DE69014744T2

DE69014744T2 - Demodulator für Spreizspektrumsignal.

Info

Publication number: DE69014744T2
Application number: DE69014744T
Authority: DE
Inventors: Jacobus Cornelis Haartsen; Bruce Tab Tuch; Driest Hans Van; Maarten Visee
Original assignee: AT&T Global Information Solutions Co
Current assignee: NCR International Inc
Priority date: 1989-07-20
Filing date: 1990-07-17
Publication date: 1995-07-27
Anticipated expiration: 2010-07-18
Also published as: GB8916623D0; EP0409538A2; CA2008754C; EP0409538B1; EP0409538A3; US4998261A; DE69014744D1; CA2008754A1

Description

Diese Erfindung betrifft Digitaldatenempfänger von der Art zum Demodulieren eines empfangen, Festcode-Spreizspektrum- Phasendifferenz-modulierten Datensignals, das eine Folge von Datensymbolen mit einer vorbestimiriten Symbolrate darstellt.
Verschiedene Modulationsarten sind zum Übertragen von Digitaldaten bekannt. Eine bekannte Modulationsart stellt die Quadraturphasen-Modulation (QPSM) dar, bei der ein Signal einer kontinuierlichen Welle (CW) zwischen 0º, 90º, 180º und -90º in der Phase geschaltet wird. Dies gibt vier mögliche Zustände pro Symbol, daß heißt, zwei Bits der Information werden pro Symbol übertragen. Um ein solches Signal zu demodulieren, ist ein kohärentes Bezugssignal (ein Oszillator) als Phasenbezug erforderlich. Um dieses Problem zu beseitigen, ist es bekannt, eine Struktur mit Phasendifferenz-moduliertem Signal (DPSK) zu verwenden. Bei dieser Signalstruktur ist es nicht die absolute Phase eines Symbols, die die Information darstellt, sondern die Phasenänderung zwischen zwei benachbarten Symbolen, die 0º, 90º, 180º oder -90º betragen kann. Um ein solches DPSKSignal zu demodulieren, ist die Phase von zwei benachbarten Symbolen zu vergleichen.
Für Datenübertragung ist es auch bekannt, Spreizspektrumsysteme zu verwenden. Spreizspektrum-Kommunikationssysteme verwenden eine Bandbreite, die größer als die Datenbandbreite ist. Dies bringt mehrere Vorteile, die eine hohe Widerstandsfähigkeit bezüglich Interferenz, eine größere Toleranz bezüglich Mehrwegsignalen und eine geringere Spektralleistungsdichte einschließen. Eine Art von Spreizspektrumsystem, die als Direktfolge-Spreizspektrum (DSSS) bekannt ist, bewirkt durch Nodulation der Information mittels eines festgelegten Pseudozufallcodes eine "Spreiz-" Funktion. Zum Beispiel können binäre Signale mit 0- und 1-Pegel unter Verwendung einer EXKLUSIV-ODER-Toreinrichtung moduliert werden, wobei die einzelnen Bits des festen Pseudozufallscodes, um eine Vielzahl von Bits zu erzeugen, die als "Chips" bekannt ist, das ursprüngliche binäre Signal mit 0- oder 1-Pegel darstellen. Deshalb liegen in der Zeitdauer von einem Symbol viele Chips vor, wodurch die spektrale Belegung des übertragenen Signals entsprechend der Anzahl von Chips in einer Symbolperiode erhöht wird. Auf diese Weise wird eine sogenannte Verarbeitungsverstärkung des DSSS-Systems erzielt.
Ein Datenübertragungssystem, das eine Spreizspektrumkodierungs- und Phasendifferenz-Modulation verwendet, ist aus dem U.S.-Patent Nr. 4,672,658 mit Anwendung auf ein drahtloses Nebenstellen- (PBX-) Netzwerk bekannt, das für Stimm- und Datenkommunikation verwendet wird. Der in dieser bekannten Vorrichtung verwendete Empfänger verwendet einen Filter-Korrelationsanalysator, der auf akustische Oberflächenwellen (SAW) angepaßt ist, um einen "Entspreiz-" Vorgang zu bewirken, woraufhin ein Demodulator das Phasendifferenz-modulierte Signal demoduliert. Diese bekannte Anordnung hat den Nachteil einer komplexen und teueren Ausführung.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung einen Digitaldatenempfänger der benannten Art zu schaffen, bei dem der zuvor erwähnte Nachteil verringert wird.
Deshalb ist gemäß der vorliegenden Erfindung ein Digitaldatenempfänger zum Demodulieren eines empfangenen, Festcode-Spreizspektrum-Phasendifferenz-modulierten Datensignals vorgesehen, das eine Folge von Datensymbolen mit einer vorbestimmten Symbolrate darstellt, der gekennzeichnet ist durch eine Eingangseinrichtung, die zum Anlegen des empfangenen Datensignals an eine SAW- (akustische Oberflächenwelle) Einrichtung ausgelegt ist, die einen auf einen piezoelektrischen Substrat angeordneten Eingangswandler und einen ersten und einen zweiten Ausgangswandler aufweist, die jeweils an den Festcode angepaßt sind und auf dem Substrat von dem Eingangswandler um einen von der Symbolrate abhängigen Abstand relativ versetzt sind, so daß entsprechend ein erstes bzw. ein zweites Signal erzeugt wird, die eine relative Verzögerung aufweisen, die einer Symbolperiode entspricht, eine erste Vervielfachereinrichtung, die zum Multiplizieren des ersten und des zweiten Signals zum Erzeugen eines dritten Signals ausgelegt ist, eine Phasenverschiebungseinrichtung, die zum Phasenverschieben des zweiten Ausgangssignals ausgelegt ist, eine zweite Vervielfachereinrichtung, die zum Multiplizieren des ersten Signals und des phasenverschobenen zweiten Signals zum Erzeugen eines vierten Signals ausgelegt ist und eine Entscheidungseinrichtung, die auf das dritte und das vierte Signal anspricht und zum Erzeugen von Ausgangssignalen ausgelegt ist, die die empfangenen Daten darstellen.
Ein erfindungsgemäßer Digitaldatenempfänger bietet ferner Vorteile, die aus der Realisierung auf einem einzelnen piezoelektrischen Substrat entstehen. So werden weniger akustisch-elektrische Energiebereichs-Übergänge benötigt, wodurch die Notwendigkeit einer Verstärkung verringert wird, die zum Ausgleichen solcher Verluste benötigt würde. Ferner werden die bandbreitebegrenzenden Effekte vermieden, die durch das Verwenden einer separaten Verzögerungsleitung eingeführt würden. Letztendlich wird eine genaue Anpassung der verzögerten Autokorrelationsfunktion erreicht, da sie mittels einens identischen aber körperlich verschobenen Wandlers erzeugt wird.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird nun beispielsweise unter Bezug auf die beiliegende Zeichnung beschrieben, bei der:
Fig. 1 ein Blockdiagramm ist, das einen Datensender zum Erzeugen und Senden eines Direktfolge-Spreizspektrum- Phasendifferenz-modulierten Signals darstellt;
Fig. 2 ein Blockdiagramm ist, das einen erfindungsgemäßen Dateneinpfänger zum Empfangen des durch die Schaltung der Fig. 1 erzeugten und gesendeten Signals darstellt; und
Fig. 3 ein schematisches Diagramm der in Fig. 2 dargestellten SAW-Einrichtung ist.
Nimmt man zuerst auf Fig. 1 Bezug, ist ein Blockdiagrainm eines Senders 10 zum Erzeugen und Senden eines Direktfolge- Spreizspektrum-Phasendifferenz-modulierten Signals darstellt, das die Eingangsdaten darstellt. Ein binäres Eingangsdatensignal wird über eine Eingangsleitung 12 an einen Serien-Parallel-Wandler 14 angelegt, der auf Ausgangsleitungen 16 und 18 ein gleichphasiges Ausgangssignal bzw. ein Quadratur-Ausgangssignal liefert. Dieses gleichphasige Signal und dieses Quadratur-Signal werden zu einer Nachschlagtabelle 20 geführt, die unterschiedlich kodierte Signale auf einer Ausgangsleitung für gleichphasige Signale und einer Ausgangsleitung für Quadratur-Signale vorsieht, die entsprechend mit Modulo-2-Addiergliedern (EXKLUSIVODER-Glied, XOR) 22, 24 gekoppelt sind, zu denen über eine Leitung 26 auch Signale zugeführt werden, die einen festen Pseudozufalls-Spreizcode darstellen. Der Spreizcode wandelt die Datensymbole in einer bekannten Art zu Folgen kürzerer Bits, sogenannten Chips. Die Ausgangssignale der Modulo-2- Addierglieder 22, 24 werden über Leitungen 28, 30 zu Tiefpaßfiltern 32, 34 geführt, deren Ausgangssignale, die Basisbandsignale bilden, Mischern 36, 38 angelegt werden. Ein Zwischenfrequenzoszillator 40 weist einen Ausgang auf, der mit Phasenverschiebungsschaltungen 42, 44 gekoppelt ist, die Phasenverschiebungen von minus bzw. plus 45º bewirken und Ausgangssignale aufweisen, die den Mischern 36, 38 angelegt werden. Die Ausgangssignale der Mischer 36, 38 werden einem Summierer 46 angelegt. Das Ausgangssignal des Summierers 46 wird einem Bandpaßfilter 48 angelegt, der einen Ausgang aufweist, der mit einem Zwischenfrequenzverstärker 50 verbunden ist, dessen Ausgang mit einem Mischer 52 gekoppelt ist, der auch das Ausgangssignal eines Hochfrequenzoszillators 54 empfängt.
Das Ausgangssignal des Mischers 52 wird einem Bandpaßfilter 56 angelegt, das einen Ausgang aufweist, der mit einem Hochfrequenzverstärker 58 verbunden ist, dessen Ausgang mit einer Antenne 60 gekoppelt ist, wodurch das Direktfolge- Spreizspektrum-Phasendifferenz-modulierte Signal mittels Funksignalen zu einer entfernten Stelle gesendet wird.
Es sollte ersichtlich sein, daß der Sender 10 bloß beispielhaft ist und daß andere Senderanordnungen verwendet werden können, um das Erzeugen und Senden von Direktfolge- Spreizspektrum-Phasendifferenz-modulierten Signalen zu bewirken. Zum Beispiel würde es möglich sein, die Spreizfunktion nach einer differenziellen Modulation anstelle vor der differenziellen Modulation gemäß dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 durchzuführen.
Nimmt man auf Fig. 2 Bezug, ist ein Empfänger 80 zum Aufnehmen des durch den Sender 10 gesendeten Signals und zum Liefern von Datenausgangssignalen entsprechend dem empfangenen Signal dargestellt. Das übertragene Signal wird mittels einer Antenne 82 empfangen, die mit einem Hochfrequenz-Vorverstärker 84 in Verbindung steht, dessen Ausgang mit einem Mischer 86 verbunden ist, der auch das Ausgangssignal eines Hochfrequenzoszillators, 88 empfängt, wodurch ein Zwischenfreguenzsignal vorgesehen wird, das einem Bandpaßfilter 90 angelegt wird. Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 90 wird einer Verstärker- und automatischen Verstärkungssteuerungs- (AGC-) Schaltung 92 angelegt, deren Ausgangssignal einer SAW- (akustische Oberflächenwelle) Treiberschaltung 94 zugeführt wird, die ein Rückkopplungssignal über eine Leitung 96 zur Verstärker- und AGC-Schaltung 92 liefert.
Das Ausgangssignal der SAW-Treiberschaltung 94 wird über eine Leitung 98 einer SAW-Einrichtung 100 angelegt, die nachfolgend in genaueren Einzelheiten beschrieben wird. Die SAW-Einrichtung 100 weist einen ersten und einen zweiten Ausgang auf, die mit einer Ausgangsleitung 102 bzw. 104 verbunden sind. Wie es nachfolgend ausführlicher erläutert wird, sind die Signale auf den Ausgangsleitungen 102, 104 ein zeitabhängiges Signal V(t) beziehungsweise ein entsprechend verzögertes Signal V(t-T), wobei T die Symbolperiode darstellt. Die Signale auf den Leitungen 102, 104 werden einem Vervielfacher 106 angelegt. Das Signal auf der Leitung 104 wird in einer Phasenverschiebungsschaltung 108 um 90º phasenverschoben, wobei deren Ausgangssignal einem Vervielfacher 110 angelegt wird. Die Ausgangssignale der Vervielfacher 106, 110 werden über entsprechende Tiefpaßfilter 112, 114 entsprechenden 0/1-Entscheidungsschaltungen 116, 118 angelegt, wodurch eine gleichphasige Signalkomponente und eine Quadratur-S igna lkomponente vorgesehen werden, die einem Parallel-Serien-Wandler 120 angelegt werden, dessen Ausgang 122 die Datenausgangs- Signale erzeugt.
Nimmt man nun auf Fig. 3 Bezug, ist eine schematische Darstellung der SAW-Einrichtung 100 dargestellt. Die SAW- Einrichtung 100 umfaßt einen Eingangswandler 140 und einen ersten und einen zweiten Ausgangswandler 142, 144, die einen identischen Aufbau aufweisen. Die Wandler 140, 142, 144 sind auf einem piezoelektrischen Substrat 130 befestigt, das aus Quarz bestehen kann. Der Eingangswandler 140 umfaßt eine erste und eine zweite Metallelektrode 146, 148 und eine Vielzahl von Metallfingern 150 (in Fig. 3 sind sechs dargestellt), die, wie in Fig. 3 dargestellt, abwechselnd mit den Elektroden 146, 148 verbunden sind. Die Eingangsleitung 98 ist mit der Elektrode 146 verbunden und die Elektrode 148 ist geerdet.
Der erste Ausgangswandler 142 umfaßt Metallelektroden 152, 154, die init der Ausgangsleitung 102 bzw. der Erde verbunden sind. Mit den Metallelektroden 152, 154 sind Metallfingergruppen 156, 158, 160, 162 verbunden. Es sollte ersichtlich sein, daß die Anzahl der vorgesehenen Fingergruppen der Anzahl von Chips in dem verwendeten Spreizspektrumcode entspricht und daß vier solcher Fingergruppen entsprechend einem Vier-Chip-Code beispielsweise dargestellt sind. Die Finger innerhalb jeder Gruppe sind abwechselnd mit den Elektroden 152, 154 verbunden, wobei die Reihenfolge der Verbindung durch den bestimmten, verwendeten Spreizspektrumcode bestimmt wird. So sind die Fingergruppen 156, 158, 162 mit deren ersten und dritten Fingern mit der Elektrode 152 verbunden und mit deren zweiten und vierten Fingern mit der Elektrode 154 verbunden. Bei der Fingergruppe 160 sind jedoch der erste und der dritte Finger mit der Elektrode 154 und der zweite und der vierte Finger mit der Elektrode 152 verbunden. Bei der beschriebenen beispielhaften Anordnung entspricht dies einem festen Chipcode 1101. Es sollte ersichtlich sein, daß in alternativen Anordnungen die Fingergruppen weniger, zum Beispiel zwei, oder mehr Finger als die vier in Fig. 3 dargestellten Finger enthalten können. Auch kann es natürlich abhängig von der Länge des Chipcodes mehr oder weniger Fingergruppen als die vier dargestellten Gruppen geben. Der Abstand zwischen der ersten und der letzen Fingergruppe 156, 152, daß heißt, die Länge des Ausgangswandlers 142, ist von der Symbolperiode T abhängig.
Der zweite Ausgangswandler 144 umfaßt Elektroden 172, 174, die den Elektroden 152, 154 des Wandlers 142 entsprechen, und Fingergruppen 176, 178, 180, 182, die den Fingergruppen 156, 158, 160, 162 des Wandlers 142 entsprechen. Der Wandler 144 ist so auf dem piezoelektrischen Substrat 130 angeordnet, daß seine erste Gruppe 176 räumlich von der letzten Fingergruppe 162 des Wandlers 142 um einen Abstand beabstandet ist, der gleich dem einheitlichen Fingergruppenabstand der Wandler 142, 144 ist.
Für den allgemeinen Fall sei angenommen, daß der Eingangswandler die Länge L hat und N Finger aufweist, die mit einem Abstand d beabstandet sind, wobei
L = (N-1)d
ist. Bei diesen Werten sind die Fingergruppen 156, 158, 160, 162, 176, 178, 180 und 182 der Ausgangswandler 142, 144 alle mit dem gleichen Abstand L voneinander getrennt. Diese Beziehungen entsprechen einer gewünschten, angepaßten Filterantwort für die Ausgangswandler, wobei die Länge S von jedem von diesen S = L (M-1) ist, wobei M die Anzahl von Chips in dem Chipcode darstellt und auch die Anzahl von Fingergruppen in jedem der Ausgangswandler 142, 144 ist. Es ist ersichtlich, daß
L M/v = T
ist, wobei v die Geschwindigkeit der akustischen Welle im Quarz ist (mit einem Wert, der in der Praxis 3158 Meter pro Sekunde beträgt) und T die Symbolperiode ist, auf die oben Bezug genommen wurde. Es ist auch ersichtlich, daß die Zeit, die die akustische Welle zum Wandern über die Entfernung L zwischen den Fingergruppen (die Zwischenabgriffs- Verzögerung) erfordert, gleich der Chipdauer ist. Etwas
allgemeiner ausgedrückt, die Zwischenabgriffs-Verzögerung sollte umgekehrt proportional zur Chiprate sein. Ein weiterer anzumerkender Punkt ist, daß der feste Chipcode, der für die Spreizspektrumkodierung verwendet wird, eine zeitumgekehrte Kopie von dem durch die Impulsanwort von jedem der Wandler 142, 144 Erzeugten sein sollte, um ein angepaßtes Filter vorzusehen, so daß eine maximale Korrelation erzielt wird.
Werden diese Parameter verwendet, entspricht die Impulsantwortzeit des Ausgangswandlers 142 der Symbolperiode T. Deshalb erzeugt die Faltung der durch die Fingergruppen 156 - 162 erzeugten Signale die Korrelation des festen Codes, der durch diese Fingergruppen dargestellt wird, was in Autokorrelationsspitzen resultiert, die mit der Symbolrate T auftreten. Auf diese Weise wird der gewünschte "Entspreizungs-" Vorgang bewirkt.
Die Ausgangssignale auf den Leitungen 102 und 104 können als V(t) bzw. V(t-T) dargestellt werden, wobei t die Zeitvariable und T die Symbolperiode ist. Wie vorstehend unter Bezug auf Fig. 2 beschrieben, werden die Signale auf den Leitungen 102 und 104 im Vervielfacher 106 multipliziert und das Signal auf der Leitung 104 wird in der Phasenverschiebungsschaltung 108 einer 90º-Phasenverschiebung unterworfen (Hilbert Transformation), bevor eine zweite Multiplikation in dem Vervielfacher 110 bewirkt wird. So werden zwei unabhängige Datenf lüsse vorgesehen, die der gleichphasigen Komponente und der Quadratur-Komponente entsprechen, wobei solche Komponenten, wie zuvor beschrieben, verarbeitet werden, um die Ausgangsdatensignale zu liefern.
Obwohl beim bevorzugten Ausführungsbeispiel zwei Informationsbits für jedes Symbol übertragen werden, was einer minimalen Phasenveränderung von 90º entspricht, ist es ersichtlich, daß es möglich ist, eine größere Anzahl von Bits pro Symbol zu übertragen, falls eine höhere
Phasenauflösung bei der Phasenveränderung zwischen den Symbolen bewirkt werden kann.
Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der SAW-Einrichtung 100 hat die Anordnung der drei Wandler 140, 142, 144 auf dem Substrat 130 in einer fluchtenden Anordnung den Vorteil, daß weniger Substratmaterial verwendet wird, als wenn die beiden Ausgangswandler 142, 144 vertikal von ihren in Fig. 3 dargestellten.positionen relativ versetzt wären.

Claims

1. Ein Digitaldatenempfänger zum Demodulieren eines empfangenen, Festcode-Spreizspektrum-Phasendifferenzmodulierten Datensignals, das eine Folge von Datensymbolen mit einer vorbestimmten Symbolrate darstellt, gekennzeichnet durch eine Eingangseinrichtung (82-98), die zum Anlegen des empfangenen Datensignals an eine SAW- (akustische Oberflächenwelle) Einrichtung (100) ausgelegt ist, die einen auf einem piezoelektrischen Substrat (130) angeordneten Eingangswandler (140) und einen ersten und einen zweiten Ausgangswandler (142, 144) aufweist, die jeweils an den Festcode angepaßt sind und auf dem Substrat von dem Eingangswandler (140) um einen von der Symbolrate abhängigen Abstand relativ versetzt sind, so daß entsprechend ein erstes bzw. zweites Signal erzeugt wird, die eine relative Verzögerung aufweisen, die einer Symbolperiode entspricht, eine erste Vervielfachereinrichtung (106), die zum Multiplizieren des ersten und des zweiten Signals zum Erzeugen eines dritten Signals ausgelegt ist, eine Phasenverschiebungseinrichtung (108), die zum Phasenverschieben des zweiten Ausgangssignals ausgelegt ist, eine zweite Vervielfachereinrichtung (110), die zum Multiplizieren des ersten Signals und des phasenverschobenen zweiten Signals zum Erzeugen eines vierten Signals ausgelegt ist und eine Entscheidungseinrichtung (112-120), die auf das dritte und das vierte Signal anspricht und zum Erzeugen von Ausgangsdatensignalen ausgelegt ist, die empfangene Daten darstellen.

2. Ein Digitaldatenempfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Entscheidungseinrichtung eine erste und eine zweite Entscheidungsschaltung (116, 118), die entsprechend auf das dritte beziehungsweise vierte Signal ansprechen, und eine Parallel-Serien-Wandlereinrichtung (122) umfaßt, die mit der ersten und der zweiten Entscheidungsschaltung (116, 118) gekoppelt ist und zum Vorsehen der Ausgangsdatensignale ausgelegt ist.

3. Ein Digitaldatenempfänger nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Ausgangswandler eine erste und eine zweite Elektrode (152, 154; 172, 174) und eine Vielzahl von Gruppen (156 - 162; 176 - 182) von metallischen Fingern umfaßt, wobei die Finger jeder Gruppe abwechselnd von der ersten und der zweiten Elektrode (152, 154; 172, 174) wegragen.

4. Ein Digitaldatenempfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Gruppen (156 - 162; 176 - 182) der Finger alle um den gleichen Abstand (L) räumlich voneinander getrennt sind.

5. Ein Digitaldatenempfänger nach irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangswandler (140) und der erste und der zweite Ausgangswandler (142, 144) in einer geradlinigen Anordnung auf dem Substrat (130) angeordnet sind.

6. Ein Digitaldatenempfänger nach irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das piezoelektrische Substrat (130) aus Quarz besteht.

7. Ein Digitaldatenempfänger nach irgendeinem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Festcode eine zeitumgekehrte Kopie der Impulsantwort von sowohl dem ersten als auch dem zweiten Ausgangswandler (142, 144) ist.