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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung hat ein Verfahren zur Datenübertragung
mit Impulsantwort und einen entsprechenden Empfänger zum Gegenstand.
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Sie
wird speziell bei der Datenübertragung mittels
der sogenannten Direktsequenz-Spreizspektrumstechnik
angewendet. Das Anwendungsgebiet der Erfindung ist groß und umfasst
den zivilen und den militärischen
Bereich, die Daten- bzw. Messwert-Fernübertragungen,
die Funktelefone, die schnurlosen Innentelefone, die Alarmsysteme,
die lokalen industriellen Netzwerke, den Transportsektor und generell
alle Fälle,
wo Übertragungen
in einem schwierigen Ausbreitungsgebiet stattfinden.
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Stand der
Technik
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Die
Erfindung ist nicht auf die Direktsequenz-Spreizspektrumsmodulationstechnik
beschränkt,
wird aber in der Folge im Rahmen dieser Technik erläutert.
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Die
Direktsequenz-Spreizspektrumsmodulationstechnik wird seit vielen
Jahren benutzt, insbesondere bei den Funkkommunikationen mit den
Satelliten und auf dem militärischen
Gebiet.
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Bei
einem Digitaldatensender mit einer klassischen Modulation moduliert
man eine Funkwelle durch eine Phasen-, Frequenz- oder Amplitudenmodulation.
Um die Darstellung zu vereinfachen, beschränkt man sich hier auf die Phasenmodulation, welche
die am häufigsten
verwendete ist.
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Die
zu übertragenden
Daten sind binäre
Elemente oder Bits. Diese Bits haben eine mit Tb bezeichnete Periode.
Mit diesen Bits kann man Symbole Sk bilden
(wo der Index k den Rang des Symbols festlegt), wobei diese Symbole
eine mit Ts bezeichnete Periode haben. Mit diesen Symbolen wird
der Funkträger
moduliert. Ein Symbol kann ein einziges Bit umfassen, in diesem
Fall also Ts = Tb, oder zwei oder mehr Bits umfassen.
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Die
Symbole Sk (erhalten nach Differentialcodierung
im Falle einer Phasendifferentialmodulation) werden mit einer Pseudozufallssequenz
multipliziert, die eine Binärrate
bzw. Chiprate hat, die M mal höher
ist als die Rate der zu übertragenden
Daten. Die Dauer Tc des Binärelements
der Pseudozufallssequenz (auch "Chip" genannt) ist also
gleich Ts/M.
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Die
Vorteile dieser Technik sind zahlreich:
- 1.
Diskretion: diese Diskretion ist verbunden mit der Spreizung der übertragenen
Information über ein
breites Frequenzband. Daraus resultiert eine geringe Spektraldichte
der Sendeenergie.
- 2. Mehrfachzugriff: Mehrere Direktsequenzspreizspektrums-Verbindungen
können
sich dasselbe Frequenzband teilen, wenn man Pseudozufallssequenzen
mit orthogonaler Spreizung benutzt (Sequenzen mit einer Interkorrelationsfunktion, die
bei allen Verschiebungen ein sehr schwaches Restrauschen aufweist).
Diese Technik, bekannt als CDMA-Technik, ist schwierig anzuwenden, denn
sie erfordert eine kritische Verwaltung der Sendeenergie. Ein Empfänger einer
Verbindung darf nämlich
nicht durch einen benachbarten Sender einer anderen Verbindung "geblendet" werden.
- 3. Koexistenz mit klassischen Schmalband-Kommunikationen: Systeme
mit Schmalbandmodulation und solche mit Breitbandmodulation können sich
dasselbe Frequenzband teilen. Für
die Schmalbandkommunikationen verstärkt sich das radioelektrische
Umgebungsrauschen nur leicht; die Kommunikationen mit Spreizspektrumsmodulation
scheiden die Schmalbandmodulationen dank der beim Empfang durchgeführten Korrelationsoperation
aus.
- 4. Erschwertes Abhören
bzw. Mithören:
das Abhören
einer Direktsequenzspreizspektrums-Übertragung ist schwieriger
aufgrund der geringen Spektraldichte und der Tatsache, dass der
Empfänger die
Spreizsequenz kennen muss, um die Daten demodulieren zu können.
- 5. Sehr gutes Verhalten in einer Mehrwege-Umgebung: bei dieser
Art von Umgebung erfolgt die Ausbreitung der Funkwelle auf multiplen
Wegen, bei denen Reflexions-, Diffraktions- und Diffusionsphänomene eine
Rolle spielen. Zudem gibt es oft keinen zeitlich stabilen direkten
Weg zwischen dem Sender und dem Empfänger. Diese Mehrwege-Ausbreitung
bewirkt Störeffekte,
die dazu tendieren, die Qualität
der Übertragung
zu verschlechtern. Die hauptsächlichen
schädlichen
Effekte sind die folgenden:
- – die
Verbreiterung der Impulsantwort: dieser Effekt besteht darin, dass
die verschiedenen zum Empfänger
führenden
Wege unterschiedliche Gruppenverzögerungen haben; diese Verbreiterung
der Impulsantwort erzwingt einen Grenzwert der zu übtragenden
Datenrate; die Dauer des übertragenen
Signals muss sehr viel größer sein als
diese Impulsantwort-Breite, um eine akzeptable Fehlerrate zu bekommen;
- – Schwunde
oder "Fading": die Ursache dieser Schwunde
ist die vektorielle Summe in Höhe
der Empfangsantenne; diese vektorielle Summe kann destruktiv sein,
wenn die empfangenen Signale gegenphasig sind; diese großen Pegelfluktuationen
beim Empfang gibt es auch im Falle einer Verbindung von Festpunkt
zu Festpunkt; sie werden in diesem Fall verursacht durch die Bewegungen von
Personen, Fahrzeuge usw. in der Funkumgebung; die üblicherweise
zur Beseitigung dieser Mängel
angewendeten Techniken sind sogenannte Diversity-Techniken; sie
bestehen darin, mehrere statistisch unabhängige Signale zu benutzen, um
die Nutzdaten wiederzufinden (zum Beispiel mehrere Empfangsantennen);
- – das
Doppler-Rauschen: Der Dopplereffekt verursacht beim Empfang eine
Frequenzverschiebung; diese Verschiebung ist proportional zu der Fortbewegungsgeschwindigkeit
und zu dem Kosinus des Winkels zwischen dem Geschwindigkeitsvektor
und dem mit der Funkwelle verbundenen elektrischen Feld; bei einer
Mehrwegeumgebung drückt
sich die Verschiebung wegen der Unkontrolliertheit der Ankunftsrichtungen
der verschiedenen Wege durch ein Frequenzrauschen aus;
- – jedenfalls
erfordert das exzellente Verhalten bei den Schwundkanälen die
Verwendung einer asynchronen Empfangsstruktur ohne Regelkreis in
dem energiereichsten Weg, wie dies klassischerweise bei den Spreizspektrumskommunikationen
der Fall ist.
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Die
Direktsequenz-Spreizspektrummodulationstechnik wird in der spezialisierten
Literatur ausführlich
beschrieben. Nennen kann man die folgenden Werke:
- – "CDMA Principles of
Spread Spectrum Communication" von
Andrew J. VITERBI, Addison Wesley Wireless Communications Series,
- – "Spread Spectrum Systems" von Robert C. DIXON,
John WILEY and Sons,
- – "Spread Spectrum Communications" von Marvin K. SIMON,
Jim K. OMURA, Robert A. SCHOLTZ and Barry K. LEVITT, Computer Science
Press, 1983, Vol. I.
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Die
beigefügte 1 zeigt
das vereinfachte Blockschaltbild eines Spreizspektrumempfängers im Falle
einer Differentialmodulation beim Senden.
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In
dieser Figur sieht man einen Empfänger mit einer Antenne 10,
einen lokalen Oszillator 12, einen Multiplizierer 14,
einen Verstärker 16,
ein Anpassungsfilter 18, eine Verzögerungsleitung 20,
einen Multiplizierer 22, einen Integrierer 24 und
eine Entscheidungsschaltung 26.
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Das
Funktionsprinzip dieses Empfängers
ist das folgende.
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Das
Anpassungsfilter 18 realisiert die Korrelationsoperation
zwischen dem empfangenen Signal und der Spreizungssequenz, die benutzt
wurde, um die Daten zu senden. Das beim Senden gewählte Prinzip
der Phasendifferentialmodulation besteht darin, dass die Information
enthalten ist in der Phasendifferenz zwischen den Signalen am Ausgang
des Anpassungsfilters 18 und am Ausgang der Verzögerungsleitung 20.
Diese Information wird durch den Multiplizierer 22 wieder
hergestellt.
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Jedem
Ausbreitungsweg entspricht ein Korrelationspeak am Ausgang des Multiplizierers 22.
Die Rolle des Integrierers 24 besteht darin, die von jedem der
Ausbreitungswege stammenden Daten zu berücksichtigen. Da die Ausbreitungswege
in einer Mehrwegeumgebung statistisch unabhängig sind, realisiert man mit
dieser speziellen Empfängertechnik
eine auf Diversity beruhende Verarbeitung, deren Ordnung hoch sein
kann, wenn die Impulsantwort komplex ist. Die Entscheidungsschaltung 26 ermöglicht die
Rückgewinnung
der gesendeten Daten und außerdem
eine Regenerierung des Takts.
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Die
Realisierungsschwierigkeiten dieses Direktsequenzspreizspektrumempfängers betreffen
die Funktionen des Anpassungsfilterns und des Verzögerns. Eine
klassische Lösung
zur Realisierung dieser Funktionen besteht darin, Oberflächenschallwellenvorrichtungen
zu benutzen.
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Eine
originelle bzw. neuartige Technik empfiehlt, mit einem einzigen
Bauteil die beiden Funktionen des Anpassungsfilterns und des Anpassungs- und
Verzögerungsfilterns
zu realisieren. Dieses Bauteil wird in dem Dokument FR-A-2 696 298
beschrieben. Der Empfänger
umfasst also:
- – einen ersten Korrelator für die Funktion
des Anpassungsfilterns (Korrelation zwischen einem an seinem Eingang
eingespeisten Signal und der beim Senden benutzten Pseudozufallssequenz),
- – einen
zweiten Korrelator, dessen Ausgangsignal verzögert wird um eine Dauer gleich
der Dauer eines gesendeten Symbols Ts; in diesem Fall wird die Verzögerung durch
die Ausbreitungszeit der Schallwelle auf bzw. in dem Quarzsubstrat
erzeugt.
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Obschon
in mancher Hinsicht zufriedenstellend, hat diese Lösung Nachteile:
- – die
Pseudozufallssequenz ist in Form eines Elektrodenkammes in das Substrat
des Bauteils geätzt;
sie ist also nicht programmierbar; daher ein Fehlen von Anpassungsfähigkeit;
- – die
Einfügungsverluste
des Bauteils sind sehr hoch (ungefähr 40 dB); diese Verluste haben
eine erhöhte
Komplexität
der Verstärkerstufe
zur Folge;
- – diese
Struktur des Bauteils begrenzt aus Gründen der Größe die maximale Länge der
Pseudozufallssequenzen auf ungefähr
511 Chips;
- – der
Zugriff bei niedriger Datenrate ist in Anbetracht der Größe der zu
realisierenden Verzögerungsleitung
schwierig.
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Eine
andere Realisierungstechnik der Anpassungsfilterungs- und Verzögerungsfunktionen
ist dank der in der Mikrotechnologie erzielten Fortschritte möglich geworden.
Diese Technik benutzt spezifische digitale Schaltungen. Nennen kann
man zum Beispiel die Schaltung STEL2000A von STANFORD TELECOM.
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In
diesem Sinne beschreibt die französische Patentanmeldung FR-A-2
742 014 eine Digitalschaltung, deren Blockschaltbild in der 2 dargestellt ist.
Dieser Empfänger
umfasst zwei analoge Kanäle, den
einen zur Verarbeitung des mit dem Träger phasengleichen Teils I
des Signals und den anderen zur Verarbeitung des zu demselben Träger um 90° phasenverschobenen
Teils Q des Signals.
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Der
Teil I umfasst erste Anpassungsfiltereinrichtungen 50(i),
die eine erste Filterfunktion zu erfüllen, entsprechend der beim
Senden benutzten Pseudozufallsequenz; diese ersten Einrichtungen
liefern Abtastwerte Ik. Der Kanal I umfasst
noch erste Verzögerungseinrichtungen 60(I),
die eine erste Verzögerungsfunktion
einer Dauer gleich der Periode Ts der Symbole erfüllen und
Abtastwerte Ik-1 liefern.
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Der
Kanal Q umfasst zweite Anpassungsfiltereinrichtungen 50(i),
die eine zweite Filterfunktion zu erfüllen, wieder entsprechend der
beim Senden benutzten Pseudozufallsequenz; diese zweiten Einrichtungen
liefern Abtastwerte Qk. Der Kanal Q umfasst
noch erste Verzögerungseinrichtungen 60(Q), die
eine Verzögerungsfunktion
einer Dauer Ts erfüllen
und Abtastwerte Qk-1 liefern.
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Der
Multiplizierer 70 liefert Kombinationen der Produkte dieser
Abtastwerte und insbesondere ein mit Dot(k) bezeichnetes Signal,
das gleich IkIk-1 + QkQk-1 ist, und ein
mit Cross(k) bezeichnetes Signal, das gleich QkIk-1 – IkQk-1 ist. Die Schaltung
der 2 wird durch eine Programmierungseinrichtung 72 vervollständigt.
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Um
den Vorteil der Signale Dot(k) und Cross(k) zu verstehen, sei daran
erinnert, dass ein Träger
der Frequenz w, phasenmoduliert durch eine Funktion P(t), zu einem
modulierten Signal s(t) führt, das
man in folgender Form schreiben kann: s(t) =
A(t)cos[wt + P(t)]wo A(t) die Amplitude des Signals darstellt.
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Dieser
Ausdruck kann sich entwickeln zu: s(t) = A(t)coswt
cosP(t) – A(t)sinwt
sinP(t).
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Wenn
I(t) = A(t)cosP(t) das mit dem Träger phasengleiche Signal ist
und Q(t) = A(t)sinP(t) das zum Träger um 90° phasenverschobene Signal, kann man
das Signal s(t) in folgender Form ausdrücken: s(t)
= I(t)coswt – Q(t)sin
wt
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Wenn
man in den komplexen Bereich übergeht,
kann man das Signal s(t) in komplexer Form schreiben: S(t)
= U(t)exp(jwt) mit U(t) = I(t) + jQ(t).
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Das
reelle Signal s(t) ist der reelle Teil des komplexen Signals S(t).
Die Verarbeitung des Signals s(t) kann also erfolgen, indem man
die beiden Signale I(t) und Q(t) verarbeitet, die in der Folge mit
I und Q bezeichnet werden. Diese beiden Signale werden Basisbandsignale
genannt. Man kann sie leicht erhalten durch eine Multiplikation
der empfangenen Signale mit einem Signal in Phase mit dem Träger (für I) und
einem zum Träger
um 90° phasenverschobenen
Signal (für
Q).
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Bei
einer Verbindung, wo eine Differentialmodulation benutzt wird, muss
der Demodulator beim Empfang den Abtastwert Sk, erhalten zum Zeitpunkt t,
multiplizieren mit dem konjugierten Abtastwert von Sk-1,
erhalten zum Zeitpunkt t – Ts,
wo Ts die Dauer der Symbole ist. Dieses Produkt kann sich wie folgt entwickeln: (Ik + jQk) × (Ik-1 + jQk-1) = IkIk-1 + QkQk-1 + j(QkIk-1 – IkQk-1) = Dot(k) +
jCross(k)mit Dot(k) = IkIk-1 + QkQk-1 und Cross(t) =
QkIk-l – IkQk-1.
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Es
ist genau die Aufgabe der Schaltung 70, diese Signale Dot(k)
und Cross(k) aus den Abtastwerten Ik, Ik-1, Qk, Qk-1 zu bilden, da diese Signale die gesuchte
Information befördern.
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Die
oben beschriebene Lösung
beseitigt das Hauptproblem dieses Empfängertyps nicht, das darin besteht,
dass das Signal am Ausgang des Demodulators entweder ein Signal
ist, das proportional ist zu der auf einem bestimmten Ausbreitungsweg
beförderten
Energie (Energie gleich dem Quadrat der Amplitude des empfangenen
Echos), oder ein Rauschen ist.
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Die
einfache Integrationsverarbeitung, ausgeführt in einem Differentialempfänger bekannten Typs,
entspricht also nicht nur der Summe der durch alle Ausbreitungswege
beförderten
Energien, sondern auch der nicht für Ausbreitungswege repräsentativen
Signale, was den Rauschabstand verschlechtert. Mit anderen Worten
werden bei dieser Technik die Korrelationspeaks nicht getrennt.
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Es
gibt jedoch eine Technik, bei der versucht wird, sich frei zu machen
von dem zwischen den Korrelationspeaks existierenden Rauschen. Es
handelt sich um die sogenannte RAKE-Technik ("rake" für das englische
Wort "Rechen"). Sie besteht darin, eine
bestimmte Anzahl Ausbreitungswege zu isolieren und nur die durch
diese Wege beförderten
Energien hinzuzufügen.
Bei diesem Lösungsweg
ermöglichen
eine bestimmte Anzahl von Anpassungsfiltern (Korrelatoren), einen
Kanal zu sondieren und folglich die "Rechenzinken" zu platzieren, wobei andere Korrelatoren
ermöglichen,
die energetischsten Wege zu verfolgen. Eine Verarbeitung ermöglicht anschließend, die
Quadrate der Amplituden der berücksichtigten
Wege zu summieren.
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Bezüglich der
Architekturen des Typs RAKE, die eine kohärente Modulation benutzen,
kann man sich beziehen auf den Artikel mit dem Titel "ASIC Implementation
of a Direct-Sequence Spread-Spectrum RAKE-Receiver" von Stephen D. LINGWOOD,
Hans KAUFMANN, Bruno HALLER, veröffentlicht
in IEEE Vehicular Technology Conference VTC'94, Stockholm, Juni 1994, SS. 1–5.
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Jedoch
hat diese Lösung
noch Nachteile:
- – in der Praxis kann man nur
eine bestimmte Anzahl von Ausbreitungswegen verfolgen (2 bis 4 bei
praktischen Realisationen); im Falle einer langen Impulsantwort
mit einer großen
Anzahl von unterschiedlichen Wegen ist die Diversity-Ordnung (das
heißt
die Anzahl der simultan verarbeiteten, statistisch unabhängigen Informationen) folglich
begrenzt; man benutzt nicht die gesamte durch den Kanal übertragene
Information,
- – die
Korrelatoren, die ermöglichen,
den Kanal zu sondieren, um die Zinken des Rechens zu positionieren,
müssen
sehr schnell sein, um sich an eventuelle schnelle Veränderungen
des Übertragungskanals
anzupassen (kohärente
Modulation).
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Um
zu versuchen, diese Mängel
zu beseitigen, muss man die Art des zu übertragenden Signals neu betrachten
und nach einer befriedigenden Verarbeitung suchen. Im Falle einer
Phasenmodulation bzw. Phasenumtastung mit 2 Zuständen, mit DPSK ("Differential Phase
Shift Keying") bezeichnet,
muss nur das Signal Dot(k) analysiert werden, um die gesendeten
Daten wieder zu finden. Das Signal Cross(k) kann jedoch benutzt
werden, um eine automatische Frequenzkontrolle durchzuführen.
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Die
beigefügte 3 zeigt
den durch Simulation erhaltenen Verlauf eines Signals Dot in dem Fall,
wo es zwischen dem Sender und dem Empfänger nur einen einzigen Ausbreitungsweg
gibt. Die dargestellten Peaks sind mal positiv und mal negativ, je
nach Wert der übertragenen
binären
Information. Das Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Peaks
entspricht der Dauer Ts eines Symbols.
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Im
Falle einer Phasenmodulation bzw. Phasenumtastung mit 4 Zuständen, mit
DQPSK (Q für "Quaternary") bezeichnet, müssen die
beiden Signale Dot und Cross simultan geprüft werden, um die gesendeten
Daten wieder zu finden.
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Die 4 und 5 zeigen
jeweils den Verlauf der Signale Dot und Cross, wieder erhalten durch Simulation
im Falle eines einzigen Wegs.
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Im
Falle von mehreren Wegen würden
sich die in den 3 bis 5 dargestellten
Peaks für
jedes Symbol verdoppeln, verdreifachen, vervierfachen usw., wobei
die Anzahl der detektierten Peaks gleich der Anzahl der Wege der
Funkwelle zwischen Sender und Empfänger ist.
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Ein
einfacher Integrierer wie der Integrierer 24 der 1,
integriert in die Schaltung 90 der 2, integriert
alle vorhandenen Signale, das heißt zugleich die Peaks (einer
Information entsprechend) und das Rauschen (keiner Information entsprechend).
Das Rauschabstand ist folglich klein.
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Die
vorliegende Erfindung hat die Aufgabe, genau diesen Mangel zu beseitigen
und den Rauschabstand zu verbessern.
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Darstellung
der Erfindung
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Die
geht von der Beobachtung aus, nach der das erhaltene Signal – indem
man die Summe der Quadrate der Signale Dot(k) und Cross(k) nimmt, dann
die Quadratwurzel dieser Summe zieht – direkt die Energieverteilung
der verschiedenen Ausbreitungswege wiedergibt, wobei die Amplitude
jedes Peaks die auf den entsprechenden Weg entfallende Energie darstellt.
Nach der Erfindung misst man also zunächst eine Größe E(k),
definiert durch: E(k) = [Dot(k)2 +
Cross(k)2]1/2.
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Nach
einer anderen Charakteristik der Erfindung führt man über einige Symbole eine Operation zur
Berechnung des Mittelwerts der Energie E(k) durch, das heißt mit einigen
Werten des Rangs k. Die für
diese Mittelwertsberechnung berücksichtigte
Anzahl von N Symbolen muss einer Dauer entsprechen, die kleiner
ist als die Kohärenzzeit
des Kanals, das heißt
derjenigen Zeit, nach der zwei verschiedenen Wellen desselben Ursprungs
nicht mehr interferieren. Man geht davon aus, dass über eine
Dauer gleich N-mal der Dauer Ts eines Symbols der Übertragungskanal
seine Kohärenzeigenschaften
bewahrt (sogenannte Stationärzustands-Hypothese).
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Mit
Hilfe dieses Mittelwerts Emoy gewichtet man
anschließend
die momentanen Signale Dot(k) und Cross(k), zum Beispiel durch einfache
Multiplikation von Dot(k) und Cross(k) mit dem Wert Emoy.
Man erhält
also zwei neue, sogenannte gewichtete Signale, nämlich Dot(k)moy und
Cross(k)moy. Mit Hilfe dieser gewichteten
Signale, die den Mittelwert der Energie über mehrere Symbole wiedergeben,
realisiert man anschließend
die Integrationsverarbeitung über
eine Periode Ts des Sybols und dann die Regeneration des Takts und
die Rückgewinnung
der Daten.
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Die
Mittelwertbildung des momentanen Ausgangs ermöglicht, an den Ausgängen Dotmoy und Crossmoy die
Ausbreitungswegen entsprechenden Peaks aufrechtzuerhalten (unter
Berücksichtigung der
verifizierten Hypothese des Stationärzustands des Kanals über besagte
einige bzw. mehrere benutzte Symbole) und den Pegel des durch die
elektromagnetische Umgebung, eine Frequenzverschiebung oder eine
Phasenrotation verursachten Rauschens stark zu reduzieren.
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Die
Vorteile der Erfindung sind also die folgenden:
- – Verbesserung
des Rauschabstands der Ausgänge
Dotmoy und Crossmoy vor
den Stufen der Integration, der Taktwiederherstellung und der Wiedergabe
der gesendeten Binärdaten,
- – Berücksichtigung
aller Energien alle Ausbreitungswege (im Gegensatz zu den Architekturen des
Typs RAKE),
- – einfache
Erlangung einer Schätzung
der Impulsantwort des Übertragungskanals,
ohne Begrenzung auf gewisse Anzahl von Wegen, die als die energetischsten
betrachtet werden.
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Die
Erfindung wurde oben in dem Kontext des Direktsequenzspreizspektrums
definiert, beschränkt
sich aber nicht auf diesen Kontext, sondern ist allgemeiner. Sie
ist nämlich
auf alle Verbindungstypen anwendbar, welche Phänomene bzw. Vorgänge des
Impulstyps benutzen, wo man die Information in Form von mehreren
zeitlich verschobenen Antworten erhält und der Übertragungskanal während mehrerer
Perioden der übertragenen
Symbole einer Stationärzustandsregel
gehorcht.
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Genau
ausgedrückt
hat die Erfindung ein Verfahren zur Verbesserung der Informationsübertragung
mit Impulsantwort eines Übertragungskanals zum
Gegenstand, wobei dieses Verfahren darin besteht, Informationssymbole
auf einem Übertragungskanal
zu übertragen,
der mehrere mögliche
Wege aufweist, so dass man für
ein selbes übertragenes
Informationssignal mehrere Empfangssignale erhält, wobei dieser Kanal während einer
Zeitdauer stabil ist, die mehreren Informationssymbol-Übertragungsperioden
entspricht. Dabei ist dieses Verfahren dadurch gekennzeichnet, dass
man die Energie der genannten mehreren Empfangssignale berechnet,
indem man während
der genannten Stabilitätsdauer
des Kanals alle Energien aller Ausbreitungswege berücksichtigt,
man einen Mittelwert dieser Energie während der genannten Stabilitätsdauer
errechnet, man die empfangenen Signale durch den Mittelwert gewichtet
und man die gewichteten Signale verarbeitet, um die Information
wiederherzustellen.
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Nach
einer Variante dieses Verfahrens realisiert man beim Senden eine
Phasendifferentialmodulation und eine Direktsequenz-Spektrumsspreizung und
empfängt
beim Empfang das übertragene
Signal, führt
ein an die beim Senden benutzte Sequenz angepasstes Filtern durch,
um Korrelationssignale zu erzeugen, verzögert diese Korrelations-Peaks um eine Dauer
gleich der Periode der Informationssymbole und erzeugt aufgrund
der Korrelationssignale und der verzögerten Signale Peaks, von denen
jeder die längs
eines speziellen Wegs des Kanals übertragene Information wiedergibt.
Dabei ist dieses Verfahren dadurch gekennzeichnet, dass man die
Energie dieser Peaks berechnet, man den Mittelwert dieser Energie über mehrere
Symbole errechnet, man diese Peaks durch den errechneten Mittelwert
gewichtet und man die gewichteten Peaks verarbeitet, um die durch
jedes Symbol beförderte
Information wiederherzustellen.
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Die
Erfindung hat auch einen Empfänger
zur Durchführung
des oben definierten Verfahrens zum Gegenstand. Dieser Empfänger umfasst
die bezüglich
der 2 beschriebenen Einrichtungen und ist dadurch
gekennzeichnet, dass er außerdem
umfasst:
- d) Recheneinrichtungen, um für jeden
Rang k eines Symbols die Quadrate der Signale Dot(k) und Cross(k)
und die Summe dieser Quadrate zu berechnen, um die Quadratwurzel
aus dieser Summe zu ziehen, also E = [Dot(k)2 +
Cross(k)2]1/2, um anschließend den
Mittelwert Emoy dieser Größe E über N aufeinanderfolgende
Symbole zu errechnen, wobei N eine definierte ganze Zahl ist, und schließlich, um
jedes Signal Dot(k) und Cross(k) durch den vorher errechneten Mittelwert
Emoy zu gewichten, um ein mittleres Signal
Dot(k)moy und ein mittleres Signal Cross(k)moy zu erhalten,
- e) eine Schaltung, in welche die durch die Recheneinrichtungen
gelieferten mittleren Signale (Dot(k))moy und
(Cross(k))moy eingespeist werden, wobei
diese Schaltung fähig
ist, diese mittleren Signale über
die Dauer eines Symbols zu integrieren und die entsprechende Information
wiederherzustellen.
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Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Die 1,
schon beschrieben, zeigt einen bekannten Empfänger zur Direktsequenzspreizspektrums-Übertragung;
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die 2,
schon beschrieben, zeigt eine bekannte digitale Schaltung zur Verarbeitung
der Signale I und Q;
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die 3,
schon beschrieben, zeigt das Verhalten eines Signals Dot in dem
Fall einer Differentialmodulation bzw. -umtastung mit 2 Phasenzuständen (DPSK);
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die 4 schon
beschrieben, zeigt das Verhalten eines Signals Dot in dem Fall einer
Differentialmodulation bzw. -umtastung mit 4 Phasenzuständen (DQPSK);
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die 5,
schon beschrieben, zeigt das Verhalten eines Signals Cross in dem
Fall einer Differentialmodulation bzw. -umtastung mit 4 Phasenzuständen (DQPSK);
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die 6 zeigt
das Blockschaltbild eines Empfängers
nach der Erfindung;
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die 7 zeigt
das Blockschaltbild der Einrichtungen zur Berechnung der Energie
und des Mittelwerts und der Gewichtungsoperation;
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die 8 zeigt
ein Realisierungsbeispiel einer Schaltung zur Bestimmung der Energie,
zur Berechnung ihres Mittelwerts und zur Durchführung einer Gewichtung;
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die 9A, 9B zeigen
das Signal Dot (im Falle einer Modulation des Typs DPSK) nach dem Stand
der Technik (9A) und nach der Erfindung (9B).
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Detaillierte
Darstellung von Realisierungsarten
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Die 6 zeigt
einen erfindungsgemäßen Empfänger. Dieser
Empfänger
umfasst Einrichtungen, die schon bezüglich der 1 beschrieben
wurden und dieselben Bezugszeichen tragen. Erfindungsgemäß umfasst
dieser Empfänger
außerdem eine
Schaltung 100, angeordnet zwischen dem Multiplizierer 70 und
der Schaltung 90 zur Wiederherstellung der Daten und zur
Regenerierung des Takts.
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Die
Struktur dieser Schaltung 100 ist in der 7 dargestellt.
Sie umfasst eine Schaltung 110 zur Berechnung der Energie
E, eine Schaltung 120 zur Berechnung der Energie Emoy, und eine Schaltung 130 zur
Gewichtung der Signale Dot und Cross (in der Folge wird zur Vereinfachung
in den Bezeichnungen der Rang k weggelassen). Die Schaltung 110 erhält die Signale
Dot und Cross ihr vorangehenden Schaltung 70, und die Schaltung 130 liefert
die durch den Mittelwert gewichteten Signale, also Dotmoy und Crossmoy, die dann in die Schaltung 90 eingespeist werden.
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Die 8 zeigt
eine mögliche
Realisierungsart dieser Schaltungen. Die Energie E kann durch die Ermittlung
des Maximums der Absolutwerte der Signale Dot und Cross bestimmt
werden. Die Schaltung 110 umfasst dazu zwei Schaltungen 112 und 114 zur Ermittlung
dieser Absolutwerte, und eine Schaltung 116 zur Ermittlung
des Maximums dieser Absolutwerte.
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Die
Berechnung des Mittelwert Emoy kann durch
ein rekursives Filter erfolgen, definiert durch seine Z-Transformierte: H(Z) = (1/N)E + ((N – 1)/N)Z–M,wo
N eine Anzahl von Symbolen definiert, deren Zeit kürzer ist
als die Kohärenzzeit
des Übertragungskanals
und M die Anzahl der Chips der Pseudozufallsequenz ist. Der Term
Z–M entspricht
der Dauer Ts eines Symbols. Die Schaltung 120 umfasst also
einen ersten Multiplizierer 122, der den Wert E und den
Wert 1/E erhält,
einen zweiten Multiplizierer 124, der den Wert (N – 1)/N erhält, einen
Addierer 126 und eine Verzögerungsleitung 128 einer
Dauer gleich der Periode Ts eines Symbols, wobei diese Verzögerungsleitung
auf den Multiplizierer 124 zurückgeschleift ist. Diese Schaltung
fügt also
N aufeinanderfolgende Signale hinzu und teilt diese Summe durch
N, was sehr wohl dem gesuchten Mittelwert entspricht. Diesen Mittelwert
erhält
man am Ausgang der Verzögerungsleitung 128.
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Die
Gewichtung erfolgt einfach durch zwei Multiplikationen: Dotmoy = Dot × Emoy Crossmoy =
Cross × Emoy.
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Zu
diesem Zweck umfasst die Schaltung 130 einerseits einen
ersten Multiplizierer 132, der Emoy und
das Signal Dot erhält
und Dotmoy liefert, und andererseits einen
zweiten Multiplizierer 134, der Emoy und
das Signal Cross erhält
und Crossmoy liefert.
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Die 9A und 9B zeigen
die Resultate, erhalten durch Simulation im Falle einer DPSK. Die 9A zeigt
das Signal Dot mit seinem Rauschen und die 9B dasselbe
Signal nach der Gewichtung, das heißt also in Wirklichkeit das
Signal Dotmoy. Man sieht, dass das Rauschen
zwischen den Korrelationspeaks sehr stark reduziert ist und das
Signal-Rausch-Verhältnis
sich beträchtlich
verbessert hat.