遅延即ちタイムラグ内
で同一であり、後者の値は、送信された２値記号の持続
時間Ｔに等しい。即ち、次の関係式が得られる。

【００４７】Ｓ２（ｔ）＝Ｓ１（ｔ−Ｔ）このフィルタは更に、入力信号とスペクトルを拡張する
のに使用される擬似乱数シーケンスとの間の相関操作を
実行する。従って、チャネル１に対しては、Ｓ１（ｔ）＝Ｅ１（ｔ）＊Ｉ（ｔ）となる。ここで、記号＊は重畳操作を表しており、Ｉ
（ｔ）は、フィルタの第１チャネルのパルス応答を表し
ている。このベースバントパルス応答は、Ｓ１がＥ１と
擬似乱数シーケンスとの間の相関積となるように、時間
反転擬似乱数シーケンスである。

【００４８】入力変換器は、充分に広い通過帯域を持つ
ように、電極数の少ないスプリットフィンガ変換器とす
ることができる。表面弾性波（即ちＲＡＹＬＥＩＧＩ
波）は、約３１５０ｍ／秒の速度で左電材表面の同変換
器から伝播する。次いでそれは、長さが２値情報エレメ
ントの持続時間に対応している相関器Ｃ１の電極の下を
通過する。２５６ｋｂ／秒のデータ速度のシステムに対
しては出力電極の長さは、Ｌ＝３１５０／２５６・１０³ 即ち、Ｌ＝１２．３ｍｍである。

【００４９】各出力変換器を、２５５のエレメントを持
つスプリットフィンガ変換器で構成できる、各エレメン
トは、擬似乱数シーケンスのチップの１つに対応する数
個の相補形電極で構成される。これらのエレメントは、
対応チップの値により分極されており、明らかに、シー
ケンスの最終チップは前記入力変換器に最も近いエレメ
ントに対応する。擬似乱数シーケンスで変調される弾性
信号が全エレメントと同期している時に出力信号は最大
である。即ち、前記フィルタの出力において、中間高幅
が３．９μｓ（情報ビットの持続時間）毎に１５ｎｓ
（チップの持続時間）であるパルスが存在する。

【００５０】表面弾性波コンポーネントの第２チャネル
は、出力変換器の位置だけ第１のものとは異なる。２つ
のチャネルの入力、出力電極は同一だが、関係式Ｓ２
（ｔ）＝Ｓ１（ｔ−Ｔ）が得られるように、第２相関器
の出力変換器は、Ｓ１に比較して、１情報ビットに対応
する時間Ｔだけ信号Ｓ２が遅延する距離だけ入力変換器
から離れて配置される。この遅延は高正確度で得られな
ければならず、特に同正確度は、広スペクトル変調に使
用される周波数帯域を通じて適用されねばならない。今
考慮されている態様において、第２チャネルの出力変換
器は、考慮されている周波数帯域を通じて関係式Ｓ
₂（ｔ）＝Ｓ₁（ｔ−Ｔ）が証明されるように、基盤上
の弾性波の伝播により発生する減衰と歪みとを考慮にい
れて最適化されている。即ち、完全遅延がこのバイアス
により得ることができる。

【００５１】その上、同遅延に対する正確度は極めて大
でなければならない。即ち、２つの信号Ｓ１、Ｓ２は、
考慮されている態様において２６１．１２ＭＨｚ即ちチ
ップ周波数の４倍である受信機の中間周波数に等しい中
央周波数を持つ。ついで、信号Ｓ１とＳ２の位相を比較
するという問題になり、これは、情報がこれら２つの信
号の位相差により搬送されるからである。同比較を有効
なものとするためには、それ故、遅延誤差が、２６１．
１２ＭＨｚの周波数で約１０°を越える位相段階におけ
る誤差につながらないようにすることが必要である。こ
れは、３．９マイクロ秒の遅延に対して約１００ピコ秒
の最大遅延誤差に対応する。

【００５２】コンポーネントは５０°を越えて変動し得
る操作温度範囲を持つので、この範囲内で遅延が１００
ピコ秒を越えてゆらがないことが必要である。

【００５３】図３は、表面弾性波デバイスの一態様を示
す。このデバイスは、そのエレメントがそれぞれ下付き
数字１、２を有する参照番号により示される２つの同様
なチャネルを備える。従って、これらのうちの１つにつ
いてのみ記述する必要がある。第１チャネルは、圧電基
板として役立つ細片７０₁を備える。この細片は、セク
ションＳＴを有する石英製であることが好ましい。入力
変換器ＴＲ₁はアース端子７１₁と入力端子７２₁に接
続される。弾性即ち音響アブソーバ７３₁を変換器の左
手側に配置する。従って、右側への弾性波伝播のみが使
用される。変換器の電極の１つＦ１が出力端子７４₁に
接続され、他はアースエレメント７５₁に接続される。
音響アブソーバ７６₁は出力変換器の後部に配置され
る。

【００５４】第２チャネルは第１チャネルに類似してお
り、但し、第２出力変換器はその圧電細片上で下流側に
偏移しており、これは既に述べた通りであり、また、伝
播歪みを考慮に入れて最適化されている。

【００５５】図４は、単一入力Ｅに接続されている単一
入力変換器ＴＲを備える本発明のコンポーネントのパー
ツの別の態様を示す。２つの表面波がこの変換器から発
し、１つは出力変換器Ｆ１に向かって右方向へ、他は出
力変換器Ｆ２に向かって左方向へ進み、第２は第１より
もＴＲから離れている。

【００５６】図５は、本発明のトランシーバ用コンポー
ネント８０の一態様を示す。このコンポーネント８０の
受信チャネルは、図３に例示した受信機用コンポーネン
トの態様に対応する。図３を考慮すれば、送信で使用さ
れる第３の表面弾性波フィルタを提供するために圧電細
片７０₁上に残された自由空間（図３の右上）を使うこ
とが特に簡単であり、また、このフィルタは受信チャネ
ルのものと同一であってもよいことが明白である。

【００５７】例示された場合において、送信フィルタ
は、第１受信チャネルを支える圧電細片７０₁上に、ア
ース端子７１₃と入力端子７２₃とに接続された入力変
換器ＴＲ３、変換器の右に配置された音響アブソーバ７
３₃、その電極のうちの１つが出力端子７４₃に接続さ
れ、他がアースエレメント７５₃に接続されている出力
変換器Ｆ３、そして最後に、出力変換器の後部に接続さ
れた音響アブソーバ７６₃を有する。この音響アブソー
バ７６₃は、第１受信チャネルの変換器Ｆ１の音響アブ
ソーバ７６₁と一致する。

【００５８】図５のコンポーネント８０は、広いスペク
トル差動送受信機で使用できる。その完全対称性の結果
として、送信チャネルで使用される一定数の回路が受信
チャネルの一定回路と共有できるように、コンポーネン
トは非常に類似した信号を送受信する。これは図６に示
されており、この図は本発明の差動トランシーバを、少
なくともコンポーネント８０に至る迄の上流部を示して
おり、下流部は図１と同じである（出力Ｓ１、Ｓ２、増
幅器３８、基底帯域段）。

【００５９】図５に示されたトランシーバは、一般的
に、いずれのトランシーバにも見いだされる一定数の手
段、即ち、Ａ）情報Ｄを、一定の持続時間Ｔを持つ２値
記号にコード化する手段１３０；２値情報記号の持続時
間Ｔに等しい持続時間の偽似乱数シーケンスであるパル
ス応答を有するフィルタ；中間周波信号を無線周波信号
に変換するための手段であり、局部発振器１１０とミキ
サ１１２とを備える手段；及び、無線周波増幅器１０２
₂、帯域ろ波フィルタ１０４及び送信アンテナ；を備え
る送信チャネル；及び、Ｂ）受信アンテナ１００と無線
周波数増幅器１０２₁；無線周波信号を中間周波信号に
変換する手段；中間周波信号と送信で使用される偽似乱
数シーケンスとの間の相関を実行することが可能な手段
を備える、中間周波信号処理デバイス；及び、復調し、
かつ復調信号を処理するための（図１参照。図６には図
示されていない）、送信で使用された情報Ｄを復元する
ための段のための手段；を備える受信チャネル；を備え
る。

【００６０】図６の差動トランシーバは、それが前述通
りのトランシーバコンポーネント８０を備え；同コンポ
ーネント８０が、広スペクトル中間周波信号を発生する
ための送信チャネルＴＲ３、Ｆ３で使用され、かつ、送
信で使用される偽似乱数シーケンスとの相関を実行でき
る中間周波信号用の処理デバイスとして使用できる；こ
とを特徴とする。

【００６１】更に、図６のトランシーバは、中間周波信
号を無線周波信号に変換するための送信チャネルの手段
１１０、１１２が、無線周波信号を中間周波信号に変換
するための受信チャネルの手段と同じであることを特徴
とする。

【００６２】送信チャネルのアンテナ１００に関して
は、それは受信チャネルのアンテナと共通であり、この
共通のアンテナは、並行接続された受信増幅器１０２₁
と送信増幅器１０２₂とにより、共通の変換手段１１
０、１１２に接続されている。第１のスイッチＩ１、共
通アンテナ１００を受信増幅器１０２₁か送信増幅器１
０２₂のいずれかに接続している。第２のスイッチＩ２
も、第１と同期して、受信増幅器１０２₁か送信増幅器
１０２₂のいずれかを共通の信号変換手段１１０、１１
２に接続するために提供される。増幅器１０２₂の直後
に帯域ろ波フィルタ１０４を提供できる。

【００６３】例示された態様で、トランシーバは更に、
中間周波数増幅器１１４；中間周波数帯域ろ波フィルタ
１１６；前記増幅器１１４の入力を共通の周波数変換手
段１１０、１１２か、コンポーネント８０の送信チャネ
ルＴＲ３、Ｆ３のいずれかに接続する第３のスイッチＩ
３；及び、第３スイッチと同期して、帯域ろ波フィルタ
１１６の出力を受信チャネルＴＲ１、Ｆ１、ＴＲ２、Ｆ
２か、共通の周波数変換手段１１０、１１２のいずれか
に接続するための第４のスイッチＩ４；を備える。

【００６４】受信信号に基づいて増幅器１１４の利得を
制御するための自動利得制御回路１１８も存在する。

【００６５】図６の構造は、送信、受信の際のいくつか
のサブアセンブリの使用を明らかに示している。送信モ
ードから受信モードへの切替えは、スイッチＩ１〜Ｉ５
により行う。これらスイッチは、モード間の切替えが、
す早く起きるようにダイオードスイッチとすることがで
きる。図６で、スイッチは全て受信位置Ｒにある。

【００６６】受信モードで、アンテナで提供される信号
は１０２₁で増幅され、その帯域がＢｅｓに等しいかそ
れ以上の１０６でろ波される。送信モードでは、ミキサ
１１２の出力側の信号は、アンテナ１００で送信される
前に１０６でろ波され、１０２₂で増幅され、１０４で
再度増幅される。フィルタ１０４は、増幅器１０２₂で
の非線形により発生し得る何らかの小さなローブを防止
するために必要である。

【００６７】ミキサ１１２は受信モードでダウンコンバ
ータとして機能し、即ち、入力側で存在する信号は局部
発振信号とミキシングされ、中間周波数に供給される信
号の周波数は、局部発振器の周波数と無線周波数との周
波数差であり、中間周波数は局部発振周波数より低く、
無線周波数である周波数ＦＩは周波数ＯＬ、ＲＦより低
い。

【００６８】それは送信モードでは、アップコンバータ
として機能し、入口側に存在する信号は局部発振信号と
ミキシングされて、その周波数が中間周波数を越える無
線周波信号が発生する。

【００６９】中間周波段は受信モードで次の通りに機能
する。出力１１２側の中間周波信号は、コンポーネント
８０の入力に投入される前に、１１４で増幅され、その
帯域がＢｅｓを越えない１１６でろ波される。

【００７０】この操作は前述通りである。利得制御回路
１１８は、ろ波された成分の受信入力の時の中間周波数
信号のパワーが一定である様に利得１１４を自動調整す
る。この信号はコンポーネント８０の２つの入力電極Ｔ
Ｒ１、ＴＲ２に加えられる。２つのフィルタ出力Ｓ１，
Ｓ２は遅延を除けば同一であり、この遅延の値はＴであ
り、これは、前述通り、送信された２値信号の持続時間
である。

【００７１】送信モードでは、スイッチＩ１〜Ｉ５は位
置Ｅにある。送信信号を発生するためには、コンポーネ
ント８０の送信チャネルを使う。このチャネルは使用さ
れる第１コンポーネントの第１受信チャネルと厳密に同
一であり、但し、送信時のチャネルのパルス応答は偽似
乱数シーケンス自体であり、時間反転偽似乱数シーケン
スではない。

【００７２】Ｉ_E（ｔ）がパルス応答であるならば、Ｉ_E（ｔ）＝Ｉ₁（Ｔ−ｔ）と記載できる。

【００７３】このエミッションフィルタがその入力でＤ
ＩＲＡＣパルスδ（ｔ）ならば、フィルタ出力はＳ_E（ｔ）＝δ（ｔ）^*Ｉ_E（ｔ）＝Ｉ_E（ｔ）である。

【００７４】このように、非常に持続時間の短いパルス
をその入力側に投入するならば、偽似乱数シーケンスで
変調された中間周波信号を直接発生させることが可能と
なる。送信すべき２値データによる変調は、前記パルス
の極性を逆転させることで得られる。

【００７５】それ故、その入力側で、フィルタＦ３は送
信すべきデータＤの極性の関数として正または負のパル
スを有する。これらのパルスは２値記号の持続時間に等
しい時間Ｔだけへだたっている。明らかにこの持続時間
はフィルタＦ３のパルス応答の持続時間にも等しい。

【００７６】送信モードでは、増幅器１１４の利得は電
位差計で固定し、事前調節される。増幅器１１４のこの
利得制御入力を、較正電位か、入力指示がアンテナによ
り送信される信号のパワーである自動利得制御ループに
より送信パワーの調節のために使用できる。

【００７７】

【発明の効果】本発明は以上に述べた特徴を持つので、
受信時のみならず、送信時も働くことができ、ダイレク
トシーケンス広スペクトル方法を採用している送受信機
の構造を有意に単純化したコンポーネント及びそれを備
える送受信機を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の広スペクトル受信機の例示である。

【図２】本発明の一態様のコンポーネントを示す。

【図３】図２に示したコンポーネントの別の態様を示
す。

【図４】本発明の別の態様によるコンポーネントを示
す。

【図５】差動トランシーバ用コンポーネントの一態様を
示す。

【図６】本発明の差動トランシーバを示す。

【符号の説明】

１０、１００アンテナ１２、２０、１１６フィルタ１４、２２、３４、３６、１０２₁、１０２₂、１１４
増幅器１８、１１２ミキサ１６局部発振器２６、４０、１１８利得制御回路３０、４８、５０相関器３２遅延線３８乗算器４２帯域ろ波フィルタ４４積分器４６クロックリカバリ回路５２データリカバリ回路５４送信誤差検出・補正モジュール６０、８０コンポーネント６２カプラ６４表面弾性波デバイス７３₁、７６₁、７３₃、７６₃ 音響アブソーバ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者シヤルル・フオールフランス国、38470・バテイリユー、リユ・デイ・“シヤラマン”（番地なし)

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ａ）擬似乱数シーケンスであるパルス応答
を持つフィルタ（Ｆ３）を備える送信チャネル、及びｂ）入力側に加えられる信号と送信チャネルで使用され
るのと同一の擬似乱数シーケンスとの間に相関を達成で
きる第１の相関器（ＴＲ１，Ｆ１）と、前記第１相関器
とは受信される２値情報記号の持続時間に対応する周期
だけ出力信号が遅れている事実のみで異なる第２の相関
器（ＴＲ２，Ｆ２）とから構成されており、前記第１及
び第２の相関器（ＴＲ１，Ｆ１）（ＴＲ２，Ｆ２）はそ
のパルス応答が送信チャネルで使用される擬似乱数シー
ケンスであるが時間的に逆転しているフィルタである受
信チャネルを備えることを特徴とするダイレクトシーケ
ンス広スペクトル信号差動送受信機用コンポーネント。
【請求項２】送信チャネルのフィルタが入力変換器
（ＴＲ３）と出力変換器（Ｆ３）とを備える表面弾性波
デバイスで構成されていることを特徴とする請求項１に
記載の差動送受信機用コンポーネント。
【請求項３】送信チャネルの出力変換器（Ｆ３）が、
それを弾性波が通過するのに要する時間が、送受信され
る２値情報記号の持続時間（Ｔ）に対応している周期
（Ｔ）と等しいものとなる長さを有するスプリットフィ
ンガー変換器の形で接続されていることを特徴とする請
求項２に記載の差動送受信機用コンポーネント。
【請求項４】送信チャネルの表面弾性波デバイス（Ｔ
Ｒ３、Ｆ３）と、受信チャネルの第１の相関器の表面弾
性波デバイス（ＴＲ１、Ｆ２）とが同一の圧電基板（７
０₁）上に生成されていることを特徴とする請求項３に
記載の差動送受信機用コンポーネント。
【請求項５】送信チャネルの表面弾性波デバイス（Ｔ
Ｒ３、Ｆ３）と、受信チャネルの第１の相関器の表面弾
性波デバイス（ＴＲ１、Ｆ１）とが同一の圧電基板（７
０₁）上に相互に実質上対称的に配置されていることを
特徴とする請求項４に記載の差動送受信機用コンポーネ
ント。
【請求項６】Ａ）一定の持続時間（Ｔ）を持つ２値記
号に情報（Ｄ）をコード化する手段（１３０）と、２値情報記号の持続時間（Ｔ）に等しい持続時間の擬似
乱数シーケンスであるパルス応答を持つフィルタと、中間周波数信号を無線周波数信号に変換する手段（１１
０、１１２）と、送信アンテナ（１００）とを備える送信チャネル、並び
にＢ）受信アンテナ（１００）及び無線周波増幅器（１
０２₂）と、無線周波数信号を中間周波数信号に変換
する手段（１１０、１１２）と、中間周波数信号を処理するための、中間周波数信号と送
信に使用される擬似乱数シーケンスとの間に相関を達成
できる手段（ＴＲ１、Ｆ１、ＴＲ２、Ｆ２）を備えるデ
バイスと、復調し、かつ復調信号（４２、４４、４６、５２）を処
理するための、送信で使用された情報（Ｄ）を復元する
ための段のための手段（３８）とを備える受信チャネル
を備えるダイレクトシーケンス広帯域差動送受信機であ
って、前記差動送受信機は、請求項１から５のいずれか一項に
記載の送受信機用コンポーネント（８０）を備え、前記
コンポーネント（８０）は、広スペクトル中間周波数信
号を発生するためのその送信チャネル（ＴＲ３、Ｆ３）
で使用され、前記コンポーネント（８０）は更に、送信
で使用される擬似乱数シーケンスとの相関を達成できる
中間周波数信号の処理デバイスとして受信チャネル（Ｔ
Ｒ１、Ｆ１）（ＴＲ２、Ｆ２）でも使用されることを特
徴とし、前記送受信機は更に、中間周波数信号を無線周波数信号
に変換するための送信チャネルの手段（１１０、１１
２）が、無線周波数信号を中間周波数信号に変換するた
めの受信チャネルの手段（１１０、１１２）と同一であ
ることを特徴とする差動送受信機。
【請求項７】送信チャネルのアンテナ（１００）が受
信チャネルのアンテナ（１００）と共通であり、前記共
通アンテナ（１００）が、並列接続されている受信増幅
器（１０２₁）と送信増幅器（１０２₂）とにより共通
の周波数変換手段（１１０、１１２）に接続されてお
り、第１のスイッチ（Ｉ１）が、受信増幅器（１０
２₁）か送信増幅器（１０２₂）のいずれかに共通アン
テナ（１００）を接続するために備えられており、第２
のスイッチ（Ｉ２）が、第１スイッチと同期して、受信
増幅器（１０２₁）か送信増幅器（１０２₂）のいずれ
かを共通の周波数変換手段（１１０、１１２）に接続す
るために備えられていることを特徴とする請求項６記載
の差動送受信機。
【請求項８】中間周波増幅器（１１４）と、中間周波数帯域フィルタ（１１６）と、前記増幅器（１１４）の入力を共通周波数変換手段（１
１０，１１２）かコンポーネント（８０）の送信チャネ
ル（ＴＲ３、Ｆ３）のいずれかに接続するための第３の
スイッチ（Ｉ３）と、第３のスイッチ（Ｉ３）と同期して、帯域フィルタ（１
１６）の出力を受信チャネル（ＴＲ１、Ｆ１）（ＴＲ
２、Ｆ２）か共通の周波数変換手段（１１０、１１２）
のいずれかに接続するための第４のスイッチ（Ｉ４）を
更に備える請求項６に記載の差動送受信機。