DE69834378T9

DE69834378T9 - Differentieller Direktsequenzspreizspektrumempfänger mit gemischter Störsignalerzeugungsvorrichtung

Info

Publication number: DE69834378T9
Application number: DE69834378T
Authority: DE
Inventors: Didier Lattard; Jean-Rene Lequepeys; Didier Varreau; Norbert Daniele
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 1997-10-22
Filing date: 1998-10-20
Publication date: 2007-08-30
Also published as: DE69834378D1; FR2770060B1; FR2770060A1; DE69834378T2; US6349109B1; EP0917298A1; EP0917298B1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Differentialempfänger mit Spektrumspreizung mittels Direktsequenz mit gemischten Mitteln zur Bildung eines Interferenzsignals, das dem Mehrfachzugriffsrauschen entspricht.
Stand der Technik
Die Technik der Modulation mit Spektrumspreizung mittels Direktsequenz wird seit vielen Jahren angewendet, insbesondere im Satellitenfunkverkehr und im militärischen Bereich.
Bei einem Sender von digitalen Daten, welcher eine herkömmliche Modulationstechnik verwendet, modulieren die auszusendenden Daten eine Funkträgerwelle. Die verwendete Modulation kann ein Phasenmodulation, eine Frequenz- oder Amplitudenmodulation, oder eine gemischte Modulation sein. Um die Darstellung zu vereinfachen, werden lediglich die heute am häufigsten verwendeten Phasenmodulationen erläutert.
Die zu übermittelnden digitalen Daten sind binäre Elemente oder Bits. Diese Bits haben eine Dauer T_b, das heißt, dass alle T_b ein neues Bit übertragen werden muss. Mit diesen Bits können auch als Symbole bezeichnete Bit-Gruppen gebildet werden, deren Dauer mit T_s bezeichnet wird, und die ein Vielfaches von T_b ist. Diese Symbole modulieren zum Beispiel in der Phase die Funkträgerwelle.
Diese Technik kann mit zwei Beispielen der Phasenmodulation veranschaulicht werden:

a) die so genannte BPSK-Modulation ("Binary Phase Shift Keying"); sie besteht darin, einen Phasenzustand, zum Beispiel 0, den Bits 0, und einen Phasenzustand π den Bits 1 zuzuordnen; in diesem Fall ist das Symbol das Bit selbst (T_s = T_b), und der Phasenzustand der Funkträgerwelle ist allen Bits zugeteilt;
b) die so genannte QPSK-Modulation ("Quaternary Phase Shift Keying"); sie besteht in der Verwendung von Symbolen, die durch zwei aufeinander folgende Bits gebildet sind; diese Symbole können also vier Zustände einnehmen (00, 01, 10, 11); jedem dieser Zustände wird ein Phasenzustand der Trägerwelle zugeordnet; in diesem Fall ist T_s = 2T_b, und der Phasenzustand der Funkträgerwelle ist beiden Bits zugeteilt.

Auf der Empfängerseite muss das empfangene Signal demoduliert werden. Man unterscheidet zwischen zwei Arten der Demodulation, nämlich der kohärenten Demodulation und der nicht-kohärenten Demodulation. Die Technik der kohärenten Demodulation besteht darin, in dem Empfänger eine Teilmenge zusammenzustellen, deren Aufgabe es ist, die Durchschnittsphase der Trägerwelle zu schätzen, so dass eine Phasenreferenz wiederhergestellt wird. Diese Phasenreferenz wird anschließend mit dem empfangenen Signal gemischt, um die Daten zu demodulieren.
Die Technik der nicht-kohärenten Demodulation basiert auf der Beobachtung, dass es ausreicht, dass die Phasenreferenz des aktuellen Symbols mit der Phase des vorhergehenden Symbols verglichen wird. In dem Fall schätzt der Empfänger nicht die Phase der Symbole, sondern die Phasendifferenz zwischen zwei aufeinander folgenden Symbolen. Man hat also eine differenzielle Phasenmodulation DPSK ("Differential Phase Shift Keying").
Die beigefügten 1 bis 3 zeigen schematisch die Struktur und Funktionsweise eines Senders und eines Empfängers mit Spektrumspreizung und DPSK. Dieser Stand der Technik entspricht dem Dokument FR-A-2 712 129.
1 zeigt zunächst das synoptische Schema eines Senders. Dieser Sender hat einen Eingang Ee, der die zu sendenden Daten b_k empfängt, und weist einen differenziellen Codierer 10 auf, der aus einer Verknüpfungsschaltung 12 und einer Verzögerungsschaltung 14 gebildet ist; der Sender weist außerdem einen Pseudozufallssequenz-Generator 30, einen Multiplikator 32, einen lokalen Oszillator 16, und einen Modulator 18 auf, der mit einem Ausgang Se verbunden ist, der das DPSK-Signal ausgibt.
Die Verknüpfungsschaltung 12 empfängt die binären Daten b_k und gibt binäre Daten d_k aus. Die Verknüpfungsschaltung 12 empfängt ebenfalls die verzögerten Daten eines Ranges d_k-1. Die in der Schaltung 12 ausgeführte logische Verknüpfung ist die exklusiv-ODER-Verknüpfung der Daten b_k und des verzögerten Komplementes von d_k (das heißt
):
Die Pseudozufallssequenz, die beim Senden verwendet wird, um die Daten zu modulieren, muss eine Autokorrelationsfunktion aufweisen, welche für eine Verzögerung Null einen möglichst schwachen ausgezeichneten Peak (mit dem Wert N) und sekundäre Zacken aufweist. Dies kann zum Beispiel durch die Nutzung von Sequenzen mit maximaler Länge (auch m-Sequenzen genannt) oder von so genannten GOLD- oder KASAMI-Sequenzen erreicht werden. Diese mit {Cl} bezeichnete Pseudozufallssequenz hat eine Übertragungsgeschwindigkeit, die N mal höher ist, als die Übertragungsgeschwindigkeit der zu übertragenden binären Daten. Die Dauer T_c eines auch "Chip" genannten binären Elements dieser Pseudozufallssequenz ist also gleich T_b/N.
Die Übertragungsgeschwindigkeit der Pseudozufallssequenz in "Chips" kann mehrere Millionen oder sogar mehrere zehn Millionen pro Sekunde betragen.
Die beigefügte 2 zeigt das synoptische Schema eines entsprechenden Empfängers vom Typ differenzieller Demodulator. Dieser Empfänger hat einen Eingang Er und weist ein angepasstes Filter 20, dessen Impulsantwort das zeitliche Spiegelbild der im Sender verwendeten Pseudozufallssequenz ist, eine Verzögerungsschaltung mit einer Dauer T_b mit der Referenznummer 22, einen Multiplikator 24, einen Integrator 26 über eine Dauer T_b, und eine logische Entscheidungsschaltung 28 auf. Der Empfänger hat einen Ausgang Sr, der die Daten wiederherstellt.
Wenn x(t) das an den Eingang Er angelegte Signal ist, empfängt der Multiplikator 24 das gefilterte Signal x_F(t) und das gefilterte und verzögerte Signal x_F(t – T_b). Das Ergebnis wird im Integrator 26 über eine Zeitspanne integriert, die kleiner oder gleich T_b ist; der Integrator 26 gibt ein Signal aus, dessen Polarität es ermöglicht, den Wert des übertragenen Bits zu bestimmen.
Das in dem Empfänger benutzte Eingangsfilter 20 hat eine äquivalente Impulsantwort im Basisband H(t), und diese Antwort muss das zeitlich gespiegelte Komplex-Konjugierte der beim Senden verwendeten Pseudozufallssequenz c(t) sein: H(t) = c*(Tb – t)
Das durch ein solches Filter ausgegebene Signal hat also den Wert: xF(t) = x(t)*HF(t)wo das Zeichen * die Faltung bezeichnet, mit
Das angepasste Filter 20 führt also die Korrelation zwischen dem an seinem Eingang eingespeisten Signal und der Pseudozufallsspreizsequenz aus.
In einem Kanal mit additivem Gaußschen Rauschen zeigt sich das Signal x_F(t) in Form eines Impulssignals, wobei die Wiederholungsfrequenz der Impulse gleich 1/T_b ist. Die Hüllkurve dieses Signals ist die Autokorrelationsfunktion des Signals c(t). Die Information wird durch die Phasendifferenz zwischen zwei aufeinander folgenden Korrelationspeaks übertragen.
Der Ausgang des Multiplikators wird also aus einer Folge von positiven oder negativen Peaks gebildet, je nach dem Wert des übertragenen Bits.
Im Falle einer Funkübertragung mit mehreren Wegen wird der Ausgang des angepassten Filters von einer Folge von Korrelationspeaks gebildet, wobei jeder Peak einem Übertragungsweg entspricht.
Die unterschiedlichen Signale der Empfangsfolge sind in 3 dargestellt. Linie (a) stellt das gefilterte Signal x_F(t) dar; Linie (b) stellt das Korrelationssignal x_F(t)*x_F(t – T_b) dar; Linie (c) ist das Signal am Ausgang des Integrators.
Die Technik der Modulation mit Spektrumsspreizung mittels Direktsequenz wird in der Fachliteratur ausführlich beschrieben. Man kann, zum Beispiel, die folgenden Werke nennen:

– "CDMA Principles of Spread Spectrum Communication" von Andrew J. VITERBI, Addison-Wesley Wireless Communication Series;
– "Spread Spectrum Communications" von Marvin K. SIMON et al., Band I, 1983, Computer Science Press;
– "Spread Spectrum Systems", von R.C. DIXON, John WILEY and Sons.

Diese Technik wird außerdem in einigen Artikeln beschrieben:

– "Direct-sequence Spread Spectrum with DPSK Modulatin and Diversity for Indoor Wireless Communications", herausgegeben von Mohsen KAVEHRAD und Bhaskar RAMAMURTHI in der Zeitschrift "IEEE Transactions on Communications", Band COM 35, Nummer 2, Februar 1987;
– "Practial Surface Acoustice Wave Devices" von Melvin G. HOLLAND, in der Zeitschrift Proceedings of the IEEE, Band 62, Nummer 5, Mai 1974, Seiten 582-611.

Die Technik der Spektrumspreizung mittels Direktsequenz hat zahlreiche Vorteile. Besonders zu nennen sind:

– Diskretisierung: diese hängt mit der Spreizung der übermittelten Information auf einer Breitbandfrequenz zusammen; daraus folgt eine niedrige Spektraldichte der gesendeten Leistung;
– Mehrfachzugriff: mehrere Verbindungen mit Spektrumsspreizung mittels Direktsequenz können sich das selbe Frequenzband durch die Nutzung von orthogonalen Pseudozufallsspreizsequenzen (Sequenzen, die über eine Interkorrelationsfunktion verfügen, die ein sehr schwaches Restrauschen für alle Verschiebungen liefert) teilen; man nennt diese Technik Mehrfachzugriff durch Codeteilung (Englisch CDMA);
– eine gute Zusammenarbeit mit der herkömmlichen Schmalbandkommunikation: das selbe Frequenzband kann nämlich von den Systemen geteilt werden, die eine Schmalbandmodulation verwenden, und den Systemen, die eine Breitbandmodulation verwenden; bei der Schmalbandkommunikation gibt es nur einen leichten Anstieg der Funkstörungen in der Umgebung, der umso schwächer ist, umso länger die Sequenz ist; Verbindungen mit Modulation mittels Spektrumsspreizung bewirken eine Unterdrückung der Schmalbandmodulation dank dem beim Empfang durchgeführten Korrelationsprozess;
– erschwertes Abhören: eine Übertragung mit Spektrumsspreizung mittels Direktsequenz ist aufgrund der niedrigen Spektraldichte und aufgrund der Tatsache, dass der Empfänger die Spreizsequenz kennen muss, um die Daten demodulieren zu können, schwer abzuhören;
– hervorragendes Verhalten in einem Mehrwegumfeld: bei dieser Art von Umfeld erfolgt die Ausbreitung der elektrischen Funkwelle gemäß Mehrwegen, die Phänomene der Reflexion, Diffraktion, oder Streuung mit sich bringen; außerdem ist es nicht selten, dass es keinen in der Zeit stabilen Direktweg mehr gibt zwischen Sender und Empfänger; diese Übertragung über Mehrwege führt zu Störeffekten, die die Übertragungsqualität verschlechtern können.

Bei den Systemen zur Übertragung mit Mehrfachzugriff durch Codeteilung (CDMA) stößt man auf eine Schwierigkeit, die daher kommt, dass die Interferenz zwischen einem Übertragungsweg entsteht, der einen einem bestimmten Nutzer zugehörigen Spreizcode verwendet, und den anderen Wegen, die andere, anderen Nutzern zugehörige Codes verwenden. Wären die verwendeten Sequenzen streng orthogonal, gäbe es diese Interferenzen nicht, aber in der Praxis ist dies nicht der Fall.
Wenn man mit g_i(t) und g_k(t) zwei Pseudozufallssequenzen bezeichnet, welche Nutzern i und k zugeordnet sind, kann man einen Koeffizienten μ_i,k bestimmen, welcher die Korrelation zwischen diesen beiden Sequenzen ausdrückt. Dieser Koeffizient ist gleich dem Mittelwert des Produkts der Sequenzen über die Dauer Ts eines Symbols, also:
Dieser Koeffizient stellt eine Autokorrelation dar, wenn i = k, und eine Interkorrelation, wenn i ≠ k.
Das Signal am Ausgang des Korrelators, das dem Benutzer vom Rang k entspricht (das heißt der Ausgang des Multiplikators 24 der 2) kann in Abhängigkeit dieses Kopplungskoeffizienten geschrieben werden:
wobei A_k die Amplitude des dem Benutzer vom Rang k zugehörigen Signals, g_k(t) die diesem Benutzer zugehörige Pseudozufallssequenz, d_i die übertragene Information, und n(t) ein weißes additives Gaußsches Rauschen ist. In diesem Ausdruck geht der Index i von 0 bis K, wobei K die Gesamtanzahl der Benutzer ist, aber ohne den Wert k anzunehmen, der dem betrachteten Nutzer zugehörig ist.
Das erste Glied, also A_kd_k, ermöglicht es, die Information d_k wieder zu finden; das zweite Glied entspricht einer Korrelation mit den den anderen Benutzern entsprechenden Signalen. Dieses Glied wird als "Mehrfachzugriffsinterferenz" oder abgekürzt als MAI bezeichnet (MAI: englisch für "Multiple Access Interference"). Wenn die Sequenzen gewählt und konstruiert sind, um schwache Interkorrelationen zu haben, sind die Koeffizienten μ_i,k nahe Null und die Wirkung der Interferenz auf das Signal des Benutzers k mit den anderen Benutzern i bleibt schwach.
Die Existenz dieser Mehrfachzugriffsinterferenz hat eine nicht zu vernachlässigende Auswirkung auf die Kapazität des Übertragungssystems, das heißt auf die Anzahl der Benutzer, die zeitgleich akzeptiert werden können, und auf die Leistung des Systems. Außerdem erhöht die Anwesenheit von Benutzern, die ein starkes Signal ausgeben, die Wirkung der Mehrfachzugriffsinterferenz auf Benutzer, die ein schwaches Signal ausgeben. Die Benutzer, die ein schwaches Signal ausgeben, können durch die stärkeren Nutzer vollständig gestört werden. Bei Mehrpunktverbindungen tritt dieses Phänomen beispielsweise unterwartet auf, wenn die Sender, die mit identischen Amplituden senden, in unterschiedlicher Entfernung zum Empfänger stehen. Das Signal des am nächsten stehenden Senders wird den Empfänger mit einer Amplitude erreichen, die stärker ist als das vom weiter entfernt stehenden Sender empfangene Signal, unter Berücksichtigung der Dämpfungsunterschiede. Dieser Effekt ist in der englischsprachigen Terminologie als "Near/Far Effect", oder auch als Basisband-Verblendung bekannt.
Zahlreiche Versuche wurden unternommen, um dieses Interferenzphänomen zu reduzieren. Zu nennen sind:

– Arbeiten über Pseudozufallsspreizsequenzen: dieser Ansatz zielt darauf ab, einen Satz von Sequenzen mit guten orthogonalen Eigenschaften zu finden; im Idealfall, wo μ_i,k = 0 (für i ungleich k), sind die Codes streng orthogonal, und das der Mehrfachzugriffsinterferenz entsprechende Glied ist Null; da die CDMA-Kommunikationssysteme in der Praxis jedoch asynchron sind, ist es mathematisch unmöglich, diese Orthogonalität für variable zeitliche Verschiebungen zwischen jedem Systembenutzer zu gewährleisten; in der Praxis sucht man also Codes, die unter sich die schwächsten Interkorrelationskoeffizienten haben;
– Arbeiten über die Leistungssteuerung: eine strenge Kontrolle der Sendeleistung der unterschiedlichen Systembenutzer zielt darauf ab, zu erreichen, dass die empfangenen Leistungen in Bezug auf den Empfänger für alle Codes des CDMA-Systems identisch sind; diese Steuerung grenzt den "Near/Far Effect" ein; aufgrund des Phänomens der Dämpfung und aufgrund schneller Variationen des Funkkanals hat diese Leistungskontrolle jedoch ihre Grenzen;
– Der Einsatz von adaptiven Antennen: Die Idee besteht darin, die Antenne in Richtung des gesuchten Benutzers auszurichten; die Wirkung der Mehrfachzugriffsinterferenzen wird dadurch vermindert;
– Arbeiten über leistungsfähigere Empfängerstrukturen, gestützt auf eine gemeinsame Mehrfach-Nutzer-Detektion von Daten; die einzige aufgestellte Hypothese ist, dass die Systemcodes dem Empfänger bekannt sind; leider ist diese theoretische Struktur sehr schwer umzusetzen.

Die Anstrengungen der letzten Jahre beruhten auf der Suche nach Lösungen, die, wenn sie auch nicht optimal sind, doch eine deutliche Verbesserung der Leistungen im Vergleich zu herkömmlichen Detektoren mit sich bringen. Im Zusammenhang mit diesen Lösungen sind besonders die Empfänger mit Interferenzunterdrückung zu nennen. Zwei Arten von Empfängern werden unterschieden, je nachdem ob sie eine sukzessive oder eine parallele Interferenzunterdrückung einsetzen. Diese zwei Arten von bekannten Empfängern können schnell beschrieben werden:

A) Ein Empfänger mit sukzessiver Interferenzunterdrückung weist schematisch auf: • einen Basisband-Signalempfänger • eine erste Stufe, die einen herkömmlichen Detektor verwendet • eine Schaltung zur Auswahl des Benutzers, der den stärksten Korrelationswert produziert (der mit der stärksten Leistung empfangene Benutzer), • eine Dekodierung der mit diesem Benutzer verbundenen Informationen, um das gesendete Symbol wiederherzustellen; • eine Regeneration des von diesem Benutzer gesendeten Basisbandsignals durch Spreizung des wiederhergestellten Symbols mit Hilfe der verwendeten Spreizsequenz, • eine Unterdrückung des auf diese Weise wiederhergestellten Signals im Anfangsbasisbandsignal, • eine Wiederholung dieses Prozesses (mit dem neuen erhaltenen Basisbandsignal) bis zur Dekodierung des Signals mit der schwächsten Leistung.

Solch eine Technik wird zum Beispiel im Artikel von P. PATEL et al. beschrieben, mit dem Titel "Analysis of a Simple Successive Interference Cancellation Scheme in a DS/CDMA System", erschienen in "IEEE Journal on Selected Areas in Communications", Band 12, no. 5, Juni 1994, Seiten 796-807. Der entsprechende Empfänger ist in der beigefügten 4 dargestellt. Er weist eine Schaltung 30 für den Basisbandempfang auf, einen Satz Korrelatoren 41, 42, ..., 4k, ebenso viele Integratoren 51, 52, ..., 5k, eine Schaltung 60 für die Auswahl des Maximums der nach Integration erhaltenen Signale Z₁, Z₂, ..., Z_k, also Z_i, wobei die entsprechende Information di mittels des Vorzeichens von Z_i erhalten wird, eine Schaltung 62 zur Regeneration des Basisbandsignals, wobei diese Schaltung die Pseudozufallssequenz des Benutzers i verwendet, um die Information di wieder zu spreizen, eine Inverterschaltung 66, die das auf diese Art erhaltene Basisbandsignal in die Empfängerschaltung rückkoppelt, so dass der dem Benutzer i entsprechende Teil subtrahiert wird.
Nach dieser ersten Verarbeitung bestimmt die Schaltung ein neues Maximum und führt eine erneute Korrektur durch, und so weiter.
Dieser Interferenzunterdrückungsprozess ist gut an die Fälle angepasst, bei denen die relativen Leistungen der verschiedenen Benutzer sehr unterschiedliche Werte haben. In dem Fall kann nämlich der Benutzer, der mit der stärksten Leistung empfangen wird, am leichtesten dekodiert werden, und es ist auch dieser Benutzer, der die anderen Benutzer am meisten stört.

B) Was nun die Empfänger mit paralleler Interferenzunterdrückung angeht, verwenden diese: • eine erste auf einem herkömmlichen Detektor basierende Stufe, (Korrelatorbank) • eine Erzeugung eines Interferenzsignals durch jeden Systembenutzer; • für jeden Benutzer die Unterdrückung aller durch die anderen Benutzer des Systems erzeugten Interferenzen im empfangenen Signal, • eine zweite Stufe von Korrelatoren und der Schätzung der Enddaten.

Solch eine Technik wird im Artikel von R. M. BUEHRER et al. beschrieben, mit dem Titel "Analysis of DS-CDMA Parallel Interference Cancellation with Phase and Timing Errors", erschienen im "IEEE Journal on Selected Areas in Communications", Band 14, No. 8, Oktober 1996, Seiten 1522-1535. Der entsprechende Empfänger ist in der beigefügten 5 dargestellt, und bezieht sich auf den Fall von drei Benutzern. Das Empfangssignal r(t) wird unter Verwendung der drei Pseudozufallscodes der Benutzer in einer ersten Stufe verarbeitet, die aus drei Korrelatoren 101, 102, 103 besteht. Diese Korrelatoren geben drei Entscheidungssignale Z 1 / 1, Z 1 / 2, Z 1 / 3 aus, die in drei Schätzungsschaltungen 111, 112, 113 verarbeitet werden. Letztere geben die Signale ŝ 1 / 1, ŝ 1 / 2, ŝ 1 / 3 aus, die durch Spreizung der Signale Z durch die Pseudozufallssequenzen der drei Benutzer und durch Gewichtung in Abhängigkeit von der jeweiligen detektierten Leistungen erhalten werden. Für jeden Benutzer werden die Signale ŝ der anderen Benutzer summiert, also jeweils Σ 2,3 für den Benutzer 1, Σ 1,3 für den Benutzer 2, und Σ 1,2 für den Benutzer 3. Diese Summen werden in einer zweiten Stufe, die aus drei Subtrahierern 121, 122, 123 gebildet ist, vom Empfangssignal r(t) subtrahiert, um drei neue Signale r₁, r₂, r₃, zu erhalten, die wiederum mit den Pseudozufallssequenzen der Benutzer jeweils in drei Korrelatoren 131, 132, 133 korreliert werden. So erhält man in dieser zweiten Stufe drei neue Entscheidungssignale Z 2 / 1, Z 2 / 2, Z 2 / 3, denen man drei Signale entsprechen lässt, die durch die entsprechenden Pseudozufallssequenzen gespreizt wurden, nämlich ŝ 2 / 1, ŝ 2 / 2, ŝ 2 / 3, und so weiter...
Dieser Prozess der parallelen Interferenzunterdrückung ist im Gegensatz zu dem vorherigen Prozess gut an die Fälle angepasst, wo die relativen Leistungen der verschiedenen Benutzer deutlich gleiche Werte aufweisen.
Allgemein benötigt man drei Informationen, um ein Signal zur Korrektur von Mehrfachzugriffsinterferenzen zu konstruieren:

– einen Symbol-Takt (Hs)
– die binären Daten der Wege I und Q, also D(I) und D(Q),
– die Amplituden der Signale über die Wege I und Q, also A(I) und A(Q).

Im Stand der Technik wird deutlich zwischen den als leistungsfähiger bewerteten Techniken der kohärenten Modulation und den Techniken der nicht-kohärenten Modulation unterschieden, die als leichter umsetzbar gelten. Diese Unterscheidung findet sich in den Mitteln zur Korrektur der Mehrfachzugriffsinterferenzen wieder. In diesem Fall basieren diese Mittel alle auf einer kohärenten Detektion, wie es auch bei den beiden Beispielen der Fall ist, die im Zusammenhang mit den 4 und 5 beschrieben wurden.
Die vorliegende Erfindung bricht mit dieser Unterscheidung insofern, als sie, um die zur Bildung eines dem Mehrfachzugriffsrauschen entsprechenden Interferenzsignals notwendigen Signale zu erhalten, die gleichzeitige Verwendung des nicht-kohärenten Teils des Empfängers, nämlich der Mittel zur differenziellen Demodulation, und des kohärenten Teils des Empfängers, nämlich der zwei angepassten, die Korrelationen ausführenden Filter empfiehlt. Auf diese Weise erhält man ein Symboltakt-Signal (Hs) ausgehend von einer nicht-kohärenten, in diesem Fall differenziellen Demodulation, und dieser auf diese Weise erhaltene Takt ist sehr zuverlässig und genau. Dieser Vorteil ist besonders wichtig für die Anwendung in einem Mehrweg-Umfeld mit mehreren Benutzern. Das Interferenzkorrektursignal, das ausgehend von einem solchen Taktsignal erzeugt wird, wird mit den Anfangsdaten korrekt synchronisiert, wenn die Subtraktion in der folgenden Stufe durchgeführt wird. Was die Daten D(I), D(Q), und die für die Bildung des Korrektursignals notwendigen Amplituden A(I), A(Q) betrifft, werden diese ausgehend von den kohärenten Mitteln des Empfängers erhalten, das heißt, in der Praxis, ausgehend von den angepassten Filtern (oder Korrelatoren).
Mit anderen Worten sind die Mittel zur Korrektur von Mehrfachzugriffsinterferenzen gemischt oder zusammengesetzt, insofern, dass sie teils auf einem kohärenten Prozess, und teils auf einem nicht-kohärenten Prozess basieren.
Zusammenfassung der Erfindung
Genau ausgedrückt betrifft die vorliegende Erfindung einen Differentialempfänger mit Spektrumspreizung mittels Direktsequenz mit gemischten Mitteln zur Bildung von Befehlssignalen zur Bildung eines Interferenzsignals, das dem Mehrfachszugriffsrauschen entspricht, wobei dieser Empfänger aufweist:

a) einen ersten Weg zur Verarbeitung eines ersten Teils (I) des empfangenen Signals, wobei dieser erste Teil der mit der empfangenen Trägerwelle phasengleiche Teil ist, und wobei dieser erste Weg aufweist: i. erste Mittel zur angepassten Filterung, die einer bestimmten Pseudozufallssequenz entsprechen, wobei diese ersten Mittel ein erstes gefiltertes Signal (I_k) ausgeben, ii. erste Verzögerungsmittel, die ein erstes gefiltert-verzögertes Signal (I_k-1) ausgeben,
b) einen zweiten Weg zur Empfangs-Verarbeitung eines zweiten Teils (Q) des empfangenen Signals, wobei dieser zweite Teil der Teil in Phasenquadratur mit der empfangenen Trägerwelle ist, wobei dieser zweite Weg aufweist: i. zweite Mittel zur angepassten Filterung, die der bestimmten Pseudozufallssequenz entsprechen, wobei diese zweiten Mittel ein zweites gefiltertes Signal (Q_k) ausgeben, ii. zweite Verzögerungsmittel, die ein zweites gefiltert-verzögertes Signal ausgeben (Q_k-1),
c) eine Demodulationsschaltung, welche die ersten gefilterten und gefiltert-verzögerten Signale (Ik, Ik-1) und die zweiten gefilterten und gefiltert- verzögerten Signale (Qk, Qk-1) empfängt, wobei diese Schaltung Mittel aufweist, um ein Signal "Dot" zu berechnen, welches gleich (I_kI_k-1 + Q_kQ_k-1) ist, und ein Signal "Cross", welches gleich (Q_kI_k-1 – I_kQ_k-1) ist,
d) eine Schaltung zur Integration und Regeneration des Symboltakts (Hs), das die Signale "Dot" und "Cross" empfängt und ein Symboltakt-Signal (Hs) ausgibt,

e) gemischte Mittel zur Bildung von Befehlssignalen, wobei diese Signale aus einem Taktsignal (H) bestehen, welches aus der Demodulationsschaltung stammt, und aus Daten (D(I), D(Q)) und Amplituden (A(I), A(Q)), welche aus den Mitteln zur angepassten Filterung stammen,
f) eine Schaltung (200) zur Bildung eines Interferenzsignals, das dem Mehrfachzugriffsrauschen entspricht, wobei diese Schaltung von den genannten Befehlssignalen (H, D(I), D(Q), A(I), A(Q)) gesteuert wird.

Die gemischten Mittel zur Bildung von Befehlssignalen weisen auf:

– ein erstes Register, das mit dem Ausgang der ersten Mittel zur angepassten Filterung des ersten Weges gekoppelt ist und von dem Symboltakt-Signal (Hs) gesteuert wird, welches von der Takt-Regenerations-Schaltung ausgegeben wird, wobei dieses erste Register einen Ausgang aufweist,
– ein zweites Register, das mit dem Ausgang der ersten Mittel zur angepassten Filterung des zweiten Weges gekoppelt ist, und das von dem Symboltakt-Signal (Hs) gesteuert wird, welches von der Takt-Regenerations-Schaltung ausgegeben wird, wobei dieses zweite Register einen Ausgang aufweist,
– einen ersten Vorzeichendetektor, der mit dem Ausgang des ersten Registers gekoppelt ist und eine erste dem ersten Weg zugehörige Information (D(I)) ausgibt,
– einen zweiten Vorzeichendetektor, der mit dem Ausgang des zweiten Registers gekoppelt ist, und eine zweite dem zweiten Weg zugehörige Information (D(Q)) ausgibt,
– eine erste Schaltung zur Bestimmung des absoluten Wertes (A(I)) des vom Ausgang des ersten Registers ausgegebenen Signals,
– eine zweite Schaltung zur Bestimmung des absoluten Wertes des vom Ausgang des zweiten Registers ausgegebenen Signals D(Q).

Vorzugsweise weist die Schaltung zur Bildung eines Interferenzsignals, das dem Mehrfachzugriffsrauschen entspricht, auf:

– Mittel zur Spektrumspreizung mittels Pseudozufallssequenz, wobei diese Mittel mit den Ausgängen des ersten und zweiten Vorzeichendetektors gekoppelt sind;
– eine Schaltung zur Verstärkung und Invertierung der von den Mitteln zur Spektrumspreizung ausgegebenen Signale, wobei diese Schaltung zur Verstärkung und Invertierung zwei Eingänge zum Steuern der Verstärkung aufweist, die jeweils mit den Ausgängen der ersten und zweiten Schaltung zur Bestimmung des absoluten Wertes gekoppelt sind, wobei diese Verstärkungs- und Inverterschaltung zwei Basisbandkorrektursignale ausgibt.

Der soeben definierte Empfänger ist eingerichtet, ein Signal zur Korrektur der Mehrfachzugriffsinterferenzen herzustellen. Um diese Korrektur durchzuführen, wird das Korrektursignal vom Störsignal subtrahiert. Da jedoch die Verarbeitung des Korrektursignals eine gewisse Zeit in Anspruch nimmt, kann die Subtraktion nur mit einem Störsignal erfolgen, das angemessen verzögert wurde. Der Empfänger weist also vorzugsweise solch ein Mittel zur Verzögerung des Störsignals auf, um es mit dem Korrektursignal in Gleichlauf zu setzen.
Die Anmeldung ist ebenfalls auf einen Differentialempfänger mit Spektrumspreizung mittels Direktsequenz gerichtet, dadurch gekennzeichnet, dass er eine Vielzahl von Empfängern wie soeben beschrieben aufweist, wobei diese Empfänger parallel in mehreren kaskadierten Stufen gruppiert sind, und die Empfänger einer gleichen Stufe jeweils eine bestimmte Pseudozufallssequenz verarbeiten, die Empfänger vom selben Rang in den unterschiedlichen Stufen mit der selben Pseudozufallssequenz arbeiten, die Ausgänge der Mittel zur Bildung des Signals zur Korrektur von Mehrfachzugriffsinterferenzen eines Empfängers mit einem bestimmten Rang eines bestimmten Stufe mit den Eingängen der Summierer der Empfänger von einem anderen Rang in der folgenden Stufe gekoppelt sind, und wobei die Ausgänge des Verzögerungsmittels des Empfängers einer bestimmten Stufe mit den Eingängen der Summierer des Empfängers des gleichen Ranges in der folgenden Stufe gekoppelt sind.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die bereits beschriebene 1 ist ein synoptisches Schema eines bekannten Senders mit Spektrumspreizung;
Die bereits beschriebene 2 ist ein synoptisches Schema eines bekannten Empfängers mit Spektrumspreizung;
Die bereits beschriebene 3 stellt dar, wie ein Empfänger wie in 2 dargestellt allgemein funktioniert;
Die bereits beschriebene 4 stellt einen bekannten Prozess von sukzessiven Korrekturen von Mehrfachzugriffsinterferenzen dar;
Die bereits beschriebene 5 stellt einen bekannten Prozess von parallelen Korrekturen von Mehrfachzugriffsinterferenzen dar;
6 zeigt die allgemeine Struktur eines erfindungsgemäßen Empfängers;
7 zeigt ein Beispiel für die Umsetzung eines erfindungsgemäßen Empfängers in einem Empfängerbauteil;
8 zeigt eine Empfängerschaltung mit paralleler Interferenzkorrektur, wobei diese Schaltung mehrere Bauteile verwendet, wie das in 7 dargestellte Bauteil;
9 zeigt das Signal am Ausgang der ersten Stufe der Schaltung der 8;
10 zeigt das erhaltene Signal nach der Stufe der Mehrfachzugriffsinterferenzkorrektur.
Detaillierte Darstellung der Ausführungsformen
Bevor bestimmte Ausführungsformen der Erfindung beschrieben werden, ist es zweckdienlich, einige Bemerkungen über die Natur der in den Empfängern mit Spektrumspreizung verarbeiteten Signale zu machen.
Betrachtet wird eine Frequenzträgerwelle w, die von einer Zeitfunktion P(t) phasengleich moduliert wird. Das modulierte Signal kann so dargestellt werden: s(t) = A(t)cos[wt + P(t)]wobei A(t) die Amplitude des Signals ist.
Dieser Ausdruck lässt sich entwickeln zu: s(t) = A(t)cos wt cos P(t) – A(t) sin wt sin P(t)
Wenn I(t) den Teil A(t)cosP(t) bezeichnet, der phasengleich mit der Trägerwelle ist, und Q(t) den Teil A(t) sinP(t) darstellt, der in Quadratur mit der Trägerwelle ist, kann man letzteres Signal auch so beschreiben: s(t) = I(t)cos wt – Q(t) sin wt
Es ist also bequem, das komplexe Signal S(t) S(t) = U(t)exp(jwt)mit U(t) = I(t) + jQ(t) zu betrachten. Das wirkliche Signal s(t) entspricht also dem reellen Teil des komplexen Signals S(t).
Die Verarbeitung des Signals s(t) kann also durch die doppelte Verarbeitung der Teile I(t) und Q(t) erfolgen, die im Folgenden der Einfachheit halber I und Q genannt werden.
Die Prozessoren, die solche Signale verarbeiten, empfangen im Allgemeinen auf zwei unterschiedlichen Eingängen die Signale I und Q. Diese Signale erhält man, indem man das Empfangssignal mit einer Welle entweder phasengleich mit der Trägerwelle oder in Quadratur mit derselben multipliziert. Die Prozessoren führen anschließend verschiedene Verarbeitungsschritte gemäß den verwendeten Modulationen durch. Auf diese Weise findet man im Fall der differenziellen Phasenmodulation Verarbeitungen, die darin bestehen, die Summe oder die Differenz der verzögerten oder nicht verzögerten Probeprodukte zu bilden, wie zum Beispiel (I_kI_k-1 + Q_kQ_k-1) und Q_kI_k-1 – I_kQ_k-1, wobei k den Rang einer Probe bezeichnet.
In der Literatur zu diesem Thema wird der erste Ausdruck "Dot" genannt, und der zweite "Cross". Diese Bezeichnungen kommen daher, dass das erste Signal vom Typ "internes Produkt" oder "Skalarprodukt" zwischen zwei Größen ist, herkömmlicherweise durch einen Punkt (Englisch: Dot) bezeichnet, während der zweite Ausdruck vom Typ "Kreuzprodukt" oder "Vektorprodukt" ist, traditionell durch ein Kreuz (Cross)dargestellt.
Man kann zeigen, dass das Produkt eines Werts vom Rang k des Signals s(t), also s(k), mit dem konjugierten vorangehenden Wert, also s*(k – 1), wobei das Produkt, um das Signal zu demodulieren (vgl. Multiplikator 24 in der 2) im Empfänger berechnet wird, bei einer nahezu festen Phasenrotation die folgende Form hat: Dot(k) + jCross(k).
Das Signal Dot ermöglicht die Bestimmung der Phasenverschiebung zwischen zwei aufeinander folgenden Symbolen, während die Signale Dot und Cross, gemeinsam betrachtet, es ermöglichen, die Gesamtanzahl des Vielfachen von π/2 der Phasenverschiebung zwischen aufeinander folgenden Symbolen zu bestimmen. Diese Signale Dot und Cross ermöglichen also die korrekte und eindeutige Demodulation, wenn beim Senden eine differenzielle Phasenmodulation verwendet wird.
Ein Empfänger von Signalen mit Spektrumspreizung bildet also zunächst die phasengleichen und Quadraturteile I und Q, und führt anschließend eine angepasste Filterung auf jedem dieser Signale durch. Ab Erhalten der Muster berechnet der Empfänger die Signale Dot und Cross, und ab da stellt er die von dem empfangenen Signal übertragene Information wieder her.
Das Dokument FR-A-2 742 014 beschreibt einen Empfänger, der diese Technik umsetzt. In 4 des vorliegenden Dokuments wird ein Empfänger dargestellt, der zwei ähnliche Wege aufweist, wobei der eine den phasengleichen Teil I verarbeitet, und der andere den Teil Q in Quadratur. Der erste digitale Verarbeitungsweg des Teils I, der phasengleich mit der Trägerwelle ist, weist auf:

i. erste digitale Mittel 50(I), die eingerichtet sind, eine erste Filterfunktion durchzuführen, angepasst an die Pseudozufallssequenz, die beim Senden verwendet wurde;
ii. erste digitale Mittel 60(I), die eingerichtet sind, eine erste Verzögerungsfunktion durchzuführen.

Die Schaltung weist weiter einen zweiten digitalen Verarbeitungsweg auf, der den zweiten Teil Q des empfangenen Signals empfängt, wobei dieser zweite Teil in Phasenquadratur mit der Trägerwelle ist. Dieser zweite Weg weist wie der erste Weg auf:

i. zweite digitale Mittel 50(Q), die eingerichtet sind, eine zweite Filterfunktion durchzuführen, angepasst an die Pseudozufallssequenz,
ii. zweite digitale Mittel 60(Q), die eingerichtet sind, eine Verzögerungsfunktion durchzuführen.

Die in diesem Dokument beschriebene Schaltung weist weiterhin eine Multiplizierungsschaltung 70 auf, die aufweist:

– zwei erste Eingänge, wovon der eine mit dem Ausgang der ersten digitalen Filtermittel 50(I) gekoppelt ist und ein erstes gefiltertes Signal I_k empfängt, und wovon der andere mit dem Ausgang der ersten Mittel gekoppelt ist, die eingerichtet sind, die Verzögerungsfunktion 60(I) durchzuführen und ein erstes gefiltert-verzögertes Signal I_k-1 empfangen.
– zwei zweite Eingänge, wobei der eine mit dem Ausgang der zweiten digitalen Filtermittel 50(Q) gekoppelt ist und ein zweites gefiltertes Signal Q_k empfängt, und der andere mit dem Ausgang der zweiten Mittel gekoppelt ist, die eingerichtet sind, die Verzögerungsfunktion 60(Q) durchzuführen, und die ein zweites gefiltert-verzögertes Signal Q_k-1 empfangen.
– Mittel zur Berechnung der zwei direkten Produkte zwischen gefilterten und gefiltert-verzögerten Signalen des ersten und zweiten Weges, nämlich I_kI_k-1 und Q_kQ_k-1, und der zwei Kreuzprodukte zwischen gefiltertem Signal eines Weges und gefiltert-verzögertem Signal des anderen Weges, nämlich Q_kI_k-1 und I_kQ_k-1,
– Mittel zur Berechnung der Summe der direkten Produkte, nämlich I_kI_k-1 + Q_kQ_k-1, und der Differenz der Kreuzprodukte, nämlich Q_kI_k-1 – I_kQ_k-1.

Die in diesem Dokument beschriebene Schaltung weist weiter eine Schaltung zur Integration und zur Regeneration des Taktes 80 auf, die die Summe der direkten Produkte und die Differenz der Kreuzprodukte empfängt. Diese Schaltung weist weiter ein digitales Programmierungsmittel 90 auf, das Informationen enthält, die geeignet sind, insbesondere die ersten und zweiten Filtermittel 50(I), 50(Q) zu programmieren.
Außerdem weisen die zwei Wege eine erste und eine zweite Schaltung zur Nachbearbeitung und Summierung 95(I), 95(Q) auf, die jeweils vor dem ersten und zweiten Filtermittel 50(I), 50(Q) angeordnet sind.
6 zeigt einen erfindungsgemäßen Empfänger, in dem einige dieser bereits bekannten Mittel wieder verwendet werden, nämlich: in jedem Weg I und Q, ein angepasstes Filter 50(I), 50(Q), ein Verzögerungsmittel 60(I), 60(Q), ein differenzieller Demodulator 70, der die Signale Dot und Cross ausgibt, eine Schaltung zur Wiederherstellung von Daten (auf einem Ausgang S_info) und zur Wiederherstellung des Symboltakts Hs (auf einem Ausgang S_H).
Die dargestellte Schaltung weist weiter auf:

A) Mittel zur Bildung von Befehlssignalen für die Bildung von Interferenzsignalen, die dem Mehrfachzugriffsrauschen entsprechen, wobei diese Mittel aufweisen: – ein erstes Register 320(I), das mit dem Ausgang der ersten Mittel zur angepassten Filterung 50(I) des ersten Weges I gekoppelt ist, und von dem Symboltakt-Signal (Hs) gesteuert wird, welches von der Takt-Regenerations-Schaltung 80 ausgegeben wird, wobei dieses erste Register einen Ausgang aufweist, – ein zweites Register 320(Q), das mit dem Ausgang der ersten Mittel zur angepassten Filterung 50(Q) des zweiten Weges gekoppelt ist und von dem Symboltakt-Signal Hs gesteuert wird, das von der Takt-Regenerations-Schaltung 80 ausgegeben wird, wobei dieses zweite Register einen Ausgang aufweist, – einen ersten Vorzeichendetektor 322(I), der mit dem Ausgang des ersten Registers 320(I) gekoppelt ist und eine erste zum ersten Weg gehörige Information D(I) ausgibt, – einen zweiten Vorzeichendetektor 322(Q), der mit dem Ausgang des zweiten Registers 320(Q) gekoppelt ist, und eine zweite zum zweiten Weg gehörige Information D(Q) ausgibt, – eine erste Schaltung 324(I) zur Bestimmung des absoluten Wertes A(I) des vom Ausgang des ersten Registers 320(I) ausgegebenen Signals, – eine zweite Schaltung 324(Q) zur Bestimmung des absoluten Wertes A(Q) des vom Ausgang des zweiten Registers 320(Q) ausgegebenen Signals,
B) eine Schaltung 200 zur Bildung eines Interferenzsignals, das dem Mehrfachzugriffsrauschen entspricht, aufweisend: – Mittel zur Spektrumspreizung mittels Pseudozufallssequenz 208, wobei diese Mittel mit den Ausgängen des ersten und zweiten Vorzeichendetektors 322(I), 322(Q) gekoppelt sind; – eine Schaltung zur Verstärkung und Invertierung 210 der von den Mitteln zur Spektrumspreizung 208 ausgegebenen Signale, wobei diese Schaltung zur Verstärkung und Invertierung 210 zwei Eingänge zur Steuerung der Verstärkung aufweist, die jeweils mit den Ausgängen der ersten und der zweiten Schaltung zur Bestimmung des absoluten Wertes 324(I), 324(Q) gekoppelt sind, wobei diese Schaltung zur Verstärkung und Invertierung 210 zwei Korrektursignale S(I), S(Q) im Basisband ausgibt.

Die beigefügte 7 stellt eine besondere Ausführungsform des Empfängers 300 dar. Man findet dort die zwei angepassten Filter 50I, 50Q wieder, die zwei Verzögerungsschaltungen 60(I), 60(Q), den differenziellen Demodulator 70, die Schaltung 80 zur Berechnung des Symboltakts Hs, die zwei Register 320I, 320Q, die zwei Schaltungen zur Vorzeichendetektion 322(I), 322(Q), die zwei Schaltungen zur Detektion des absoluten Wertes 324(I), 324(Q), und außerdem zwei Summierer 95(I), 95(Q), sowie eine Verzögerungsschaltung 350, die in der Praxis ein FIFO-Speicher ("First In-First Out) sein kann. Dieser Speicher empfängt die zwei aus den Summierern entnommenen Basisbanddaten, und schickt sie zu dem Eingang einer folgenden Stufe in Form von Signalen Dout(I), Dout(Q). In der Praxis kann der FIFO-Speicher 350 in zwei FIFO-Speicher geteilt werden, der eine für die Signale des Weges I, der andere für die Signale des Weges Q.
In 7 wird die Schaltung 200 zur Generierung des dem Mehrfachzugriffsrauschen entsprechenden Interferenzsignals in einer besonderen Form dargestellt, als handelte es sich um einen Sender für digitale Übertragung mittels Spektrumspreizung. Auf solch eine Schaltung ist eine Patentanmeldung mit dem gleichen Anmeldetag der vorliegenden Anmeldung gerichtet, die vom Anmelder dieser Anmeldung eingereicht wurde und den folgenden Titel hat: "Circuit pour transmissions numériques à étalement de spectre par séquence directe avec génération d'un signal d'interférences" (Schaltung für digitale Übertragung mit Spektrumspreizung mittels Direktsequenz mit Generierung eines Interferenzsignals). Wie in 7 dargestellt, weist diese Schaltung auf:

a. einen ersten Block 202, der eingerichtet ist, Daten über einen Eingang zu empfangen und diese in Symbolen zu ordnen, und auf einem Ausgang ein Taktsignal Hs zu erzeugen, das mit diesen Symbolen verknüpft ist,
b. einen zweiten Block 204 zur differenziellen Codierung der von dem ersten Block 202 ausgegebenen Symbole,
c. einen dritten Multiplexblock 206, der eine erste Gruppe von Eingängen, die mit dem differenziellen Codierungsblock 204 verknüpft sind, und eine zweite Gruppe von Eingängen (E_I, ,E_Q) aufweist, die eingerichtet sind, zwei Daten (D(I), D(Q)) zu empfangen, welche die Polarität des Signals zur Generierung von Interferenzen bestimmen, wobei dieser Multiplexblock 206 das eine oder andere auf der einen oder anderen der zwei Eingangsgruppen liegende Signal übermittelt,
d. einen vierten Spreizungsblock 208, der eingerichtet ist, das Signal, das er vom Multiplexblock 206 empfängt, mit einer Pseudozufallssequenz zu multiplizieren,
e. einen fünften Block 210 zur Verstärkung und Invertierung, der einen Signaleingang aufweist, der mit dem Spreizungsblock verknüpft ist und zwei Befehlseingänge (E(I), E(Q)) aufweist, die eingerichtet sind, zwei Signale (A(I), A(Q)) zur Regelung des Grades der Verstärkung zu empfangen, wobei die Ausgänge dieses fünften Blocks entweder zwei verstärkte und invertierte Signale (S(I), S(Q)) ausgeben, wenn der fünfte Block 210 aktiv ist, oder das an einem Eingang eingespeiste Signal, wenn er transparent gemacht wird.

Solch eine Schaltung ist eingerichtet, entweder in einem Sender von differenziellen Signalen mit Spektrumspreizung mittels Direktsequenz zu funktionieren, wenn der erste Block 202, der zweite Block 204, und der vierte Block 208 aktiviert werden, wobei der Multiplexblock 206 die Daten überträgt, die aus dem differenziellen Codierungsblock 204 kommen, wobei der fünfte Block 210 transparent gemacht wird, oder in einem Erzeuger von Signalen zur Korrektur von Mehrfachzugriffsinterferenzen, wenn der Multiplexblock 206 die in der zweiten Eingangsgruppe eingespeisten Signale überträgt, und wenn der vierte Block 208 und der fünfte Block 210 aktiviert werden, wobei der erste Block 202 und der zweite Block 204 deaktiviert werden.
Die Ausgänge S(I) und S(Q) können mit den Eingängen der Summierer einer folgenden Stufe gekoppelt werden, wobei die Summierer auch die verzögerten Basisbandsignale empfangen, die von dem Verzögerungsmittel 350 (FIFO) ausgegeben werden, wobei diese Schaltung die Anfangsbasisbanddaten verzögert, um sie mit dem Signal zur Interferenzkorrektur zu synchronisieren.
Die Schaltungen der 7 können in ein gleiches Bauelement integriert werden, das dann die Gesamtheit der für die Umsetzung einer digitalen Übertragung durch Spektrumspreizung mit Korrektur der Mehrfachzugriffsinterferenzen notwendigen Funktionalitäten enthält. Es reicht nämlich aus, solche Bauelemente durch Stufen zu gruppieren und diese Stufen zu kaskadieren, um die gewünschte Gesamtheit zu erlangen. 8 zeigt folglich einen Empfänger, der bei drei Benutzern funktioniert und eine parallele Interferenzunterdrückung durchführt. Diese Schaltung ist mit sechs identischen Bauelementen konstruiert, wobei drei eine erste Stufe bilden, nämlich die Bauelemente 400, 500, 600, und die drei anderen, nämlich 700, 800, 900 eine zweite Stufe bilden. Die Bauelemente haben alle die gleiche Struktur, und weisen, zum Beispiel im Fall des Bauelements 400, auf:

i. einen Empfänger 410, der aus einem Summierungsblock 411, aus zwei Korrelatoren 412, 413 gleichzeitig für den Weg I (Volllinie) und für den Weg Q (gestrichelt), einem für beide Wege gemeinsamen Demodulator 414, der die Signale Dot und Cross ausgibt, einer Schaltung zur Peak-Detektion und zur Regeneration des Taktes 415, und aus einem FIFO-Speicher 416 gebildet ist,
ii. einen Interferenzsignalerzeuger 420 gemäß dem Schema der 6.

Das Bauelement 400 weist einen Ausgang zur Korrektur von Interferenzen Se auf, der mit den Eingängen der zwei Bauelemente 800 und 900 der zweiten Stufe (für die Korrektur) gekoppelt ist, während der Ausgang Sr des FIFO-Speichers mit dem Eingang des Bauelements 700 der zweiten Stufe gekoppelt ist. Das gleiche gilt für die Bauelemente 500 und 600, deren Generatorausgänge mit den Eingängen der Bauelemente (700, 900) (700, 800), und deren verzögerte Ausgänge mit den Eingängen der Bauelemente 800 und 900 gekoppelt sind.
Die 9 und 10 stellen die mit einer solchen Schaltung erhaltenen Ergebnisse dar. 9 zeigt das Signal Dot am Ausgang der ersten Stufe (zum Beispiel am Ausgang der Schaltung 414). Ein solches Signal weist allgemein eine Folge von mal positiven, mal negativen Peaks auf, je nach dem Wert der übertragenen binären Information. Das Intervall zwischen zwei aufeinander folgenden Peaks entspricht der Dauer Ts eines Symbols. Man sieht in 9 eine Reihe solcher Peaks, die mit Störungspeaks vermischt sind, die von den Interferenzen mit den beiden anderen Benutzern stammen.
In 10 sieht man das Signal Dot des selben Benutzers, allerdings nach der zweiten Stufe, das heißt nach der Interferenzunterdrückung. Die Verbesserung ist eindrucksvoll.

Claims

Differentialempfänger mit Spektrumspreizung mittels Direktsequenz, mit gemischten Mitteln zur Bildung von Befehlssignalen für die Bildung eines Interferenzsignals, das einem Mehrfachzugriffsrauschen entspricht, wobei dieser Empfänger aufweist: a. einen ersten Weg zur Verarbeitung eines ersten Teils (I) des empfangenen Signals, wobei dieser erste Teil der mit der empfangenen Trägerwelle phasengleiche Teil ist, und wobei dieser erste Weg aufweist: i. erste Mittel (50(I)) zur angepassten Filterung, die einer bestimmten Pseudozufallssequenz entsprechen, wobei diese ersten Mittel ein erstes gefiltertes Signal (I_k) ausgeben, ii. erste Verzögerungsmittel (60(I)), die ein erstes gefiltert-verzögertes Signal (I_k-1) ausgeben, b. einen zweiten Weg zur Verarbeitung eines zweiten Teils (Q) des empfangenen Signals, wobei dieser zweite Teil der Teil in Phasenquadratur mit der empfangenen Trägerwelle ist, und wobei dieser zweite Weg aufweist: i. zweite Mittel (50(Q)) zur angepassten Filterung, die der bestimmten Pseudozufallssequenz entsprechen, wobei diese zweiten Mittel ein zweites gefiltertes Signal (Q_k) ausgeben, ii. zweite Verzögerungsmittel 60(Q), die ein zweites gefiltert-verzögertes Signal ausgeben (Q_k-1), c. eine Demodulationsschaltung (70), welche die ersten gefilterten und gefiltert-verzögerten Signale (I_k, I_k-1) und die zweiten gefilterten und gefiltert verzögerten Signale (Q_k, Q_k-1) empfängt, wobei diese Schaltung (70) Mittel aufweist, um ein Signal "Dot", welches gleich (I_kI_k-1 + Q_kQ_k-1) ist, und ein Signal "Cross", welches gleich (Q_kI_k-1 – I_kQ_k-1) ist, zu berechnen, d. eine Schaltung (80) zur Integration und Regeneration des Symboltakts (Hs), die die Signale "Dot" und "Cross" empfängt, und das ein Symboltakt-Signal (Hs) ausgibt, wobei dieser Empfänger dadurch gekennzeichnet ist, dass er darüber hinaus aufweist: e. gemischte Mittel zur Bildung von Befehlssignalen, wobei diese Signale aus einem Taktsignal (H), das aus der Demodulationsschaltung stammt, und aus Daten (D(I), D(Q)) und Amplituden (A(I), A(Q)) gebildet sind, welche aus den Mitteln zur angepassten Filterung stammen, f. eine Schaltung (200) zur Bildung eines Interferenzsignals, das dem Mehrfachzugriffsrauschen entspricht, wobei diese Schaltung von den genannten Befehlssignalen (H, D(I), D(Q), A(I), A(Q)) gesteuert wird, wobei die gemischten Mittel (e) zur Bildung von Befehlssignalen aufweisen: – ein erstes Register (320(I)), das mit dem Ausgang der ersten Mittel zur angepassten Filterung (50(I)) des ersten Weges gekoppelt ist und vom Symboltakt-Signal (Hs) gesteuert wird, welches von der Takt-Regenerations-Schaltung (80) ausgegeben wird, wobei dieses erste Register einen Ausgang aufweist, – ein zweites Register (320(Q)), das mit dem Ausgang der ersten Mittel zur angepassten Filterung (50(Q)) des zweiten Weges gekoppelt ist und von dem Symboltakt-Signal (Hs) gesteuert wird, welches von der Takt- Regenerations-Schaltung (80) ausgegeben wird, wobei dieses zweite Register einen Ausgang aufweist, – einen ersten Vorzeichendetektor (322(I)), der mit dem Ausgang des ersten Registers (320(I)) gekoppelt ist und eine erste dem ersten Weg zugehörige Information (D(I)) ausgibt, – einen zweiten Vorzeichendetektor (322(Q)), der mit dem Ausgang des zweiten Registers (320(Q)) gekoppelt ist, und eine zweite dem zweiten Weg zugehörige Information (D(Q)) ausgibt, – eine erste Schaltung (324(I)) zur Bestimmung des absoluten Wertes (A(I)) des vom Ausgang des ersten Registers (320(I)) ausgegebenen Signals, – eine zweite Schaltung (324(Q)) zur Bestimmung des absoluten Wertes (A(Q)) des vom Ausgang des zweiten Registers (320(Q)) ausgegebenen Signals,
Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die Schaltung (200) zur Bildung eines dem Mehrfachzugriffsrauschen entsprechenden Interferenzsignals aufweist: – Mittel zur Spektrumspreizung durch Pseudozufallssequenz (208), wobei diese Mittel mit den Ausgängen des ersten und zweiten Vorzeichendetektors (322(I)) (322(Q)) gekoppelt sind; – eine Schaltung zur Verstärkung und Invertierung (210) der von den Mitteln zur Spektrumspreizung (208) ausgegebenen Signale, wobei diese Schaltung zur Verstärkung und Invertierung (210) zwei Eingänge zum Steuern der Verstärkung aufweist, die jeweils mit den Ausgängen der ersten und zweiten Schaltung zur Bestimmung des absoluten Wertes (324(I)) (324(Q)) gekoppelt sind, wobei diese Verstärkungs- und Inverterschaltung (210) zwei Basisbandkorrektursignale (S(I)), (S(Q)) ausgibt.
Empfänger nach Anspruch 1, darüber hinaus aufweisend: – einen ersten Summierer (95(I)), der am Kopf des Empfängers (300) vor den ersten Mitteln zur angepassten Filterung (50(I)) platziert ist, wobei dieser Summierer einen Eingang aufweist, der den ersten phasengleichen Teil (I) empfängt, – einen zweiten Summierer (95(Q)), der am Kopf des Empfängers (300) vor den zweiten Mitteln zur angepassten Filterung (50(Q)) platziert ist, wobei dieser Summierer einen Eingang aufweist, der den zweiten Teil (Q) in Quadratur empfängt, – ein Verzögerungsmittel (350), das die vom ersten und zweiten Summierer (95(I)) (95(Q)) ausgegebenen Signale empfängt, und auf zwei Ausgängen (Dout(I)) (Dout(Q)) die entsprechenden Signale ausgibt, die derart verzögert sind, dass sie mit den von den Ausgängen (S(I)), S(Q)) der Schaltung (200) zur Bildung eines Mehrfachzugriffsinterferenzsignals ausgegebenen Signalen in Gleichlauf sind.
Differentialempfänger mit Spektrumspreizung mittels Direktsequenz mit Generierung eines Interferenzsignals, das dem Mehrfachzugriffsrauschen entspricht, dadurch gekennzeichnet, dass er eine Vielzahl von dem Anspruch 2 entsprechenden Empfängern (400, 500, 600, 700, 800, 900) aufweist, wobei diese Empfänger in mehreren kaskadierten Stufen parallel gruppiert sind, wobei die Empfänger einer gleichen Stufe (400, 500, 600) (700, 800, 900) jeweils eine bestimmte Pseudozufallssequenz verarbeiten, die Empfänger gleichen Ranges in unterschiedlichen Stufen (400, 700) (500, 800) (600, 900) mit der selben Pseudozufallssequenz arbeiten, die Ausgänge (S(I), S(Q)) der Mittel (200) zur Bildung des dem Mehrfachzugriffsrauschen entsprechenden Interferenzsignals eines Empfängers eines bestimmten Ranges einer bestimmten Stufe mit den Eingängen der Summierer (411) der Empfänger eines anderen Ranges in der folgenden Stufe gekoppelt sind, und die Ausgänge (Dout(I), Dout(Q)) des Verzögerungsmittels (350) des Empfängers einer bestimmten Stufe mit den Eingängen der Summierer des Empfängers des selben Ranges in der folgenden Stufe gekoppelt sind.