DE69326995T2

DE69326995T2 - Bauelement für differentiellen Sende-Empfänger von Direktsequenz-Spreizspektrumsignalen und entsprechender Sende-Empfänger

Info

Publication number: DE69326995T2
Application number: DE69326995T
Authority: DE
Inventors: Charles Fort; Alain Le Roy; Louis Penavaira
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 1992-12-22
Filing date: 1993-12-20
Publication date: 2000-06-15
Anticipated expiration: 2013-12-21
Also published as: DE69326995D1; JPH077456A; EP0604294B1; EP0604294A1; US5434893A

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Bauelement für einen differentiellen Sende-Empfänger mit Direktsequenz- Spreizspektrum.

Stand der Technik

Die Spreizspektrumstechnik wird seit vielen Jahren in der militärischen Funkkommunikation angewendet, im wesentlichen, weil sie das Herstellen diskreter Verbindungen ermöglicht, die schwer abzuhorchen und unempfindlich gegenüber Störgeräuschen sind. Zwei Spreiztechniken werden üblicherweise benutzt: die Frequenzsprung-Spektrumsspreizung und die Direktsequenz-Spektrumsspreizung.
Die Frequenzsprung-Spektrumsspreizung (auch "Frequenzabwechslung" genannt) ist die für die militärischen Anwendungen benutzte Technik. Sie besteht darin, die Funkträgerfrequenz möglichst oft (bis mehrere hundert Mal pro Sekunde) nach einem Gesetz zu wechseln, das nur der: befreundete Empfänger kennt. Dieses Gesetz, das durch eine oder mehrere Pseudozufallssequenzen erzeugt wird, bildet den Zugangscode zu der Verbindung.
Diese Technik erfordert den Einsatz von agilen Frequenzaufbereitungsteilen. Sie ist also teuer und existiert im zivilen Sektor nur mit wenigen Anwendungen.
Die andere Technik der Direktsequenz-Spektrumsspreizung ("Direct Sequence Spread Spectrum" (DSSS) in angelsächsischer Terminologie) besteht darin, das zu sendende Signal, dessen Spektralband BS ist, in ein Signal umzusetzen, das die Eigenschaften einer Rauschstörung hat, deren Spektralband BES sehr viel größer ist. Diese Spreizungsoperation erfolgt, indem man die zu übertragende Nachricht mit einer Pseudözufallssequenz multipliziert, die durch Bits gebildet wird, die die Werte +1 oder -1 annehmen können. Wenn T die Periode der zu übertragenden Informationselemente ist und TC die Dauer eines binären Elements der Pseudozufallssequenz (auch "Chip" genannt), kann man eine fundamentale Größe der Spektrumsspreizungs-Modulation, nämlich den Verarbeitungsverstärkungfaktor N, durch folgende Relation definieren:
N = (T/TC) = (BES/BS).
Dieser Verarbeitungsverstärkungsfaktor kann je nach Fall von 10 bis mehrmals 10 000 variieren, wobei die in der Funkkommunikation üblichen Werte nie 1000 überschreiten.
Um die Information wiederzufinden, muss der Empfänger eine Korrelationsoperation zwischen der empfangenen Nachricht und einer Pseudozufallssequenz realisieren, die mit der identisch ist, die für die Spreizoperation benutzt wurde. Der Empfänger muss also diese Sequenz kennen, die den Zugangsschlüssel zu der gesendeten Nachricht bildet. Zwei unabhängige Nachrichten können übertragen werden, indem man dasselbe Frequenzband und zwei orthogonale Sequenzen benutzt, d. h. zwei Sequenzen mit schwachen Interkorrelationskoeffizienten.
Die am häufigsten genannten Vorteile der Direktsequenz- Spreizspektrumstechnik sind:
- dasselbe Frequenzband kann geteilt werden durch die Systeme, die eine Schmalbandmodulation benutzen und diejenigen, die die Spektrumsspreizung benutzen; die ersten konstatieren nur eine leichte Zunahme des radioelektrischen Umgebungsgeräusches, da die Speizungssequenzen die Spektralcharakteristika eines Geräusches haben, während bei den zweiten dank der Korrelationsoperation eine Sperre bzw. Unterdrückung der Schmalbandmodulationen erfolgt;
- mehrere Spreizspektrumsverbindungen können sich dasselbe Frequenzband teilen, durch Benutzung von orthogonalen Pseudozufallssequenzen; diese Technik (des multiplen Zugangs mit Verteilung durch die Codes, mit der englischen Abkürzung CDMA) ist leider schwierig anzuwenden und verlangt eine Steuerung der Sendeleistung;
- eine Spreizspektrumsübertragung ist schwer abzuhören, da der Empfänger die Spreizfrequenz kennen muss, um die Daten richtig demodulieren zu können; tatsächlich genügt oft eine Teilkenntnis der Sequenz;
- eine Spreizspektrumsübertragung ist ziemlich unempfindlich gegenüber Störgeräuschgeneratoren und Interferenzen, und dies um so mehr, je größer der Verarbeitungsverstärkungsfaktor ist. Tatsächlich muss man diesen Vorteil etwas temperieren, denn in Bezug auf eine Schmalbandverbindung und im Falle einer zivilen Anwendung, wo man nur die Interferenzen berücksichtigen muss und nicht den Fall der absichtlich eingesetzten Störgeräuschgeneratoren; indem man nämlich das Band mit N multipliziert, fängt man nämlich eine auf die Interferenzen zurückzuführende, im Durchschnitt N mal stärkere Geräuschleistung auf als man mit einem Verstärkungsfaktor gleich N unterdrückt, woraus ein Widerstand gegenüber diesen Interferenzen resultiert, der nicht größer ist als bei den klassischen Techniken.
Außer einer besseren Verwaltung des radioelektrischen Spektrums (da diese Technik ermöglicht, dieselben Frequenzbänder zu teilen wie einige Schmalbandemissionen), scheint das Direktsequenz-Spreizspektrum nicht viele Vorzüge zu haben. Der Hauptvorteil dieser Technik tritt in Erscheinung, wenn man das Verhalten dieser Modulation in den Funkkanälen bei Vorhandensein multipler Wege analysiert.
Die Direktsequenz-Spreizspektrumstechnik findet Anwendungen bei den radioelektrischen Übertragungen der Kraftfahrzeuge, bei den drahtlosen lokalen Firmeninformatiknetzen, den Datenübertragungen im industriellen Milieu und ganz allgemein bei allen Funkübertragungen innerhalb von Gebäuden.
Bei dieser Art von Umgebung erfolgt die Ausbreitung der elektromagnetischen Welle über multiple Wege, wobei Phänomene der Reflexion (an Mauern und Wänden), der Beugung (an Kanten) und der Streuung eine Rolle spielen. Zudem gibt es im allgemeinen Fall keinen direkten Weg zwischen dem Senderund dem Empfänger.
Diese Ausbreitung über multiple Wege induziert eine bestimmte Anzahl von Störeffekten, die die Qualität der Übertragung verschlechtern und sie manchmal sogar unauswertbar machen. Außer der großen Dämpfung des Funksignals bei seiner Ausbreitung (da es Wände durchdringen muss), gibt es folgende Störeffekte:
a) Die Verbreiterung der Impulsreaktion des Kanals. Dieser Effekt ist mit der Tatsache verknüpft, dass die Wege alle unterschiedliche Ausbreitungsdauern aufweisen, was zu einem begrenzten Datenraten-Wert in dem Kanal zwingt. Die Dauer des übertragenen Zeichens muss sehr viel größer als diese Impulsreaktionsbreite sein, um eine vernünftige Fehlerrate zu erhalten.
b) Das Fading, dessen Ursprung eine destruktive vektorielle Summierung des Signals an der Empfangsantenne ist. Der Pegel des empfangenen Signals unterliegt bei einer Verschiebung bzw. Bewegung der Empfangsantenne starken Schwankungen. Diese Schwankungen gibt es sogar bei festen Antennen. Sie werden in diesem Fall durch die Bewegungen von Fahrzeugen oder Personen in der Funkstrecke erzeugt. Dieses Fading verschlechtert selbstverständlich die Qualität der Übertragung. Die klassischen Techniken zur Verbesserung dieser Qualität sind sogenannte Diversity-Techniken, die darin bestehen, mehrere Empfangsantennen zu benutzen. Die Erhöhung der Kosten durch die Anwendung dieser Techniken bewirkt, dass sie im wesentlichen bei den militärischen Systemen angewendet werden.
c) Das Doppler-Rauschen oder die Störfrequenzmodulation. Dieser Effekt ist umso störender, je kleiner die Datenrate ist. Es handelt sich nicht um eine Frequenzverschiebung, sondern sehr wohl um ein Geräusch, da die Ankunftsrichtungen der verschiedenen Funkstrecken bzw. -wege beliebig sind. Dieses Phänomen ist umso stärker, je höher die Geschwindigkeiten der Fahrzeuge sind.
Bei diesem Funkkanaltyp gewährleistet die Direktsequenz-Spreizspektrumstechnik mit differentieller Phasenmodulation eine gute Übertragungsqualität vorbehaltlich der Einhaltung bestimmter Regeln, die die Parameter der Modulatin festlegen.
Diese Übertragungstechniken werden in zahlreichen Arbeiten und Artikeln beschrieben. Zu nennen wären z. B. die Arbeit mit dem Titel "Spread Spectrum Communications" von Marvin K. SIMON et al., Computer Science Press, 1983, Bd. bzw. Heft I, und die folgenden Artikel:
- "Design. and experimental results for a direct-sequence spread spectrum radio using differential phase shift keying modulation tor indoor wireless communications", von M. KAVEHRAD et al., veröffentlicht in IEEE Journal on SAC, Bd. SAC 5, Nr. 5, Juni 1987, SS. 815-823,
- "Performance of differentially coherent digital communications over frequency-selective fading channels", von F. D. GARBER et al., veröffentlicht in IEEE Trans on communications, Bd. 36, Nr. 1, Januar 1988, SS. 21-31,
- "Direct-sequence spread spectrum with DPSK modulation and diversity for indoor wireless communicationss" von M. K. KABEHRAB et al., veröffentlicht in IEEE Trans on communications, Bd. COM-35, Nr. 2, Februar 1987, SS. 224- 236.
Die beigefügte Fig. 1 zeigt einen bekannten Empfänger zur Verarbeitung der Direktsequenz-Spreizspektrumsignale. Dieser Empfänger umfasst zunächst eine Hochfrequenzstufe E(RF), sodann eine Zwischenfrequenzstufe E(F1) und schließlich eine Basisband- bzw. Modulationsfrequenzbandstufe E(BB).
Die Hochfrequenzstufe E(RF) umfasst eine Empfangsantenne 10, ein Filter 12, dessen Band gleich oder höher als BES ist, einen Verstärker 14, einen lokalen Oszillator 16, der eine Frequenz FOL liefert, und einen Mischer 18. Dieser letztere liefert ein Zwischenfrequenzsignal F1, das aus der Mischung der eintreffenden Frequenz und der Frequenz des lokalen Oszillators 16 resultiert.
Die Zwischenfrequenzsignal-Verarbeitungsvorrichtung umfasst ein Filter 20, dessen Band immer gleich oder höher als BES ist, und einen Verstärker 22, dessen Ausgang 24 mit einer Terstärkungskontrollschaltung 26 verbunden ist, die die Verstärkungen der Verstärker 14 und 22 automatisch anpasst, sodass die Leistung des Zwischenfrequenzsignals am Ausgang 24 konstant ist:
Das durch den Ausgang 24 gelieferte Signal wird enschließend an einen Korrelator 30 gelegt, der an seinem Ausgang ein Signal S2 liefert, das mit S1 identisch ist aber um eine Dauer gleich der Periode der zu übertragenden Informationselemente verschoben ist. Die beiden Signale S1 und S2 werden anschließend an zwei. Verstärker 34 und 36 gelegt. Eine Verstärkungskontrollschaltung 40 regelt die Verstärkung der Verstärker 34 und 36.
Da die benutzte Modulation eine differentielle Phasenmodulation ist, wird die Information durch die Phasendifferenz zwischen den Signalen S1 und S2 getragen. Die Extraktion dieser Information erfolgt mit Hilfe des Multiplizierers 38. Wenn das Ausgangssignal dieser Schaltung positiv ist, sind S1 und S2 gleichphasig. Wenn es negativ ist, sind sie gegenphasig.
Die Basisband- bzw. Modulationsfrequenzbandstufe umfasst ein Tiefpassfilter 42, dessen Rolle es ist, die Harmonischen der Mischung zu sperren, und einen Integrator 44. Die Rolle dieses Integrators ist wichtig im Falle einer Ausbreitung über multiple Wege. In diesem Fall entspricht jedem Weg ein Korrelations-Peak in 51 und 52, und folglich liefert jeder Weg Information. Der Integrator 44 summiert alle über diese Wege eingehenden Informationen. Er führt also die Operation der Verarbeitung der Wege-Diversity aus.
Die Ausgangssignale des Integrators 44 werden anschließend zur Wiedergewinnung des Takts an eine Schaltung 46 und an zwei Komparatoren 48 und 50 adressiert. Eine Daten- Wiedergewinnungsschaltung 52 liefert schließlich die Daten D. Am Schluss sieht man, wie bei den meisten Datenübertragungsempfängern, einen. Detektions- und Korrekturmodul der Übertragungsfehler 54.
Die Schaltung liefert schließlich an einem Ausgang 56 die Daten (D), und an einem anderen Ausgang 58 die Taktimpulse (H).
Der Korrelator 30 und die Verzögerungsleitung 32 können beide in. Form einer akustischen Oberflächenwellen-oder SAW- Vorrichtung (SAW als Abkürzung von "Surface Acoustic Waves") realisiert werden. Dies wird z. B. in dem weiter oben zitierten Artikel von Mohsen KAVEHRAD et al. beschrieben (Fig. 4, Seite 817): Der Korrelator ist in Wirklichkeit ein angepasstes Filter. Er ist als Oberflächenwellen-Vorrichtung realisiert, auf die ein Verstärker folgt, dessen Ausgang in zwei Kanäle geteilt ist, wobei der eine mit einer Verzögerungsleitung verbunden ist, die als Oberflächenwellen-Vorrichtung ausgeführt ist, und die andere direkt mit einem Multiplizierer, der außerdem die verzögerten Signale empfängt.
Zahlreiche Artikel beschreiben die SAW-Vorrichtungen, insbesondere der Artikel mit dem Titel "Practical Surface Acoustic Wave Devices", veröffentlicht durch Melvin G. HOLLAND et al. in Proceedings of the IEEE, Bd. 62, Nr. 5, Mai 1974, SS. 582-611. Die Anwendungen bei den Spreizspektrumskommunikationen werden spezieller beschrieben in dem Artikel mit dem Titel "Application of acoustic surface-wave technology to spread spectrum communications", veröffentlicht durch D. T. BELL et al. in IEEE Trans on MTT, Bd. MTT 21, Nr. 4, April 1973, SS. 263-271.
- Das angepasste Filter oder der Korrelator, der die Korrelationsoperation ausführt, wird wie jedes SAW-Filter durch zwei auf einem piezoelektrischen Material abgeschiedene Oberflächenwellentransducer gebildet, das in dem Fall der gleichphasigen modulierten Signale generell Quarz ist, wegen der Temperaturstabilitätseigenschaften des Bauteils (vor allem der Bandmittenfrequenz). Es ist bekannt, dass die Impulsreaktion einer solchen Vorrichtung durch die Konvolution bzw. Faltung der Impulsreaktionen der beiden Transducer erzeugt wird; sie muss idealerweise gleich dem zeitlichen Umkehrwert des Signals sein, an das das Filter angepasst sein muss. Die Transducer sind vom Typ "ineinandergreifende Kämme", deren Elektroden (oder Finger bzw. Zinken) in Abhängigkeit von ihrer Position konstante oder variable Längen haben können. Sie werden durch Aluminiumabscheidung (einer Dicke von einigen hundert bis einigen tausend Angström) auf dem verwendeten Substrat realisiert. Solche Bauteile werden in den katalogen mehrerer SAW-Bauelemente-Hersteller beschrieben und angeboten. Män kann hinzufügen, dass im Falle der an phasencodierte Signale angepassten Signale die entsprechenden erforderlichen Durchlassbänder im allgemeinen zu breit sind, um den Einsatz anderer Transducertypen als den bekannten klassischen zu ermöglichen, die bidirektional sind. Andere akustische Oberflächenwellen als die, die sich zwischen den beiden Transducern ausbreiten, werden gedämpft, indem man in den Zonen, die sich zwischen jedem Transducer und dem Rand des Substrats Befinden, der ihm am nächsten ist, ein geeignetes Material aufträgt (meist einen Klebstoff). Man vermeidet so Signale mit nicht beherrschter Amplitude und Phase aufgrund der Reflexionen an clen Rändern des Substrats.
Idealerweise weist die Übertragungsfunktion der Verzögerungsleitung eine konstante Amplitude und eine lineare Phase (d. h. mit konstanter Verzögerung) in einem Frequenzband auf, das wenigsten gleich dem ist, das von dem System des Signals besetzt wird, das man am Ausgang des angepassten Filters erhält, um die Kennwerte dieses letzteren nicht zu verschlechtern. Zudem muss diese Verzögerung mit größer Präzision erfolgen und sie muss temperaturstabil sein, damit der Phasenvergleich zwischen zwei aufeinanderfolgenden Korrelations-Peaks gültig ist.
Die Genauigkeit und die Temperatur-Stabilität der Verzögerung erfordern generell den Einsatz von Quarz als piezoelektrisches Substrat. Leider muss das Durchlassband dieser Verzögerungsleitung so groß sein (130 MHz in dem uns interessierenden Fall für eine Bandmittenfrequenz von 261,12 MHz), dass es praktisch unmöglich ist, für diese Anwendung die Realisierung einer Verzögerungsleitung mit ausreichend schwächen Phasenverzerrungen vorzusehen.
Eine in EP-A-0 409 538 beschriebene Lösung besteht darin, Einrichtungen zu verwenden, die fähig sind, zugleich die Korrelationsfunktion und die Verzögerungsfunktion zu erfüllen, wobei diese Einrichtungen zwei analoge SAW-Korrelatoren verwenden, wobei der zweite zum ersten um eine Periode phasenverschoben ist, clie der Dauer eines, binären Zeichens der empfangenen Information entspricht.
Die vorliegende Erfindung geht über diese Empfangstechniken hinaus, indem sie ein Bauelement vorschlägt, das sich nicht nur zum Empfangen sondern auch zum Senden eignet, was clie Herstellung eines Sende-Empfängers, der die Direktsequenz- Spreizspektrumstechnik anwendet, sehr vereinfacht.

Darstellung der Erfindung

Die vorliegende Erfindung hat genaugenommen ein Bauelement für einen differentiellen Sende-Empfänger von Direktsequenz-Spreizspektrumsignalen mit einem Empfangskanal zum Gegenstand, umfassend:
- einen ersten Korrelator, fähig die Korrelation zwischen einem an seinen Eingang gelegten Signal und einer pseudozufälligen Sequenz durchzuführen, die identisch ist mit einer Sequenz, die in einem Sendekanal gedient hat,
- einen zweiten Korrelator, der sich von dem ersten nur dadurch unterscheidet, dass das Ausgangssignal diese s Korrelators um eine Periode verzögert ist, die der Dauer eines empfangenen binären Informationszeichens entspricht, wobei der erste und der zweite Korrelator Filter sind, deren Impulsreaktion die in dem Sendekanal benutzte pseudozufällige Sequenz ist, aber zeitlich umgekehrt,
dadurch gekennzeichnet, dass es außerdem den genannten Sendekanal mit einem Filter umfasst, dessen Impulsreaktion die genannte pseudozufällige Sequenz ist, wobei das Filter des Sendekanals gebildet wird durch eine SAW-Vorrichtung mit einem Eingangstransducer und einem Ausgangstransducer und die SAW- Vorrichtung des Sendekanals und die. SAW-Vorrichtung des ersten Korrelators des Empfangskanals im wesentlichen symmetrisch zueinander auf demselben piezoelektrischen Substrat angeordnet sind.
Die vorliegende Erfindung hat auch einen differentiellen Sende- Empfänger mit Direktsequenz-Spreizspektrum zum Gegenstand. Dieser Sender-Empfänger ist dadurch gekennzeichnet, dass er das oben definierte Sende-Empfänger-Bauelement umfasst, wobei dieses Bauelement in seinem Sendekanal verwendet wird, um ein Spreizspektrum-Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen, und dieses Bauelement außerdem in seinem Empfangskanal als Verarbeitungsvorrichtung des Zwischenfrequenzsignals verwendet wird, fähig eine Korrelation mit der Pseudozufallsequenz durchzuführen, die beim Senden benutzt wird. Dieser Sende-Empfänger ist außerdem dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtungen des Sendekanals zum Umsetzen des Zwischenfrequenzsignals in ein Hochfrequenzsignal dieselben sind wie die Einrichtungen des Empfangskanals zum Umsetzen des Hochfrequenzsignals in ein Zwischenfrequenzsignal.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

- Die Fig. 1, schon beschrieben, zeigt einen Spreizspektrum- Empfänger nach der vorhergehenden Technik;
- die Fig. 2 zeigt ein Bauelement nach einer Variante der Erfindung;
- die Fig. 3 zeigt eine Ausführungsart dieses Bauelements;
- die Fig. 4 zeigt ein Bauelement nach einer anderen Variante;
- die Fig. 5 zeigt eine Ausführungsart des Bauelements für einen differentiellen Sende-Empfänger;
die Fig. 6 zeigt einen erfindungsgemäßen Sende-Empfänger.

Detaillierte Darstellung einer Ausführungsart

Der Schaltplan der Fig. 2 zeigt den durch den Empfangsteil des erfindungsgemäßen Bauelements in einem Empfänger - und insbesondere in einer Zwischenfrequenzstufe eingenommenen Platz. Elemente dieser Stufe wurden schon in Fig. 1 dargestellt und tragen in der Fig. 2 dieselben Bezugszeichen. Es handelt sich dem Filter 20 vorgeschaltet - um den Verstärker 22 und die Verstärkungsköntrollschaltung 26 und- - dem. Filter 20 nachgeschaltet - um die beiden Verstärker 34, 36, den Mischer 38 und die Verstärkungskontrollschaltung 40. Das erfindungsgemäße Bauelement trägt das Bezugszeichen 60 und befindet sich zwischen dem Verstärker 22 und den Verstärkern 34, 36. Es umfasst einen 3dB-Koppler 62 mit einem Eingang e und zwei Ausgängen S1 und S2, und eine SAW-Vorrichtung 64. So wie dargestellt umfasst diese Vorrichtung einen ersten Kanal mit einem Eingangstransducer TR1 und einem ersten Korrelator C1, der ein Signal S1 liefert, und einen zweiten Kanal mit einem Transducer TR2 und einem zweiten Korrelator 22, der ein Signal S2 liefert. Der zweite Korrelator ist in Bezug auf den ersten verschoben, was zu einer Verzögerung von S2 gegenüber S1 führt.
Nun wird der Betrieb dieses Bauelements beschrieben. Das Signal E mit der Zwischenfrequenz wird mit Hilfe des Kopplers 62 in zwei geteilt. Es entstehen also zwei identische Signale E1 und E2 mit der halben Leistung des eingespeisten Signals. Diese beiden Signale werden anschließend durch die SAN-Filter der beiden Kanäle gefiltert. Die beiden Ausgänge S1 und S2 dieses Filters sind bis auf eine Verzögerung gleich, wobei die Werte dieser Verzögerung so gewählt werden, dass sie gleich der Dauer T des übertragenen binären Zeichens sind. Man erhält also die folgende Relation:
S2 (t) = S1 (t)
Dieses Filter realisiert auch die Korrelationsoperation zwischen dem Eingangssignal und der Pseudozufallssequenz, die benutzt wird, um das Spektrum zu spreizen. Für den Kanal 1 bekommt man:
S1 (t) = E1(t) * I (t)
wobei das Zeichen * die Konvolutions- bzw. Faltungsoperation bezeichnet und I(t) die Impulsreaktion des ersten Kanals des Filters. Da diese Impulsreaktion im Basisband bzw. Modulationsfrequenzband die zeitlich umgekehrte Pseudozufallssequenz ist, ist 51 das Korrelationsprodukt aus E1 und der Pseudozufallssequenz.
Der Eingangstransducer kann ein interdigitierter Kamm mit einer reduzierten Anzahl Elektroden sein, und dies derart, dass man ein ausreichend breites Durchlassband bekommt. Die akustische Oberflächenwelle (oder RAYLEIGH-Welle) breitet sich von diesem Transducer ausgehend auf der Oberfläche des piezoelektrischen Materials mit einer Geschwindigkeit in der Größenordnung von. 3150 m/s aus. Sie unterwandert dann die Elektrode des Korrelators C1, dessen Länge der Dauer eines binären Elements der Informationen entspricht. Für ein System, dessen Datenrate 256 kb/s beträgt, beträgt die Länge der Ausgangselektrode folglich:
L = 3150/256.10³,
also L = 12,3 mm.
Jeder Ausgangstransducer kann durch einen interdigitierten Kamm mit 256 Elementen gebildet werden. Jedes Element, gebildet durch mehrere komplementäre Elektroden, entspricht einem der Chips der pseudozufälligen Spreizsequenz. Diese Elemente sind gemäß dem Wert des entsprechenden Chips polarisiert bzw. gepolt und der letzte Chip der Sequenz entspricht dem am nächsten bei diesem Eingangstransducer befindlichen Element. Wenn das akustische Signal, das durch die Pseudozufallssequenz moduliert wird, sich in Phase mit allen Elementen befindet, ist das Ausgangssignal maximal. Man erhält also alle 3,9 us (Dauer eines Bits der Information) am Ausgang dieses Filters einen Impuls, dessen Breite auf halber Höhe 15 ns beträgt (Dauer eines "Chips").
Der zweite Kanal des SAW-Bauelements unterscheidet sich vom ersten durch die Position des Ausgangstranducers die Eingangs- und Ausgangselektroden der beiden Kanäle sind identisch, aber der Ausgangstransducer des zweiten Korrelators hat einen solchen Abstand vom Eingangstransducer, dass das Signal S2 in Bezug auf das Signal 51 um eine Dauer T verzögert wird, die einem Informationsbit entspricht, um die Relation S2(t) = S1(t) zu realisieren. Diese Verzögerung muss mit einer extremen Genauigkeit realisiert werden, aber vor allem muss diese Genauigkeit in dem gesamten Frequenzband gültig sein, das für die Spreizspektrumsmodulation benutzt wird. Bei dem in Betracht gezogenen Beispiel wurde der Ausgangstransducer des zweiten Kanals optimiert, um den Dämpfungen und den durch die Ausbreitung der akustischen Wellen auf dem Substrat erzeugten Verzerrungen Rechnung zu tragen, sodass die Relation S2(t) = S1(t) in dem ganzen betreffenden Band gültig ist. Man kann also auf diesem Umweg eine perfekte Verzögerung realisieren.
Außerdem muss die Genauigkeit der Verzögerung sehr groß sein. Die beiden Signale 51 und 52 haben nämlich eine Bandmittenfrequenz gleich der Zwischenfrequenz des Empfängers, die in dem betreffenden Beispiel mit 261,12 MHz das Vierfache der "Chip"-Frequenz beträgt. Nun, es geht darum, die Phase der Signale S1 und S2 zu vergleichen, da die Information durch die Phasendifferenz zwischen diesen beiden Signalen transportiert wird. Damit dieser Vergleich gültig ist, darf also der Fehler bei der Verzögerung keinen Fehler bei der Phase nach sich ziehen, der größer ist als ungefähr 10 Grad bei der Frequenz von 261,12 MHz. Dies entspricht einem Fehler von ungefähr 100 Picosekunden bei der maximalen Verzögerung, für eine Verzögerung von 3,9 Mikrosekunden.
Da das Bauelement einen Betriebstemperaturbereich mit einer Spanne von 50ºC hat, sollte die Verzögerung im gesamten Bereich um nicht mehr als 100 ps fluktuieren.
Die Fig. 3 zeigt eine Ausführungsart der SAW- Vorrichtung. Diese Vorrichtung umfasst zwei ähnliche Kanäle, deren Elemente Bezugszeichen mit den Indizes 1 und 2 aufweisen. Es genügt, einen davon zu beschreiben. Der erste Kanal umfasst eine Plättchen 70&sub1;, das als piezoelektrisches Substrat dient. Diese s Plättchen ist vorzugsweise aus Quarz, mit einem Schnitt ST. Der Eingangstransducer TR1 ist mit einem Masseanschluss 71&sub1; und einem Eingangsanschluss 72&sub1; verbunden. Ein Schallabsorber 73&sub1; ist im linken Teil des Transducers angeordnet. Nur die sich nach rechts ausbreitende akustische Welle wird also genutzt 1 Der Transducer F1 ist mit einer seiner Elektroden mit einem Ausgangsanschluss 741 verbunden und mit der anderen mit einem Masseanschluss 75&sub1;. Ein Schallabsorber 76&sub1; ist hinter dem Ausgangstransducer angeordnet.
Der zweite Kanal ist, wie schon erwähnt, dem ersten ähnlich, wobei er aber auf seinem piezoelektrischen Plättchen nach hinten verschoben ist und optimiert wurde, um Ausbreitungsverzerrungen Rechnung zu tragen.
In der Fig. 4 sieht man eine andere Variante eines Teils des erfindungsgemäßen Bauelements mit einem einzigen Eingangstransducer TR, verbunden mit einem einzigen Eingang e. Zwei Oberflächenwellen gehen von diesem Transducer aus, die eine rechts in Richtung Ausgangstransducer F1 und die andere links in Richtung Ausgangstransducer F2, wobei der zweite weiter von TR entfernt ist als der erste.
Die Fig. 5 zeigt eine Ausführungsart eines Bauelements 80 für einen erfindungsgemäßen Sende-Empfänger. Der Empfangskanal diese Bauelements 80 entspricht der Ausführungsart des in der Fig. 3 dargestellten Empfänger-Bauelements. Beim Betrachten der Fig. 3 versteht man, dass es besonders einfach ist, den auf dem piezoelektrischen Plättchen 701 freigelassenen Platz (in der Fig. 3 rechts oben) zu nutzen, indem man dort ein drittes SAW-Filter anordnet, das zum Senden dienen kann, wobei dieses Filter dem des Empfangskanals entsprechen kann.
In dem dargestellten Fall umfasst das Sendefilter auf dem den ersten Empfangskanal tragenden piezoelektrischen Plättchen 70&sub1; einen Eingangstransducer TR3, verbunden mit einem Masseanschluss 713 und einem Eingangsanschluss 723, einem auf der rechten Seite des Transducers angeordneten Schallabsorber 733, einem Ausgangstransducer F3, dessen eine Elektrode mit einem Ausgangsanschluss 743 verbunden ist und die andere mit einem Masseanschluss 753, und schließlich einen Schallabsorber 763, angeordnet hinten am Ausgangstransducer. Dieser Schallabsorber 763 des Transducers F1 fällt zusammen mit dem Schallabsorber 761 des Transducers F1 des ersten Empfangskanals.
Das Bauelement 80 der Fig. 5 kann in einem differentiellen Direktsequenz-Spreizspektrum-Sende-Empfänger benutzt werden. Aufgrund seiner perfekten Symmetrie empfängt und sendet das Bauelement sehr ähnliche Signale, sodass eine gewisse Anzahl von in dem Sendekanal benutzten Schaltungen mit bestimmten Schaltungen im Empfangskanal geteilt werden können. Dies ist in der Fig. 6 dargestellt, die einen erfindungsgemäßen differentiellen Sende-Empfänger oder vielmehr seinen dem Bauelement 80 vorgeschalteten Teil zeigt, wobei der nachgeschaltete Teil derselbe wie in der Fig. 1 ist (Ausgänge S1; S2, Multiplizierer 38 und Basisband- bzw. Modulationsfrequenzbandstufe).
Der in Fig. 6 dargestellte Sende-Empfänger umfasst eine gewisse Anzahl Einrichtungen, die man in jedem Sende- Empfänger findet, nämlich:
A) einen Sendekanal, umfassend:
- Einrichtungen 130 zum Codieren einer Information D in binären Zeichen mit einer bestimmten Dauer T,
- ein Filter mit einer Impulsreaktion, die eine Pseudozufallssequenz einer Dauer gleich der Dauer T eines binären Zeichens der Information ist,
Einrichtungen zum Umsetzen des Zwischenfrequenzsignals in ein Hochfrequenzsignal, wobei diese Einrichtungen einen lokalen Oszillator 110 und einen Mischer 112 umfassen,
- einen HF-Verstärker 1022, ein Bandfilter 104 und eine Sendeantenne 100,
B) einen Empfangskanal, umfassend:
- eine Empfangsantenne 100 und einen HF-Verstärker 1021, Einrichtungen zum Umsetzen des Hochfrequenzsignals in ein Zwischenfrequenzsignal,
- eine Verarbeitungsvorrichtung der Zwischenfrequenzsignale mit Einrichtungen, die eine Korrelation zwischen dem Zwischenfrequenzsignal und der beim Senden benutzten Pseudozufallssequenz durchführen können,
- Demodulations- und Verarbeitungseinrichtungen des demodulierten Signals (nicht dargestellt in Fig. 6, aber in Fig. 1), wobei diese Stufe die beim Senden benutzte Information D wiedergibt.
Der differentielle Sende-Empfänger der Fig. 6 ist dadurch gekennzeichnet, dass er das Sende-Empfänger-Bauelement 80 umfasst, das weiter oben beschrieben wurde, wobei dieses Bauelement 80 in seinem Sendekanal TR3, F3 eingesetzt ist, um das Spreizspektrum-Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen, und in seinem Empfangskanal TR1, F1, TR2, F2 als Verarbeitungsvorrichtung des Zwischenfrequenzsignals, fähig, eine Korrelation mit der beim Senden benutzten Pseudozufallssequenz durchzuführen.
Außerdem ist der Sende-Empfänger der Fig. 6 dadurch gekennzeichnet, dass die Einrichtungen 110, 112 des Sendekanals zum Umsetzen des Zwischenfrequenzsignals in ein Hochfrequenzsignal dieselben sind wie die Einrichtungen des Empfangskanals zum Umsetzen des Hochfrequenzsignals in ein Zwischenfrequenzsignal.
Die Antenne 100 ist die gemeinsame Antenne des Sende- und des Empfangskanals. Diese gemeinsame Antenne ist mit den gemeinsamen Frequenzumsetzungseinrichtungen 110, 112 verbunden durch einen Empfangsverstärker 1021 und einen Sendeverstärker 1022, die parallelgeschaltet sind. Ein erster Schalter 11 ist vorgesehen, um die gemeinsame Antenne 100 entweder mit dem Empfangsverstärker 102&sub1; oder mit dem Sendeverstärker 102&sub2; zu verbinden. Ein zweiter Schalter 12 ist vorgesehen, um - synchron mit dem ersten - entweder den Empfangsverstärker 1021 oder den. Sendeverstärker 102&sub2; mit den gemeinsamen Signalumsetzungseinrichtungen 110, 112 zu verbinden.
Außerdem kann direkt nach dem Verstärker 102&sub2; ein Bandfilter 104 vorgesehen werden.
Bei der dargestellten Ausführungsart umfasst der Sende- Empfänger außerdem:
- einen Zwischenfrequenzverstärker 114,
- ein Zwischenfrequenz-Bandfilter 116,
- einen dritten Schalter 13, der den Eingang des genannten Verstärkers 114 entweder mit den gemeinsamen Frequenzumsetzungseinrichtungen 110, 112 oder mit dem Sendekanal TR3, F3 des Bauelements 80 verbindet,
- einen vierten Schalter 14, um - synchron mit dem dritten Schalter 13 - den Ausgang das Bandfilter 116 entweder mit dem Empfangskanal TR1, F1, TR2, F2 oder mit den gemeinsamen Frequenzumsetzungseinrichtungen 110, 112 zu verbinden.
Es ist auch eine Schaltung 118 zur automatischen Regelung der Verstärkung des Verstärkers 114 aufgrund des empfangenen Signals vorgesehen.
Die in der Fig. 6 dargestellte Struktur zeigt deutlich die Verwendung mehrerer Teilsysteme, sowohl beim Senden als auch beim Empfangen. Der Übergang vom Sendebetrieb zum Empfangsbetrieb erfolgt dank der Schalter 11 bis 15. Diese Schalter können Diodenschalter sein, sodass der Übergang von einer Betriebsart zur anderen schnell erfolgt. In dem Schaltplan der Fig. 6 sind alle Schalter in Empfangsstellung (R).
Im Empfangsbetrieb wird das durch die Antenne empfangene Signal verstärkt durch 102&sub1; und gefiltert durch 106, dessen Band gleich oder höher als Bes ist. Im Sendebetrieb wird das Ausgangssignal gefiltert durch 106, verstärkt durch 1022 und dann wieder durch 104 gefiltert, ehe es durch die Antenne 100 gesendet wird. Das Filter 104 ist notwendig, um jede Sekundärkeule zu vermeiden, die durch die Nichtlinearitäten in dem Verstärker 1022 erzeugt werden könnte.
Der Mischer 112 arbeitet im Empfangsbetrieb als Abwärts-Konverter ("downconverter"), d. h.. dass das am Eingang anliegende Signal mit dem Signal des lokalen Oszillators gemischt wird und dass die Frequenz des als Zwischenfrequenz gelieferten Signals die Frequenzendifferenz zwischen der Frequenz des lokalen Oszillators und der Hochfrequenz ist, wobei die Zwischenfrequenz niedriger als die Frequenz des lokalen Oszillators und die Hochfrequenz ist, und die Frequenz F1 niedriger als die. Frequenzen OL und RF ist.
Im Sendebetrieb arbeitet der Mischer 112 als Aufwärts- Konverter ("up-converter"), d. h. dass das am Eingang anliegende Signal mit dem Signal des lokalen Oszillators gemischt wird, um das Hochfrequenzsignal zu erzeugen, dessen Frequenz höher als die Zwischenfrequenz ist.
Die Zwischenfrequenzstufen arbeiten im Empfangsbetrieb wie in der Folge beschrieben.
Das Ausgangs-Zwischenfrequenzsignal 112 wird verstärkt durch 114 und dann gefiltert durch 116, dessen Band höher als Bes ist, ehe es in den Eingang des Bauelement 80 engespeist wird, dessen Betrieb weiter oben detailliert beschrieben worden ist. Die Verstärkungskontrollschaltung 118 justiert die Verstärkung des Zwischenfrequenzverstärkers 114 automatisch, sodass die Leistung des Zwischenfrequenzsignals am Empfangseingang des Bauelements konstant ist. Das Signal wird an die beiden Eingangselektroden TR1, TR2 des Bauteils 80 gelegt. Die beiden Ausgänge S1 und S2 des Filters sind bis auf eine Verzögerung identisch, deren Wert. T der Dauer des übertragenen Binärzeichens entspricht, wie schon angegeben.
Im Sendebetrieb sind die Schalter 11 bis 15 in der Stellung E. Man benutzt, um das Sendesignal zu erzeugen, den Sendekanal des Bauelements 80. Dieser Kanal entspricht genau dem ersten Empfangskanal desselben benutzten Bauelements, bis auf den Unterschied, dass die Impulsreaktion des Sendekanals die Pseudozufallssequenz selbst und nicht die zeitlich umgekehrte Pseudozufallssequenz ist.
Wenn IE(t) diese Impulsreaktion ist, kann man schreiben.
IE (t) = I1 (T-t)
Wenn in den Eingang dieses Sendefilter ein DIRAC-Impuls δ(t) eingespeist wird, beträgt sein Ausgang
SE (t) = δ(t) · IE (t) = IE (t).
Das SAW-Bauelement F3 ermöglicht also, das durch die Pseudozufallssequenz modulierte Zwischenfrequenzsignal unter der Bedingung direkt zu erzeugen, dass man in seinen Eingang einen Impuls von sehr kurzer Dauer einspeist. Die Modulation durch die zu sendenden binären Daten erhält man, indem man die Polarität dieses Impulses umkehrt.
Das Filter F3 weist also an seinem Eingang positive oder negative Impulse auf, je nach Polarität der zu sendenden Daten D. Diese Impulse werden durch eine Zeit T gleich der Dauer des Binärzeichens getrennt. Diese Dauer T ist selbstverständlich auch gleich der Dauer der Impulsreaktion des Filters F3.
Im Sendebetrieb ist die Verstärkung des Verstärkers 114 fix und mit Hilfe eines Potentiometers 120 voreingestellt. Man kann diesen Verstärkungssteuereingang des Verstärkers 114 vorsehen zur Regelung der Sendeleistung, entweder mit Hilfe von kalibrierten Spannungen oder mit Hilfe einer automatischen Verstärkungskontrollschleife, deren Eingangseinstellwert die Leistung des durch die Antenne gesendeten Signals wäre.

Claims

1. Bauelement für diffentiellen Sende-Empfänger von Direktsequenz-Spreizspektrumsignalen, einen Empfangskanal umfassend, gebildet durch:

- einen ersten Korrelator (TR1, F1), fähig die Korrelation zwischen einem an seinen Eingang gelegten Signal und einer pseudozufälligen Sequenz durchzuführen, die identisch ist mit einer Sequenz, die in einem Sendekanal gedient hat,

- einen zweiten Korrelator (TR2, F2), der sich von dem ersten nur dadurch unterscheidet, daß das Ausgangssignal dieses Korrelators um eine Periode (T) verzögert ist, die der Dauer eines empfangenen binären Informationssignals entspricht, wobei der erste und der zweite Korrelator (TR1, F1) (TR2, F2) Filter sind, deren Impulsreaktion die in dem Sendekanal benutzte pseudozufällige Sequenz ist, aber zeitlich umgekehrt,

dadurch gekennzeichnet,

daß es außerdem den genannten Sendekanal mit einem Filter (F3) umfaßt, dessen Impulsreaktion die genannte pseudozufällige Sequenz ist, wobei das Filter (F3) des Sendekanals gebildet wird durch eine Oberflächenschallwellenvorrichtung mit einem Eingangstransducer (TR3) und einem Ausgangstransducer (F3) und die Oberflächenschallwellenvorrichtung (TR3, F3) des Sendekanals und die Oberflächenschallwellenvorrichtung (TR1, F1) des ersten Korrelators des Empfangskanals im wesentlichen symmetrisch zueinander auf demselben piezoelektrischen Substrat (701) angeordnet sind.

2. Bauelement nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangstransducer (F3) des Sendekanals in Form eines interdigitierten Kamms ausgeführt ist, der eine solche Länge hat, daß die Zeit die die Schallwellen benötigen, um ihn zu durchqueren, gleich der Periode (T) ist, die der Dauer (T) eines gesendeten und empfangenen binären Informationssymbols ist.

3. Differentieller Sende-Empfänger mit Direktsequenz- Spreizspektrum, umfassend:

A) einen Sendekanal, umfassend:

- Einrichtungen (130) zum Codieren einer Information (D) in binäre Symbole mit einer bestimmten Dauer (T), ein Filter mit einer Impulsreaktion, die eine pseudozufällige Sequenz mit einer Dauer gleich der Dauer (T) eines binären Informationssymbols ist,

- Einrichtungen (110, 112), um das Zwischenfrequenzsignal in ein Hochfrequenzsignal umzusetzen,

- eine Sendeantenne (100),

B) einen Empfangskanal, umfassend:

- eine Empfangsantenne (100) und einen Hochfrequenzverstärker (1002),

- Einrichtungen (110, 112), um das Hochfrequenzsignal in ein Zwischenfrequenzsignal umzusetzen,

- eine Verarbeitungsvorrichtung der Zwischenfrequenzsignale, Einrichtungen (TR1, F1, TR2, F2) umfassend, die fähig sind, eine Korrelation zwischen dem Zwischenfrequenzsignal und der beim Senden benutzten pseudozufälligen Sequenz durchzuführen,

- Einrichtungen (38) zur Demodulation und Verarbeitung des demodulierten Signals (42, 44, 46, 52), wobei diese Stufe die beim Senden verwendete Information (D) wiederherstellt,

dadurch gekennzeichnet,

daß er das Sende-Empfänger-Bauelement. (80) nach einem der Ansprüche 1 und 2 umfaßt, wobei dieses Bauelement (80) im Sendekanal (TR3, F3) dieses differentiellen Sende-Empfängers verwendet wird, um das Spreizspektrum-Zwischenfrequerizsignal zu erzeugen, und dieses Bauelement (80) außerdem in seinem Empfangskanal (TR1, F1) (TR2, F2) als Verarbeitungsvorrichtung des Zwischenfrequenzsignals verwendet wird, fähig eine Korrelation mit der Pseudozufallsequenz durchzuführen, die beim Senden benutzt wird, wobei dieser Sende-Empfänger außerdem dadurch gekennzeichnet ist, daß die Einrichtungen (110, 112) des Sendekanals zum Umsetzen des Zwischenfrequenzsignals in ein Hochfrequenzsignal dieselben sind wie die Einrichtungen (110, 112) des Empfangskanals zum Umsetzen des Hochfrequenzsignals in ein Zwischenfrequenzsignal.

4. Differentieller Sende-Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne (100) des Sendekanals zugleich die Antenne (100) des Empfangskanals ist, wobei diese gemeinsame Antenne (100) durch einen Empfangsverstärker (1021) und einen Sendeverstärker (102&sub2;) parallel mit den gemeinsamen Frequenzumsetzungseinrichtungen (110, 112) verbunden ist und dabei ein erster Schalter (11) vorgesehen ist, um die gemeinsame Antenne (100) entweder mit dem Empfangsverstärker (102&sub1;) oder mit dem Sendeverstärker (102&sub2;) zu verbinden, und ein zweiter Schalter (12) vorgesehen ist, um, synchronisiert mit dem ersten, entweder den Elmpfangsverstärker (102&sub1;) oder den Sendeverstärker (102&sub2;) mit den gemeinsamen Frequenzumsetzungseinrichtungen (110, 112) zu verbinden.

5. Sende-Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß er außerdem umfaßt:

- einen Zwischenfrequenzverstärker (114),

- ein Zwischenfrequenz-Bandfilter (116), einen dritten Schalter (13), der den Eingang des genannten Verstärkers (114) entweder mit den gemeinsamen Frequenzumsetzungseinrichtungen (110, 112) oder mit dem Sendekanal (TR3, F3) des Bauelements (80) verbindet,

- einen vierter Schalter (14), um, synchronisiert mit dem dritten Schalter (13), den Ausgang des Bandfilters (116) entweder mit dem Empfangskanal (TR1, F1) (TR2, F2) oder mit den gemeinsamen Frequenzumsetzungseinrichtungen (110, 112) zu verbinden.