KR20060127114A - 하이브리드 대역 확산 라디오 시스템 - Google Patents

하이브리드 대역 확산 라디오 시스템 Download PDF

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KR20060127114A
KR20060127114A KR1020067015454A KR20067015454A KR20060127114A KR 20060127114 A KR20060127114 A KR 20060127114A KR 1020067015454 A KR1020067015454 A KR 1020067015454A KR 20067015454 A KR20067015454 A KR 20067015454A KR 20060127114 A KR20060127114 A KR 20060127114A
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hopping
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coupled
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KR1020067015454A
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Inventor
스테펜 에프. 스미스
윌리엄 비. 드레스
Original Assignee
유티-배틀, 엘엘시
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Abstract

하이브리드 대역 확산 라디오 시스템을 위한 방법과 장치가 개시되어 있다. 본 발명의 일실시예에 따른 방법은 신호에 이득을 제공하는 증폭회로를 조절하기 위해, 의사 랜덤 코드 발생기의 출력인 비트들의 서브 세트를 이용하여 신호를 변조하는 것을 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하며, 본 발명의 일실시예에 따른 다른 방법은 고속 호핑 주파수 합성기를 제어하기 위해 의사 랜덤 코드 발생기로부터의 비트들의 서브세트를 이용하여 신호를 변조하는 단계; 및 하나의 데이터 비트 시간동안 복수번의 주파수 호핑들이 발생하는 고속 호핑 주파수 합성기를 이용하여 신호를 고속 주파수 호핑하는 단계를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 한다.
대역 확산, 주파수 도약, 시간 도약, 하이브리드

Description

하이브리드 대역 확산 라디오 시스템{HYBRID SPREAD SPECTRUM RADIO SYSTEM}
연방이 후원한 연구개발하에서 도출된 발명의 권리에 대한 진술서
미국 에너지부와 본원 출원인(UT-Battelle, L.L.C.) 사이에 체결된 계약서 번호 DE-AC05-00OR22725호에 의거 본 발명에 대한 권리는 미국 정부가 소유하기로 한다.
1. 발명이 속하는 기술분야
본 발명은 통신분야에 관한 것으로, 보다 자세하게는 대역 확산 통신시스템에 관한 것이다.
2. 종래기술에 대한 설명
통상적인 라디오-주파수(Radio-frequency) 디지털 데이터 전송 시스템은 다중경로 전파와 그 밖의 여러 간섭조건에 의해 유발되는 에러에 매우 취약하다.
전통적으로, 직접 시퀀스(Direct-Sequence : DS) 대역 확산 기술은 장거리 경로(예를들면, 야외) 타입의 반사에 대해 적절한 해결책을 제공해 주었다. 이때, 장거리 경로에서는, 전송된 신호의 유효한 칩핑(chipping) 주기(대역 확산 칩핑율의 역수) 보다 연속적인 반사신호 각각의 도달에 관한 시간 분포(분산)가 일반적으로 크다.
야외 환경에서는 종종 3 ∼ 100㎲ (통상적으로는 언덕이 있는 지형에서 ∼ 25 ㎲ RMS 최대값을 갖음) 범위의 지연-분산 프로파일을 나타내며, 일반적으로 ∼ 1 Mchips/sec 의 신호 확산율(특히, OQPSK 와 같은 시간-옵셋 쿼드러쳐 변조 방식이 사용되는 경우)을 갖는 것으로 알려져 있다. 그리고, 전술한 파라미터 값들은 미국을 비롯한 세계 여러나라에서 널리 사용되고 있는 IS-95 CDMA 휴대단말기 시스템의 현존 파라미터 값들과 매우 유사한 값이다. 실내 전파 환경의 경우, 야외환경과 비교해서 분산 시간값들이 무척 짧다. 예를 들어, 실내환경에서는 50㎱의 RMS 분산 중간값과 더불어 10 ∼ 250 ㎱ 전형적인 값을 갖는다. 더 긴 분산 시간 값들은 ∼4 Mchips/sec 의 최소 확산율이 필요함을 의미하며, 더 짧은 분산 시간값들(최악의 경우)은 대략 ∼100 Mchips/sec 의 최소 확산율이 필요함을 의미한다. 여기서, 100 Mchips/sec 의 최소 확산율의 경우, 통상적인 이진 위상-천이 변조(Binary Phase-Shift Keying : BPSK) 또는 주파수 천이 변조(Frequency-Shift Keying : FSK)를 사용하는 표준적인 직접 시퀀스 신호들을 위해서는 최소한 100 ㎒ 의 신호대역폭이 필요하다. 전술한 OQPSK(Offset QPSK) 방식의 경우, 요구되는 최소 신호대역폭은 절반으로 감소하지만, 복잡한 라디오 주파수 대역들(Radio Frequency Bands)을 고려해 볼때, 이 또한 여전히 큰 신호대역폭을 요구하고 있다.
분명히, 이와 같은 최소 신호 대역폭은, 미국내의 5 ㎓ 이하의 주파수 대역에서 산업(Industrial), 과학(Scientific), 의료(Medical)(이하, ISM) 분야에서 현재 대역 확산 전송을 위해 할당된 대역들 중 어느 대역에서도 용이하게 얻을 수 없다. 또한, 미국내의 5 ㎓ 이상의 주파수 대역중에서, ISM과 비인가 국립 정보 기반 응용(Unlicensed National Information Infrastructure[U-NII] application) 용으 로 할당된 주파수 대역에서는 이용가능한 100 ㎒ 대역을 전체를 요구하게 될 것이다. 때문에, 실내 무선링크 환경에서 다중 경로의 문제점을 극복할 수 있는 다른 기술들이 요구되고 있다. 널리 알려진 기술중의 하나가 주파수 호핑기법을 채용하는 것이다. 주파수 호핑기법을 채용하게 되면, 주기적인 반송 주파수의 변화를 통해, 원하는 수신 포인트에서 송신기로부터의 다중경로 널들(multipath nulls)(치명적인 간섭임)이 배제된 주파수들로 호핑할 수 있다 일반적으로, 이러한 다수 데이터 버스트(burst)(호핑)의 수신된 에너지 총합은 널들(오류를 갖는 데이터 패킷들을 생성함)에 의해 소거될 수 있으나, 신호의 대다수는 유효한 링크 동작을 제공할 정도로 만족할 만한 품질을 갖는다.
그러나, 데이터들을 성공적으로 전송하기 위하여는 복잡한(또한, 지연을 유발하는) 인터리빙(interleaving) 또는 에러 정정 알고리즘(예를 들면, Reed-Solomon)이 링크에 적용되어야 하거나 또는 많은 수의 패킷 재전송이 필요하다. 하지만, 양쪽 케이스 모두, 심각할 정도의 지연과 링크 수준에서의(link-rated) 수반되는 제한이 필연적으로 발생한다. 시스템 콘트롤 소트프웨어에서 사용가능한(에러가 적은) 주파수들에 대한 "호핑 테이블" 을 작성하여 널을 전파하는 주파수들을 피하고자 하는 방법들이 개발되어 왔지만, 일반적으로 장비, 기술, 그리고 RF 간섭 소스들에 의해 신호전송 환경이 변화됨에 따라 널을 전파하는 주파수들의 세트에 대해 지속적인 갱신이 필요하게 되었다. 하지만, 통계적이나 실제적으로도 잘못 전송된 패킷들이 수신되는 것을 피할 수 없을 것이다. 더욱이, ISM 밴드에서 평균적으로 특정 호핑 채널을 회피하는 "지능적인" 호핑 기법의 사용은 (비록, 최근 몇달 전에 연방통신위원회가 개정한 규정에 따르면 이러한 제한은 어느 정도 완화되었지만) 연방통신위원회(FCC)에서 금지되어 왔다. 왜냐하면, 평균적인 채널 점유는 비정형적이기 때문에, ISM 밴드에서 주파수 호핑 시스템의 운영을 위한 장기적인 랜덤 신호-주파수 통계치를 왜곡함으로써 다른 사용자에 대한 간섭을 통계적으로 증가시키기 때문이다. 그러나, 전반적으로 이러한 방식은 고정된 장치에는 적용 가능하지만, 이동 어플리케이션 또는 다중경로 널들(잘못전송된 채널들의 세트들)의 위치들이 항상 변화하는 역동적인 RF 환경에서는 적용이 불가능하였다.
지금까지는 다음과 같이 더 적은 에러를 갖는 좀더 강건한(robost) 방식에 대한 요구가 충분히 충족되지 못해왔다. 즉, 심각한 다중경로 환경(예를 들면, 라디오 주파수의 반사가 매우 심한 영역)하에서도 유효하게 작동하거나, 또는 전송 프로세스에 부가되어 상당한 지연시간을 갖는 매우 복잡한 에러 정정용 하드웨어가 필요없거나 또는 잦은 재전용 요구가 필요없는 강건한 시스템은 개발되지 못했다.
나아가, 이슈화되고 있는 링크 지연(이러한 링크 지연은 고속 제어 어플리케이션에서는 매우 중요한데, 이는 링크 지연이 전술한 RF-in-the-loop 시스템에서 루프 안정성에 관한 문제를 야기할 수 있기 때문이다.)에 대한 해결책 역시 제시되고 있지 못하다.
또한, 미국내에서 사용가능하기 위해서는 이러한 방식은 ISM 와 U-NII 밴드들을 위한 연방통신위원회(FCC) 파트 15의 제한(모든 경우에 있어서, 랜덤한 스펙트럼적인 전송특성을 적절히 보장하여야 한다는 제한)들에 부합하여야 한다.
현대 RF 텔레메트리 시스템의 또 다른 본질적인 양상은 효율적인 전력사용에 관한 것이다. 센서, 알람시스템, RFID 태그와 정비가 필요없는 1 ~ 5년 동안(더 장기간일 수도 있다)을 위한 간단한 배터리 소스, 저-가격 등의 특징을 구비한 유사한 것들을 포함하는 분산된 많은 디바이스들을 작동시키는것 바람직하다.
따라서, 원격 디바이스의 전력소비에 대한 절대 최소치를 가지며 신뢰성 있는 정보전송이 가능한 RF 텔레메트리 프로토콜을 시스템에 제공하는 것이 매우 바람직하다.
또한, 많은 시스템에서 필수적으로 요구되어 지는 것 중의 하나는 많은 수의 RF 디바이스(태그, 센서, 기타등등)들을 상호 간섭에 관한 심각한 통계적 레벨 없이 최근접한 영역에서 동시에 동작시키는 것이다.
일반적인 용어로, 이것이 바로 우리에게 친숙한 다원 접속에 관한 문제인데, 이러한 문제는 잘 알려진 바와같은 시간 분할 다중화, 주파수 분할 다중화, 코드 분할 다중화 또는 다원-접속 기술들(전형적으로 TDMA, FDMA, CDMA 등등으로 지칭됨)이 담당하고 있다.
하지만, 지금까지는 이러한 방법들이 프로그램적으로 또는 적응적으로 연결되거나 또는 조화된 형식으로 동시에 적용되어, 상당한 양의 상호 간섭하에서 주어진 영역에서 작동가능한 기기들의 허용 숫자를 유용하게 증가시키고 있지 못하였다.
RF 신호 전송 기술의 또 다른 필요성은 다중경로와 복수유저 간섭 환경하에서도 장비나 콘테이너 또는 개인적인 추적을 위해 RF 기기들 각자의 위치를 쉽게 파악할 수 있는 정확한 무선측위 기능을 지원할 수 있다는 점에 있다.
또 다른 중요한 필요성은, 수신(reception), 복호화(decoding) 또는 심지어 인가되지 않는 상대방의 감청에 대해 향상된 전송 보안을 제공할 수 있는 RF 신호 프로토콜에 있다.
마지막 필요성은, DS 코드 길이들, 주파수 호핑 패턴들과 시간 호핑 패턴들에의 절충들을 신속히 달성할 수 있는 고도의 신호 프로그램성 및 적응성과, 그리고 동적 신호 및 기기의 사용 환경들(예를 들면, 다중경로, RFI 조건들, 그리고 시스템 기능적인 요구들의 변화)에 효율적으로 대처하기 위한 그들 간의 상호관련성들을 제공할 수 있는 RF 신호처리 기술이다.
또한, 필요한 것은 이러한 모든 요구사항들에 대처할 수 있는 해결책이다.
하기에 본원 발명의 실시예가 제시되며, 물론 본 발명은 이러한 실시예로만 한정되는 것이 아니다.
본 발명의 제 1 양상에 따른 방법은, 상기 신호에 이득을 제공하는 증폭회로를 조절하기 위해, 의사 랜덤 코드 발생기의 출력인 비트들의 서브 세트를 이용하여 신호를 변조하는 것을 포함하여 이루어진 방법이다. 본 발명의 제 2 양상에 따른 장치는, 의사 랜덤 코드 발생기; 와 상기 의사 랜덤 코드 발생기와 연결된 진폭 조절기를 포함하여 이루어진다. 본 발명의 제 3 양상에 따른 방법은, 디지털 신호를 직접적으로 합성하는 방법을 포함하여 이루어지되, 상기 디지털 신호를 직접적으로 합성하는 방법은, 진폭 디더된 신호를 제공하기 위하여 4 상한 진폭 곱셈기를 이용하여 출력 채널을 진폭 변조하는 방법을 포함하여 이루어진다. 본 발명의 제 4 양상에 따른 장치는, 4 상한 진폭 곱셈기를 포함하는 직접 디지털 합성기를 포함하여 이루어지되, 상기 직접 디지털 합성기는 진폭 디더된 신호를 제공한다. 본 발명의 제 5 양상에 따른 방법은, 디지털 신호를 직접적으로 합성하는 방법을 포함하여 이루어지되, 상기 디지털 신호를 직접적으로 합성하는 방법은, 제 1 사 상한 진폭 곱셈기를 이용하여 동 위상 채널을 진폭 변조하는 단계; 및 제 2 사 상한 진폭 곱셈기를 이용하여 직교 위상 채널을 진폭 변조하는 단계를 포함하여 이루어진다. 본 발명의 제 6 양상에 따른 장치는, 직접 디지털 합성기를 포함하여 이루어지되, 상기 직접 디지털 합성기는 제 1 사 상한 진폭 곱셈기와 제 2 사 상한 진폭 곱셈기를 포함하며, 상기 제 1 사 상한 진폭 곱셈기와 상기 제 2 사 상한 진폭 곱셈기는 병렬로 연결되어 있다. 본 발명의 제 7 양상에 따른 방법은, 고속 호핑 주파수 합성기를 제어하기 위해 의사 랜덤 코드 발생기로부터의 비트들의 서브세트를 이용하여 신호를 변조하는 단계; 및 하나의 데이터 비트 시간동안 복수번의 주파수 호핑들이 발생하는 고속 호핑 주파수 합성기를 이용하여 신호를 고속 주파수 호핑하는 단계를 포함하여 이루어진다. 본 발명의 제 8 양상에 따른 장치는, 의사 랜덤 코드 발생기와; 상기 의사 랜덤 코드 발생기와 연결되되, 하나의 데이터 비트 시간동안 다수의 주파수 도약들이 발생하는 고속 호핑 주파수 합성기를 포함하여 이루어진다.
본 발명의 이와같은 실시예들 그리고 본 발명의 다른 실시예들은 후술할 상세한 설명과 첨부한 도면들을 함께 참조하면 좀 더 쉽게 이해될 것이며 올바르게 이해될 것이다. 그러나 다음의 설명은, 본 발명의 다양한 실시예와 다수의 특정한 상세사항을 지시하고는 있지만, 단지 예시적인 것일 뿐 제한적이지 않 은 것으로 이해되어야 한다. 많은 대체, 수정, 부가 및/또는 재배열이 본 발명의 범위 내에서 본 발명의 사상으로부터 벗어나지 않고서도 행해질 수 있고, 본 발명은 이러한 모든 대체, 변형, 부가 및/또는 재배열을 포함한다.
본 명세서의 일부를 형성하고 첨부된 도면들은 본 발명의 특정한 실시예를 설명하기 위해 포함되어 있다. 본 발명의 더 분명한 개념 및 본 발명에 따라 제공된 구성요소의 더 분명한 개념과 시스템 동작은 예시적이고, 이에 따라 제한적이지 않으며, (한번 이상 사용되는 경우) 동일한 참조 번호는 동일한 구성요소를 지시하는 도면에 도시된 실시예를 참조함으로써 더 쉽게 명백하게 될 것이다.
본 발명은 본 명세서에 제공된 설명과 함께 상기 도면들 중 하나 이상을 참조함으로써 더 잘 이해될 것이다. 도면들에 도시된 특징들은 반드시 스케일링된 것은 아니라는 것이 유의되어야 한다.
도1은 본 발명의 실시예에 따른 하이브리드 주파수-호핑/직접 시퀀스 대역 확산 송신기(BPSK 변조)의 블록도를 도시한 도면.
도2는 본 발명의 실시예에 따른 하이브리드 주파수-호핑/직접 시퀀스 대역 확산 수신기(BPSK 변조)의 블록도를 도시한 도면.
도3은 본 발명의 실시예에 따른 하이브리드 시간-호핑/직접 시퀀스 대역 확산 송신기의 블록도를 도시한 도면.
도4는 본 발명의 실시예에 따른 하이브리드 시간-호핑/직접 시퀀스 대역 확산 수신기의 블록도를 도시한 도면.
도5는 본 발명의 실시예에 따른 하이브리드 주파수-호핑/시간-호핑/직접 시퀀스 대역 확산 송신기의 블록도를 도시한 도면.
도6은 발명의 실시예에 따른 하이브리드 주파수-호핑/시간-호핑/직접 시퀀스 대역 확산 수신기의 블록도를 도시한 도면.
도7은 본 발명의 실시예에 따른 하이브리드 프로그램어블 직접-디지털 합성기(Direct Digital Synthesizer : DDS) 송신기의 블록도를 도시한 도면.
도8은 본 발명의 실시예에 따른 외부 인터페이스가 구비된 하이브리드 프로그램어블 직접-디지털 합성기(Direct Digital Synthesizer : DDS) 송신기의 블록도를 도시한 도면.
도9는 본 발명의 실시예에 따른 RF 업 컨버터 회로의 블록도를 도시한 도면.
도10은 본 발명의 실시예에 따른 우회 RF 업 컨버터 회로의 블록도를 도시한 도면.
도11은 본 발명의 실시예에 따라 RF 신호 편파 조절회로와 통합된 RF 송신기 시스템의 블록도를 도시한 도면.
도12는 본 발명의 실시예에 따라 도11의 송신기에 대응하며, 편파-다이버시티 수신 능력이 통합된 수신기 시스템의 블록도를 도시한 도면.
도13은 전형적인 실내 RF 전파환경과 그의 특징적인 신호지연 프로파일을 도시한 도면.
도14는 본 발명의 실시예에 따라 중간 대역폭을 갖는 다섯개의 하이브리드 대역 확산 신호들이 부가되어, 실내 RF 환경에서 전형적으로 볼수 있는 대표적인 적당히 날카로운 다중경로 소거 널을 도시한 도면.
본 발명과 본 발명의 다양한 특징 및 유익한 세부사항들은 첨부된 도면과 본 발명을 제한하지 않는 실시예들을 참조하여 상세히 설명된다. 주지 관용된 구성요소와 프로세싱 기술들이 불필요하게 본 발명을 모호하게 만들지 않기 위하여 세부적으로는 생략되었다.
본 발명의 일 실시예에 따른 상세한 설명 및 특정 실시예들은 본 발명에 대한 예시일 뿐이며 본 발명을 제한하지 않는다. 본 명세서를 참조로 하여 본 발명의 기술적 사상과 강조된 발명의 개념 범위내에서 다양한 대체, 변형, 부가 및 재배열된 내용은 당해 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 자명하다.
하기의 참조된 미국 등록특허들은 실시예들을 개시하고 있는 바, 이는 각각의 등록특허들이 의도한 목적을 충분히 만족시키고 있다. 미국 등록특허 US 6556942, 5623487, 5521937, 5274665, 4550292 의 모든 내용은 실제적인 참조로서 명백히 편입된다. 2000년 9월 27일에 미국에 출원되고 등록료까지 납부되어 등록허여된 상태인 미국 특허출원 09/671636의 모든 내용 역시 실제적인 참조문헌으로서 여기에 인용된다.
본 발명은 기본적인 직접 시퀀스(DS) 대역 확산(SS) 변조의 특정한 코드와 연관된 조합을 포함할 수 있으며, 여기서 기본적인 직접 시퀀스(DS) 대역 확산(SS) 변조의 경우, 하나의 데이터 비트 시간동안 복수의 주파수 호핑이 일어나는 고속 주파수 호핑(Fast Frequency Hopping : FFH)이 수반된다. 특히, 고속 주파수 호핑 기법의 가장 중요한 장점은 개개의 비트가 복수의 주파수들에서 칩 전송(chip transmission)에 의해 대표된다는 것이다. 만일 하나 또는 그 이상의 칩들이 다중경로 또는 RF 링크에서의 간섭에 의해 오염되었다 하더라도, 통계적으로 보면 대다수의 칩들은 여전히 오염되지 않았을 것이다. 사실, 적절한 에러 검출방법이 있다면, 심지어 단 하나의 칩만이 오염되지 않았다 하더라도 원본 데이터 비트를 올바로 복원할 수 있다. 스탠다드 또는 "슬로우" 주파수 호핑기법(SFH 라 부르거나 또는 단순히 FH 라 부르기도함)의 경우, 이와는 반대로 최소한 하나의 칩을 전송하며 통상적으로는 각 호핑 주기동안 여러개의 데이터 비트를 전송한다. 본 발명에서는 호핑은 증가될 수 있거나 또는 주파수 스윕(sweeps) 또는 처프(chirps)로 대체될 수 있다. 여기서, 처프는 속박되거나 또는 비속박된 성질(예를 들면, 연속적인 주파수 또는 연속적인 위상)을 갖는다. 사무실이나 커다란 공장 공간과 같은 전형적인 실내 RF 전파 환경에서는, 양호한 링크 성능을 내기 위해서는 내성이 매우 강한 기술들이 필요하다. 다중 신호 반사들은 통상적인 신호에 대한 중대한 오염을 야기하기 때문에 높은 데이터 에러율에 일조하고 있다. 도13은 전형적인 실내에서의 RF 전파환경 대비 그 특징적인 신호-지연 프로파일을 함께 도시하고 있다. 도13에서 RMS 지연 확산은 거의 50ns 에 달함을 주목하여야 한다.(벽, 천장, 마루에서 반사된 신호들은 여전히 안테나에 도달하고 있다.) 만일, 특정한 RF 신호처리 기술이 적용되지 않는 상태이고 정보전송율이 매우 낮은 경우가 아니라면, 이와같은 현상은 심각한 데이터 에러를 유발할 것이다. 그리고, 이와 같은 환경하에서 정상적인 동작을 위해서는, 통상적인 대역확산 링크 조차도 20㎒ 이상의 대역폭을 요구할 것 이다. 다중경로의 영향은 주파수 도메인에서 도시한 도14를 통해서도 명확히 알 수 있다. 도14는 중간 대역을 갖는 하이브리드 대역확산 신호 세트가 5개(① ~ ⑤)가 겹쳐진 상태에서 완만한 경사도를 갖는 대표적인 다중경로 소거 널(전형적인 실내 RF 환경)이 ③번 신호대역의 중간에 위치함을 보여주고 있다. 도14를 참조하면 전파 널(propagation null) 현상 때문에 ③번 신호대역은 원척적으로 봉쇄당하고 있으며, ②번 신호대역과 ④번 신호대역은 어느정도 감쇄[스펙트럼적으로 틸팅(spectral tilting)때문에 왜곡도 됨] 되어 있으며, ①번 신호대역과 ⑤번 신호대역은 거의 영향을 받고 있지 않음을 알 수 있다. 통상적인 시스템에서 복수개의 주파수들을 사용함으로서 데이터를 올바로 수신할 수 있는 확률을 높일 수 있음은 명확하다.
고속 호핑 양상에서 바라본 본 발명의 또 하나의 중요한 장점은, 바로 다중경로를 회피할 수 있다는 점이다. 이러한 점은 다음과 같은 점을 인식함으로서 이해할 수 있다. 도13에 도시된 바와같은 복수 반사환경하에서, 만일 연속적인 호핑사이의 시간이 연속적으로 수신된 반사파들의 사이의 시간보다 작다면, 후속 신호의 도달들이 이전의 경로들과 결합했을 때에도 상당한 간섭을 야기하진 못한다. 그 환경에서의 특정한 지연 프로파일에 주로 의존하겠지만, 이것은 상당히 높은 호핑비율을 요구할 수도 있으며, 이러한 높은 호핑비율에 대한 요구는 혼성 HSS 신호에서 직접 시퀀스(DS) 요소가 존재한다면 어느정도 개선될 수 있다.
본 발명의 또 다른 특징은 바람직한 실시예 상에서 HSS 신호의 다양한 면면에 대한 프로그램 자유도가 매우 높다는 것이다. 즉, DS 확산(칩핑) 비율, FH 호핑 비율, 캐리어 주파수들 및 주파수/시간 프로파일들의 완벽한 소프트웨어/펌웨어 방침 및 상호 연관적이거나 혹은 독립적인 시간-호핑(TH) 및/또는 편파 신호(polarization control)는, DS 코드 길이들, 주파수 호핑 패턴들, 시간 호핑 패턴들 및 신호 편파에서의 절충들을 신속하고도 효과적으로 달성할 수 있는 (지금까지는 달성할 수 없었던 정도의) 신호 프로그램성 및 적응성을 제공함과 아울러, 동적 신호 및 기기의 사용환경들(예를 들면, 변화하는 다중경로 및 RFI 조건들과, 그리고 시스템 기능적인 요구들)에 효과적으로 대처할 수 있는 그들의 상호 관련성을 제공한다.
본 발명의 또 다른 특징은 매우 훌륭한 신호 보안성이다. 즉, 본원발명과 같은 빠른 방식에서는 매우 많은 신호 파라미터들이 바뀔 수 있으며, 또한 성공적인 동기화를 위해서는 DS, FH, TH 그리고 HSS 신호의 편파요소들 사이에 부호 연관성에 대한 선험적 지식을 요구하고 있기 때문에, 의도하지 않은 청취자가 HSS 전송과 완전히 동기화되고, 내장된 데이터를 완전히 복호화하기 위해서는 매우 큰 어려움에 직면할 것이다.
또한, HSS 전송기 사이에서 PN 코드 연관성을 극적으로 변화시킨다면 좀 더 높은 레벨의 보안성을 얻을 수 있다. 여기서, 코드 시그먼트(code segment)를 롤링시킨다던가, 코드 벡터들을 암호화(scramble)한다던가, 비트-패턴 연관성에 대한 테이블 기반의 재할당을 수행한다던가 하여 PN 코드 연관성을 극적으로 변화시킬 수 있다.
이와같이 요구되는 코드 "키" 또는 "인덱스" 없이 상술한 바와같은 복잡한 전송방식을 갖는 통신을 도청한다는 것은 지극히 난해하며, 또한 통상적인 데이터 암호화 기술이 전술한 보안기술에 부가되어 보다 더 높은 보안레벨을 획득할 수 있음은 자명하다.
본 발명에 의해 해결될 수 있는 주요 이슈중의 하나는 효율적인 다중 접속에 관한 것이다. 종종 최근접 영역내에서 수십 내지 수백 또는 수천개의 기기들이(무선 센서 노드들, RFID 태그들, 알람 유닛들 등등), 동일 그룹내의 다른 디바이스와의 충돌, RF 간섭 또는 다중경로 등으로 인한 데이터 손실없이 동작됨이 요구되고 있다.
적절히 프로그램된 HSS 기법은 매우 우수한 다중 접속 성능을 구현할 수 있으며, 심지어 전력조절이 완벽한 CDMA 시스템(휴대폰)의 성능과 비견될 정도의 다중 접속 성능을 구현할 수 있는데, 이는 FH 변조와 TH 변조가 부가된 양상에서 직접 시퀀스 CDMA(DS-CDMA) 기술과의 연속성 때문이다.
이와같이 FH 변조와 TH 변조가 부가된 점은, 보다 더 큰 다이버시티와, 보다 더 많은 유저들의 접속과, CDMA의 전력-조절 기능에서 보다 더 높은 정확도를 가능케 해준다.
더 나아가, 본 발명에서는, 전력 조절이 불가능하기 때문에 진정한 CDMA 방식만 존재하는 통신환경하에서는 작동이 불가능한 일 방향 전송 기기들도 지원할 수 있는데, 이는 본 발명의 또 다른 특징 중 하나인 향상된 유연성 때문이다.
특히, 송신전용 기기들의 위치가 변화하는 상황에서는(직접 시퀀스 시스템에서는 고전적인 near-far 문제점), 송신만 되는 기기들의 조절되지 않은 전력레벨로 인해 야기되는 다중 접속 간섭이 CDMA 동작을 위한 허용 한계치를 매우 빨리 초과해 버리게 되는 반면에, 본 발명에 따른 HSS 프로토콜은, 전체 시스템의 다중 접속 동작에 불리한 영향없이 위와같이 전력 조절이 불가능하며 랜덤하게 전송동작을 수행하는 일 방향 전송기기들을 조절할 수 있는 효율적인 수단을 제공할 수 있다.
이와같은 장점은 기본적으로 다음을 통해 이룰 수 있다. 즉, 보다 통상적인(전력조절이 가능한) 유닛들의 전송 슬롯들을 통계적으로 회피하기 위하여, 특정한 CDMA 코드를 전술한 일 방향 전송기기들에 할당하고 그들의 호핑 주파수와 시간 시퀀스들을 억제함으로서 전술한 장점을 구현할 수 있다.
또한, 통상적인 다중 경로의 산업적, 군사적 및 상업적 무선 신호전파 환경하에서 보다 더 좋은 성능을 구현하기 위해서, 결합된 DS/FFH 신호 파형에 대한 연속-위상(continuous-phase : CP) 합성을 수행할 수 있게 한 것은, 보다 효율적인 RF 스펙트럼의 사용을 가능케(좁은 대역폭 제어 및 일시적인 스펙트럼적인 "스플래터(splatter)"의 회피가 가능함) 함과 아울러, 열악한 전송 환경하에서도 보다 더 빠른 속도와 보다 안정적인 수신기 동기화를 가능케 한다.
본 발명의 또 다른 특징은 드롭 아웃(dropout)과 높은 비율의 데이터 손실을 수반하는 신호 소거(다중 경로에 의해 유발됨)에 대해 좀더 강한 내성을 제공하기 위해, 통계적으로 진폭 디더된 변조(statistically amplitude dithered modulation) 와 의사랜덤-다항식 기술을 매개로 한 CP-DS/FFH 결합 신호에 대한 통계적 편파 조절(statistical polarization control of combined CP-DS/FFH signal via pseudorandom-polynomial techniques)의 응용이다. 진폭 디더링(dithering)의 사용은 낮은 손실율(예를 들면, metal-walled)의 RF 환경하에서 가깝게 배치된 유해한 신호 반사로 인한 연속적인 칩 소거의 영향을 최소화한다. 그리고, 진폭 디더링은 다중경로로 인한 신호 널들(multipath-induced signal nulls)을 교란시키거나 또는 파괴(break up)시키는데 사용될 수 있다. 여기서, 다중경로로 인한 신호 널들이란, 여러개의 경로로부터 반사된 다수 신호들의 부적당한 조합으로 말미암은 유해한 간섭으로 인해 신호가 효과적으로 소거되는 것을 말한다. 다수 요소들의 벡터 합이 0 에 다다를 때, 수신된 신호들(시간 프레임 상에서 연속적으로 수신된 반사 신호들)의 진폭을 빠르게 변화시켜줌으로서, 수신단에서의 순간 신호진폭이 복호화가 가능할 정도로 양호한 상태로 만들면서, 다중경로 신호들이 소거되는 현상은 최소한 부분적으로는 "무위" 로 만들 수 있다. 이러한 진폭 디더링 기술과는 무관한 최대 에러 감소 이득을 얻기 위해서는, 시간당 디더링 비율(진폭 변화율)이, 지정된 수신단에서의 연속적인 반사신호들의 도달율과 최소한 비교될만한 정도가 되어야 한다(바람직하게는 좀 더 크면 좋다). 다시 말하면, 본 발명의 다른 특징들과 결합되지 않는 한, 상당히 높은 정도의 시간당 디더링 비율이 요구됨을 의미한다.
수신기와 송신기 사이에서 적절한 동기화가 이루어졌을 때, 편파조절로 제어되는 PN 코드의 응용하게 되면, 보다 더 큰 신호 다이버시티를 얻을 수 있고 다중경로로 야기되는 신호 널과 드롭 아웃(비인가된 신호 수신도 마찬가지임)에 대한 좀더 강한 내성을 가질 수 있다. 이와같은 장점은 전송된 신호파형의 편파를 특정한 PN 코드로 변화시킴으로써 얻을 수 있다. 신호의 전계(E)와 자계(H)는 서로 다른 방향들을 갖기 때문에, 방(room)의 외곽이나 또는 다른 경계면에서의 각각의 반 사계수들 역시 변하게 되며, 따라서 다중경로 널의 깊이들, 주파수들 및 위치들 역시 천이(디더링)시키게 된다. 후술한 실시예에 설명하는 바와 같이, 2개의 직교-편파(통상적으로 하나는 수직이고 다른 하나는 수평인)된 안테나들로 전송된 전력의 상대비율을 동시에 제어함으로서, 유효하게 전송된 신호의 편파를 조절할 수 있다.
상업적, 산업적, 군사적 용도와 같이 다중경로가 많고 간섭이 심한 부적당한 RF 환경하에서도 매우 신뢰성 있는 통신회선을 얻기 위해서는, 전술한 방법들이 일부, 대부분 또는 모두 연관되어야 하는 상황이 종종 발생할 것이다. 비록 하이브리드 대역확산(Hybrid Spread Spectrum : HSS)에 기반한 변조기와 복조기에 대해 많은 수의 기판레벨(Board-level)에 불과한 구현예가 소개되어 있지만, 실용가능한 가격대에서 원하는 시스템 기능성, 프로그램 가능여부, 사이즈, 적절한 전력소비 등을 만족시키기 위해서는, 가장 실용적이고 콤팩트하며 비용절감을 이룰 수 있는 집적회로(Integrated Circuit) 칩과 연관된 형태가 가장 바람직하다.
산업, 상업 그리고 군사영역에서의 수 많은 무선 어플리케이션에 사용되고 강한 내성과 저가인 디지털 전송기기들을 만들기 위하여, 전술한 본 발명의 모든 특징들은(고 전력 레벨에서 있을 수 있는 안테나 편파 제어에 대한 예외를 제외하면) 집적회로 형태로 능히 구현가능하다.
비록, 본 발명의 모든 특징을 동시에 구현할 수는 없겠지만, 본 발명에 따른 실제적인 하이브리드 대역 확산 전송시스템의 핵심부품에 어울리는 수 많은 직접-디지털 합성기(Direct-Digital Synthesizer : DDS)가 시장에 많이 소개되어 왔다. 여태까지의 기기중 아마도 상업적으로 가장 이용가능한 기기는 아날로그 디바이스 사의 AD9854 일 것이다. AD9854는 연속-위상 RF 주파수 합성기를 포함하고 있으며, 상기 주파수 합성기는 원하는 바에 따라 주파수-RAMPTED 변조되거나 또는 주파수 스윕 변조 및/또는 다운스트림 위상 변조가 가능하다. 디지털적으로 변조된 캐리어 위상 데이터(carrier phase data)는 내부적으로는 평행-동위상(parallel in-phase) "I" 와 직교-위상(Quadrature-phase) "Q" 의 디지털화된 파형들로 변환된다. 이들 각각은 조건부로 inverse-sinc response FIR 필터(신호 샘플링과 디지털화 절차로 인해 야기되는 주파수 응답 편차 신호를 보상)와 다운스트림 진폭-조절 곱셈기(multiplier)를 통과하며, 마지막으로 한 쌍의 고속 디지탈-아날로그 변환기를 거쳐 아날로그 전압들로 최종 변환된다.
불행하게도, HSS 포맷을 완전히 합성하기 위해 필요한 몇 가지 구성요소들은 AD9854에 포함되어 있지 않다.(AD9854 이외의 현재 상업적으로 이용가능한 기기들에도 포함되어 있지 않다.) 상기 몇 가지 구성 요소들에는, 평행-위상 I 와 직교-위상 Q 에서 진폭 변환기[사인과 코사인 포맷된 롬(ROM) 블록]로 업스트림하는 개별적인 위상-변조기 블록들과; 디지털 아날로그 변환기 앞단에 위치한 완전 4-사분(Fully four-quadrant) 고해상도(예를 들면, 14 비트 또는 그 이상)를 갖는 진폭 변조기들(곱셈기들) 또는 대안적으로 높은 정확도를 갖는 2-사분의 복수 개의 디지털 아날로그 변환기 구조들과; 높은 칩핑 비율, 호핑비율, 처핑 비율등을 지원하기 위한, 빠르고 폭 넓은 대역(32비트 또는 그 이상)의 병렬 프로그래밍 및 데이터 인터페이스와; 그리고 병렬 인터페이스 속도를 보완하여 원하는(10㎒ 이상) 내부 합성 파라미터 재 프로그래밍 비율(internal synthesizer parameter reprogramming rates)을 달성할 수 있도록, 충분한 속도를 갖는 온칩 파라미터 캐싱기기(fast on-chip parameter caching)이 있다.
실제적이고 적절하며 고속 HSS 시스템은 현재 사용가능한 다음과 같은 기기들을 포함하여 구현될 수 있다. AD9845, 기본적인 클록 회로, 외장 DSP(Digital Signal Processing) 제어기기, 병렬 데이터 인터페이스를 위한 고속 필드 프로그램어블 게이트 어레이(FPGAs)[부연하면, 2개의 빠른 속도의 외장 다운스트림 아날로그 곱셈기(예를 들면, 아날로그 디바이스사의 AD834s)], 곱셈기들의 출력인 I 채널과 Q 채널 변조된 신호들을 더하기 위한 종단 RF 출력 신호 결합기(combiner).
300 ㎒ 버젼의 AD9854 칩을 적용한다면, 광대역 I/Q 를 편리한 RF 전송 밴드로 주파수 변환하는데 있어서, 거의 120㎒에 달하는 RF 출력 대역폭을 얻을 수 있다. 이러한 방법 대신, 표준적인 하지만 넓은 대역폭을 갖는 표면탄성파(Surface Acoustic Wave : SAW) 중간주파수 대역통과 필터(IF BandPass Filter)(예를 들면 70㎒의 중간주파수에 36㎒의 폭을 갖음)는, 2.45 ㎓ 대와 5.5 ㎓ 대의 표준 ISM 대역과 5.1㎓ 대와 5.3 ㎓ 대의 U-NII 비인가 RF 전송 대역을 커버하는 좀더 높은 범위의 주파수를 제공하기 위한 분리된 주파수 합성 업컨버터로 사용될 수 있다.(좀더 좁은 대역인 902 ~ 928㎒ 의 ISM 대역을 위해서는 간단한 고정 업컨버터가 분리 합성기 스테이지(stage)를 대신할 것이다.
이제 본 발명의 상세한 실시예들은 일부 상세하고 다양한 특징을 설명하기 위해 제공되는 다음의 비제한적인 실시예들에 의해 추가로 기술될 것이다. 다음의 실시예들은 본 발명의 실행될 수 있는 방법의 이해를 촉진하기 위해 포함되어 있 다. 다음의 표현된 실시예들은 본 발명을 실시할 때 잘 작동하고, 이에 따라 본 발명의 실행을 위한 바람직한 모드를 구성하는 것으로 고려될 수 있다고 이해되어야 한다. 그러나 본 발명의 사상 및 범위에서 벗어나지 않고서 동일하거나 유사한 결과를 얻을 수 있는 다양한 변경들이 예시적인 실시예에서 행해질 수 있다고 인식되어야 한다. 따라서, 실시예들은 본 발명의 범위를 제한하는 것으로 고려되어서는 않된다.
실시예1
도1 내지 도2를 참조하면, 하이브리드 주파수 호핑/직접 시퀀스(FH/DS) 대역 확산 시스템이 도시되어 있다. 도1에 도시된 하이브리드 주파수 호핑/직접 시퀀스(FH/DS) 대역 확산 시스템은 표준적인 BPSK 데이터 변조를 위한 구성이다.
도1을 참조하면, 총 n 비트의 PN 코드중에서 m 비트(n ＞ m)의 소집합이 칩핑 시퀀스와 더불어 동조화에 사용되어, RF 합성기(100)에서 하이브리드 주파수 호핑/직접 시퀀스(FH/DS) 대역 확산 시스템에서 필요한 RF 캐리어 주파수를 생성한다. 보다 더 높은 차수를 갖고 있는 p 비트들이 RF 합성기(Direct Digital Synthesizer : DDS)의 주파수 조절용 워드(word)로서 RF 동작 대역을 특정하기 위해 부가적으로 사용되는 것을 주목해야 한다. 즉, PN 레지스터로부터의 저 차수의 m 비트들이 개별적인 호핑채널을 선택한다. RF 합성기(100)의 호핑 주파수들에 대한 정확한 맵핑은 ROM 지도 또는 FPGA를 이용하거나 또는 이와 동등한 디바이스를 통해 간단하게 제어될 수 있다. 후자의 구현예들은 고속 주파수 호핑을 구현하거나 또는 매우 높은 데이터 처리량 또는 매우 높은 칩핑비율을 구현할 경우에 특히 유 용하게 이용될 수 있다.
진폭 조절기(110)는 도1에 도시된 바와같이 전송기의 마지막 RF 출력의 전력을 조절(또는 완화)하기 위해 곧바로 사용될 수 있다. 일반적으로 PN 발생기로부터의 k 비트라인들(병렬비트들)과 같이 디더된(dithered) 진폭 데이터는, 도11에 도시된 바와같이 직교 편파된 안테나들에 공급되는 전력을 조절하기 위하여 추가적 또는 대체적으로 사용될 수 있다. 여기서 직교 편파된(수평과 수직) 안테나들은 RF 환경에서 향상된 신호 다이버시티를 제공하기 위함이다. 이러한 진폭 조절을 위한 가능한 구현예는 매우 많으며 다음과 같은 예를 들수 있지만, 이에 한정되는 것은 아니다. 즉, 고전적인 하이 앤드 로우 레벨의 AM 변조기들, 펄스 폭 변조(PWM) 방식으로 제어되는 공급전력을 제공받는 마지막 단의 RF 증폭기(들), transformer-summed C 클래스 또는 E 클래스 증폭기 등등이다. 출력신호에서 흔히 있을 수 있는 진폭의 변화는, 많은 경우 바람직하지 못한 반면에 고효율의 RF 전력 증폭기(예를들면, 클래스 C, D, E, F 또는 S)에서는 일정 포락선(constant-envelope) 특성을 갖는 변조기법이 선호된다. 더 나아가, 매우 복잡한 다중경로 시나리오(scenarios)에서, 일정 포락선 특성(constant-envelope)의 전송된 HSS 신호는, 수신단에서 향상된 신호처리를 가능케 하며, 이는 도12를 설명하는 내용에 기재된 바와같다.
대응하는 하이브리드 주파수 호핑/직접 시퀀스(FH/DS) 대역 확산 수신기 구조가 도2에 도시되어 있다. 도2에서 입력되는 하이브리드 신호는 프론트-엔드 저 잡음 증폭기(Low Noise Amplifier : LNA)(200)에서 증폭되고, 균형 믹서(balanced mixer)(210)에서 원하는 중간 주파수(IF)로 다운 컨버터되고, 대역통과 증폭기 블 록(Band Pass Amplifier : BPA)(220)에서 증폭 및 대역통과 필터링 되고, 마지막으로 전형적인 비트-와이즈 대응 필터(bit-wise matched-filter) 또는 상관기 구조(correlator structure)의 데이터 복조기(230)를 통해 통상적인 방법으로 복조된다. 전술한 전송기에서와 같이, n 비트의 PN 코드 발생기로 부터의 m 비트가 (비록, 원하는 IF 차이 주파수를 제공하기 위해 전형적으로 전송기에서의 비트들로부터 고정된 양만큼 오프셋되지만), 선택된 RF 수신 밴드내에서 원하는 호핑 채널들을 선택하기 위하여 사용된다.
고정된 국부-오실레이터 신호는 합성기의 출력 주파수를 타겟 중간주파수(IF)를 생성하기에 적절한 값으로 업 컨버트[이미지 제거 또는 일면(single-sided) "SSB"모드에서 선호됨]하기 위해 사용된다. 이와같이 프로그램 가능한 마지막 FH/DS 국부 오실레이터 신호는 PN 다항식 코드 시퀀스에 의해 변조되며 균형 믹서(210)로 인가된다. 이러한 확산 신호는 이후(적절히 동기화된 후), 입력되는 하이브리드 신호의 직접 시퀀스 부분을 자동적으로 디스프레드(despread) 한다. 즉, 국부 신호의 호핑(hopping of the local signal)은 또한 FH 요소를 제거하며, 데이터 변조되며 하나의 주파수를 갖는 신호가 대역통과 IF 증폭기 체인(BPA)(220)으로 입력되게 한다. 시스템을 위한 동조화는 데이터 스트림, RF 캐리어 주파수, 또는 이들의 조합으로부터 얻을 수 있다. 선택적인 다중경로-진폭 검출기 블록(240)은, 수신된 신호에서 다중경로로 인한 교란의 총계에 대한 상대적 측정치를 제공한다. 이는 수신된 신호의 포락선(진폭) 변화량을 감지하는 방법으로 구현될 수 있으며, 수신된 신호에서 다중경로로 야기된 감쇄를 평가하는 분리된 신호처리 회로와, 수 신기 출력의 마지막 데이터 품질을 향상시키기 위해 최소한 1차(first-order) 소거를 수행하는 분리된 신호처리 회로로 활용될 수 있다.
실시예 2
도3 내지 도4를 참조하면, 하이브리드 시간-호핑/직접-시퀀스(TH/DS) 대역 확산 시스템이 도시되어 있다.
하이브리드 시간-호핑/직접-시퀀스(TH/DS) 대역 확산 전송기는 도3에 도시되어 있다. 전술한 TH/DS 전송 시스템과 같이, 도3에는 n 비트의 메인 PN 코드 발생기(300)가 m 비트의 서브 세트를 패턴-검출 부합 게이트(310)로 인가한다. 선택된 m 비트 패턴이 판명되면, 데이터-게이트 제어기(330)는 데이터 비트 버스트(Gated data)를 DS 확산기[균형 변조기(350)로 출력하는 배타적 오어 게이트(304)를 통해서]로 인가하여 게이트 제어한다. 동시에, 본질적으로 부합 게이트(310)의 출력에 의해 구동되는 트리거("T") 플립플롭(360)은 시간 도약된 버스트 전송을 완료하기 위해, 일정한 주기(소량의 파워-업 시간과 파워 다운 시간에 덧붙여)를 갖고 마지막단의 RF 전력 증폭기(370)를 게이트 제어한다. 상응하는 하이브리드 시간-호핑/직접-시퀀스(TH/DS) 대역 확산 수신기의 구조가 도4에 도시되어 있다. 도4에 도시된 TH/DS 수신기는, 마스터 PN 코드 발생기(400)에서 추출된 m 비트들(m lines)이, 주파수 합성기를 제어하는 대신에 전술한 FH/DS 전송기에서의 부합 게이트와 유사한 부합 검출기(게이트)(410)를 구동한다는 점을 제외하면, 전술한 FH/DS 수신기와 매우 유사하다. 수신기에서의 "T" 플립플롭(420)은, 일단 시스템이 동조되면, 원하는 시간 슬롯이 발생할 때까지 RF 입력을 단순하게 게이트 오프한다. 이는 시간적 으로 비동조화된 간섭신호의 영향을 최소화할 뿐만 아니라, 수신기의 동작 전압 역시 최소화한다. 전술한 바와같이, 국부 오실레이터(430) 는 재생성되고 동조화된 PN 코드에 으해 변조된다. 균형 믹서(440)의 출력에서 생성되는 중간주파수(IF) 신호는 다운 컨버트(down converted)되고 디스프레드(despread) 된다. 즉, 비트-와이즈(bit-wise) 데이터 복조기(450)는 그후 게이트 제어된(gated) 출력 스트림을 직접 추출한다. 임의의 다중경로 진폭 검출기 블록(460)은 전술한 바와같이, 수신된 신호에서 다중경로로 인한 교란의 총계에 대한 상대적 측정치를 제공한다
실시예3
도5 내지 도6에는 하이브리드 주파수-호핑/시간-호핑/직접-시퀀스(FH/TH/DS) 대역 확산 시스템이 도시되어 있다. 도5에 도시된 하이브리드 FH/TH/DS 전송기와 도6에 도시된 하이브리드 FH/TH/DS 수신기는 FH/DS 스킴과 TH/DS 스킴이 결합된 것으로, 좀 더 복잡한 대역 확산들을 얻을 수 있으며, 단순한 타입들과 비교해서 보다 더 높은 데이터 보안성을 얻을 수 있다. 상세한 회로의 구성은 전술한 도면들의 설명들을 따른다.
이러한 하이브리드(FH/TH/DS) 타입들의 시스템은 아마도, 산업용의 난해한 RF 환경하에서 사용되는 실제적인 버스트-모드 무선-센서 기기들에 가장 유용할 것이다. 대안적으로 상기 버스트들은 의사랜덤 방법 또는 주기적으로 시간 조절될 수 있는데, 시스템 갱신 비율이 매우 엄격하게 정기적이거나 또는 주기적인 표준 타임-슬로팅(time-slotting)이 요구되어 지는 경우에는, 버스트들은 의사랜덤 방법보다는 주기적으로 시간 조절될 것이다.(이 경우에는, 진정한 TH 변조 요소가 제거됨은 자명하다.)
비록 이와같이 도시된 전송기 구현예들은 종단 RF 캐리어 주파수 데이터-변조 방법들을 채용하고 있지만, 택일적으로 중간주파수(IF)-변조 방법도 유용하게 활용될 수 있다. 특히, 대중적인 IF 주파수 대역들(예를 들면, 70㎒)에서 많은 고 집적 DDS 디바이스들이 사용가능하기 때문에, 중간주파수(IF)-변조 방법도 유용하다. 물론 이러한 시스템 내에서, IF 변조기 다음에는 주파수 업-컨버팅 스테이지 또는 마지막 RF 캐리어를 생성하기 위한 서브-시스템이 올 것이다. IF 출력의 DDS 구현예들중 어떤 것에서는, RF 출력 주파수 범위가 이용가능한 표준 IF 필터 대역들을 초과하는 경우에, 완전한 RF 출력 주파수 범위를 제공하기 위하여 이중 스테이지 합성기 구조가 필요할 수도 있다. 지금까지 개시된 다양한 전송기와 수신기에 대한 도면은 신호처리 개념을 예시하기 위하여 단순히 기능적 배열을 도시한 것에 불과함을 주목하여야 하며, 마찬가지로, 이것들은 본 발명의 구현예들이나 다양한 특징들을 토대로 하는 가능한 구성의 완벽한 범위를 포함하고자 하는 것이 아님을 유의하여야 한다.
실시예 4
도7에는 하이브리드 대역확산 신호를 생성할 수 있는 하이브리드 프로그램어블 DDS 전송기가 도시되어 있다. 주파수 누적기(700)는 합산기(705)와 전기적으로 연결되어 있으며 또한 자기 자신과도 전기적으로 연결되어 있다(피드백). 디지털 신호 멀티플렉서(MUX)(710) 역시 합산기(705)와 전기적으로 연결되어 있다. 합산기는 위상 누적기(715)와 전기적으로 연결되어 있다. 위상 누적기(715)는 자기자 신(715)(피드백), 위상 합산기(720)(I), 위상 합산기(725)(Q)와 전기적으로 연결되어 있다. 위상 합산기(720)(I)는 위상-진폭 변환기(731)의 사인(Sine) 롬(ROM)(730)과 전기적으로 연결되어 있다. 위상 합산기(725)(Q)는 위상-진폭 변환기(731)의 코사인(Cosine) 롬(ROM)(735)과 전기적으로 연결되어 있다.
또한, 도7을 참조하면, 위상-진폭 변환기(731)의 사인 롬(730)은 진폭 곱셈기(740)와 바이패스 회로(780)에 전기적으로 연결되어 있다. 위상-진폭 변환기(731)의 코사인 롬(735)은 진폭 곱셈기(745)와 바이패스 회로(785)에 전기적으로 연결되어 있다. 바이패스 회로(780)는 멀티플렉서(MUX)(750)에 전기적으로 연결되어 있다. 진폭 곱셈기(740)은 또한 멀티플렉서(750)에 전기적으로 연결되어 있다. 바이패스 회로(785)는 멀티플렉서(755)에 전기적으로 연결되어 있다. 진폭 곱셈기(745)은 또한 멀티플렉서(755)에 전기적으로 연결되어 있다. 멀티플렉서(750)는 디지털 아날로그 컨버터(760)(I)와 전기적으로 연결되어 있다. 디지털 아날로그 컨버터(760)(I)는 저역통과필터(LPF)(770)와 전기적으로 연결되어 있다. 저역통과필터(LPF)(770)는 아날로그 출력(790)(I)과 전기적으로 연결되어 있다. 멀티플렉서(755)는 디지털 아날로그 컨버터(DAC)(765)(Q)와 전기적으로 연결되어 있다. 디지털 아날로그 컨버터(765)(Q)는 저역통과필터(LPF)(775)와 전기적으로 연결되어 있다. 저역통과필터(LPF)(775)는 아날로그 출력(795)(Q)과 전기적으로 연결되어 있다.
도7을 참조하면, 하이브리드 프로그램어블 DDS 전송기를 제어하기 위한 복수개 라인들의 세트가 도시되어 있다. 델타-주파수 워드(Delta-frequency word) 라 인(701)은 주파수 누적기(700)와 전기적으로 연결되어 있다. 델타-주파수 램프-레이트(Δ-F Ramp-rate) 클럭 라인(702)은 주파수 누적기(700)에 전기적으로 연결되어 있다. 주파수 제어 워드 라인(Frequency-control Word 0~N)들(711)의 세트는 멀티플렉서(710)와 전기적으로 연결되어 있다. 메인 DDS 클럭(Main DDS Clock) 라인(716)은 위상 합산기(715)와 전기적으로 연결되어 있다. 위상-제어 워드(Phase-Control Word)(I) 라인(721)은 위상 합산기(720)(I)와 전기적으로 연결되어 있다. 위상-제어 워드(Phase-Control Word)(Q) 라인(726)은 위상 합산기(725)(Q)와 전기적으로 연결되어 있다. 진폭-제어 워드(Amplitude-Control Word)(I) 라인(741)은 진폭 곱셈기(740)와 전기적으로 연결되어 있다. 진폭-제어 워드(Amplitude-Control Word)(Q) 라인(746)은 진폭 곱셈기(745)와 전기적으로 연결되어 있다. 진폭 제어 워드 온/오프 라인(Amplitude-Control Word On/Off)(751)(I)은 멀티플렉서(750)와 전기적으로 연결되어 있다. 진폭 제어 워드 온/오프 라인(Amplitude-Control Word On/Off)(752)(Q)은 멀티플렉서(755)와 전기적으로 연결되어 있다.
실시예 5
도8에 의하면, 외부 인터페이스를 갖는 하이브리드 프로그램어블 DDS 전송기가 도시되어 있다. 다음과 같은 변경 사항을 감안하면 도7에 도시된 구조와 유사하다. 사인 롬(730)은 등화기(Equalizer) FIR(finite impulse response) 필터(810)와 바이패스 회로(830)에 전기적으로 연결되어 있다. 코사인 롬(735)은 등화기 FIR 필터(820)와 바이패스 회로(840)에 전기적으로 연결되어 있다. 등화기 FIR 필터(810)는 멀티플렉서(MUX)(850)와 전기적으로 연결되어 있다. 바이패스 회로(830)은 멀티 플렉서(850)와 전기적으로 연결되어 있다. 등화기 FIR 필터(820)는 멀티플렉서(MUX)(860)와 전기적으로 연결되어 있다. 바이패스 회로(840)은 멀티플렉서(860)와 전기적으로 연결되어 있다.멀티플렉서(850)는 진폭 곱셈기(740)와 전기적으로 연결되어 있다. 멀티플렉서(860)는 진폭 곱셈기(745)와 전기적으로 연결되어 있다.
도8에 도시된 바와같이, 다음과 같은 추가사항을 고려하면, 하이브리드 프로그램어블 DDS 전송기를 제어하기 위해 사용되는 라인들의 세트는 도7에 도시된 것과 유사하다. 등화기 제어 워드(Equalizr-Control Word)(811)(I)는 등화기 FIR 필터(810)에 전기적으로 연결되어 있다. 등화기 제어 워드(812)(Q)는 등화기 FIR 필터(820)에 전기적으로 연결되어 있다. 등화기 제어 온/오프(Equalizr-Control On/Off) 라인(851)(I)는 멀티플렉서(850)에 전기적으로 연결되어 있다. 등화기 제어 온/오프 라인(Equalizr-Control On/Off)(852)(Q)는 멀티플렉서(860)에 전기적으로 연결되어 있다.
고속 외부 프로세서 병렬 로직 인터페이스(High-Speed External Processor Parallel Logic Interface)(800)는 도8에 도시된 전송기를 프로그램하는데 사용되는 라인들을 제공한다. 본질적으로, 고속 외부 프로세서 병렬 로직 인터페이스(800)는, 원하는 특정한 변조 기능들을 수행하기 위해 DSP 또는 다른 제어기로부터 각각의 적절한 하드웨어 서브 시스템으로 디바이스-파라미터 프로그래밍 데이터를 전달한다. 병렬 인터페이스의 속도 또는 핀 갯수 제한과 같은 전형적인 문제를 해결하기 위하여, 내부에 위치한 중재용 캐쉬 메모리, 디코딩 또는 타이밍 논리소자(외부 인터페이스와 합성기 블록 사이에 위치)는, 고비율의 DS 칩핑(스프레딩), 고 비율의 주파수 호핑/처핑, 심지어 고 비율의 데이터 변조를 얻는데 매우 유용하게 사용된다. 특히, 좀더 복잡한 형식의 변조기법(좀 더 조밀한 QAM과 같이 복잡한 것들)을 구현하고자 하는 경우에는 상기 캐쉬 메모리, 디코딩 또는 타이밍 논리소자가 매우 유용하게 사용된다.
도7 내지 도8에 도시된 구현예의 추가적인 특징들은, 프론트-엔드 주파수-누적기 스테이지를 통하여 다운스트림 진폭-변조 능력이 있는 처프변조 또는 DS/처프 복합변조를 제공할 수 있는 가능성을 포함하고 있다. 여기서, 스위프 비율(a rate-of-sweep) 워드와 시작 주파수(start- frequency)는 주파수 제어 회로의 변수로 프로그램될 수 있다. 이후, 위상-진폭 변환기(사인/코사인 롬들)와 진폭 곱셈기(변조기)를 포함하는 후속 위상 누적기 블록은, 선택된 중간주파수-범위(IF-range)의 주파수 대역에서 사인곡선과 유사한 파형들을 I 채널 DAC와 Q 채널 DAC로 출력할 것이다. 나아가, 진폭 곱셈기들은 택일적으로(그리고 선호적으로) 완전 사 사분(full four quadrant) 곱셈기들일 수 있는데, 이는 스펙트럼적인 스플래터링(splattering)을 감소시킬 뿐만 아니라, 양성과 음성 둘다의 진폭 변화(스윙)을 허용하며, 선택적인 다운스트림 이진 위상 천이 변조(단순한 진폭 반전 또는 부호 변화를 통해 구현가능함)를 가능케 한다.
실시예 6
도9를 참조하면, 디지털 데이터 전송기에 사용되는 전형적인 RF 업컨버터가 도시되어 있다. RF 업컨버터는 직교(I 와 Q) 아날로그 출력신호들(도7과 도8에 도시된 시스템의 출력과 같은)을, 본 발명을 구현하기 위해 채용된 신호들과 같은 RF 신호들로 변환하는데 이용된다.마스터 클록(900)은 종단 RF 캐리어 주파수를 생성하는 RF 주파수 합성기(910)와 전기적으로 연결되어 있으며, 이전 도면들에 개시된 클럭과 동일한 클럭일 수도 있고 또는 전용 클럭일 수도 있다. 2개의 동일한 캐리어 주파수 신호가 한 쌍의 균형 변조기(920, 930)로 각각 공급된다. 균형 변조기(920)는 RF 캐리어 주파수 신호와 DDS 회로(도7과 도8에 도시됨)의 출력인 "I" 아날로그 중간 주파수(IF) 신호를 믹스(mix)한다. 균형 변조기(930)는 RF 캐리어 주파수 신호와 DDS 회로(도7과 도8에 도시됨)의 출력인 "Q" 아날로그 중간 주파수(IF) 신호를 믹스한다.
도9를 참조하면, 직교-변조된 종단 RF 확산 데이터 신호를 생성하기 위하여, 균형 변조기(920, 930)의 출력인 한쌍의 신호들이 합산기(940)에서 선형적으로 합산된다.
선형 RF 전력 증폭기(960)로 신호가 입력되기 전에, 대역통과 필터(BFP)(950)는 대역외의 에너지[RF 고조파(harmonics)와 잔영(images)을 포함함]를 제거한다. 시스템 조절 하드웨어로부터 얻어진 진폭 조절 신호(Amplitude Control Signal)(970)는 RF 출력 전력을 원하는 대로 조절하는데 사용되며, 이는 전력조절, 진폭 디더링/변조를 하기 위해서이다. 이후, 마지막 출력신호가 안테나(980)로 공급된다.
실시예 7
도10에는 교대적이지만 잘 알려진 "일-측파대(single-sideband)" 또는 "이미지 방지" RF 업컨버터 배열이 도시되어 있다. RF 업컨버터는 다음과 같은 점을 제 외하고는 본질적으로 도9에 도시된 회로와 같다. 즉, 2개의 균형 변조기들(1030, 1040)은 DDS 회로(도7과 도8에 도시된)에서 각각 출력되는 "I", "Q" 아날로그 IF 신호들을 번갈아 공급받으며, 또한 RF 주파수 합성기(1000)의 출력인 2개의 직교-위상(0°와 -90°)의 캐리어 신호들(1010, 1020)을 공급받는 점을 제외하면, 도9에 도시된 회로와 본질적으로 같다. 이미지-주파수 요소는, 합산기(summer)(1050)의 출력쪽에서 대부분 제거되기 때문에, 최후 전송된 신호에서 적당한 스펙트럼적인 RF 순도(RF spectral purity)를 얻기 위해서, 단순한 저역통과 필터(LPF)(1060)가 사용될 수 있다.
상응하는 수신기 시스템들에 대한 구현예들은 그 세밀한 복잡함에도 불구하고, 구조적인 면에서 대부분의 경우 이전의 도면들에 개시된 실시예들을 따르는 것이 가능할 것이다.
실시예 8
도11을 참조하면, 전형적인 이중 편파(dual-polarization) HSS 전송기의 구현예가 도시되어 있으며, 메인 시스템 PN 다항 코드 발생기(1112)를 제어하는 대역-확산 칩핑 클럭 주파수(Chipping Clock)(1102)와 합성기 기준신호(Synth. Ref.)(1101)(일반적으로 10㎒)를 포함하는 통상적인 기준 소스(reference source)로부터 모든 타이밍 신호를 만들어 내는 마스터 클럭(1100)이 도시되어 있다. PN 코드 발생기(1112)는 DS(direct sequence) 신호를 위하여 XOR 게이트(1115)로 직렬 n 비트 PN 코드 칩-스트림(Serial n bits)(1114)을 출력하는데, XOR 게이트(1115)는 상기 칩-스트림(1114)과 디지털 데이터 입력 시퀀스(Data Input)(1116)을 이진 곱(binary-multiply)한다. 결과적으로, XOR 게이트(1115)의 출력인 BPSK 확산 데이터 스트림(Spreading data Stream)(1117)은, RF 캐리어 주파수 신호(RF carrier)(1111)를 DS 대역 확산 변조하기 위해서, 균형 변조기(1130)로 인가된다. 한편, 내부적으로는 이진 다항식 레지스터에 상응하는 PN 코드 발생기(1112)는, RF 출력 주파수(RF carrier)(1111)를 부분적으로 조절하는 RF 주파수 합성기 블록(1110)으로 병렬 m 비트 워드(Parallel m bits)(1103)를 출력한다. 남아있는 디지털 주파수-제어 데이터는, 외부의 RF 대역-선택 데이터 소스와 연결되는 p-비트 넓이의 버스(Band selection inputs)(1104)를 통해 입력된다. 입력 워드들(1103, 1104)는 원하는 (일반적으로 의사 랜덤) 주파수 호프를 포함하는 RF 주파수 합성기(1110)의 출력인 순시 최후 RF 캐리어 주파수를 완전히 특정한다. 이후, 호핑된(도약된) 신호(1111)는 균형 변조기(1130)에서 직접 시퀀스(DS) 요소와 곱해지게 되며, 균형 변조기(1130)는 복합된 FH/DS 형식의 HSS 신호(1131)를 출력한다. 원하지 않는 고조파들과 다른 가짜 신호들은 저역통과 필터(LPF)(1132)에서 제거되며, 스플리터(1133)에 의해 신호는 2 개의 동일한 신호로 나뉘어 지는데, 통상적으로 동등-레벨 요소(equal-level components)를 갖도록 나뉘어 진다. 스플리터(1133)에서 출력된 2개의 출력신호는 이득 조절된 RF 증폭기들(1136, 1137)로 각각 입력되며, 이후 수직(V)적 과 수평(H)적으로 편향된 신호들을 전송하기 위하여 단 편향(singly polarized) 안테나(1140, 1141)로 각각 입력된다. 분리된 k 비트의 데이터 워드(k bits)(1113)는 PN 코드 발생기(1112)에서 추출되며, 진폭조절기(1120)로 입력된다. 진폭조절기(1120)는 신호(1123)를 통해 RF 증폭기(1136)의 출력레벨을 k 비트 워드의 값에 따라 디지털적으로 조정한다. k 비트 데이터 워드(1133)는 또한, 2k에 동일한 정수와 워드(1133) 사이의 차이를 단순히 계산하는 뺄셈기 논리블록(1122)으로도 입력된다. 1121에 나타나는 나머지 값은 출력 전력의 나머지를 대표하며, 진폭 조절기(1121)로 입력된다. 다음으로, 제어 신호(1124)는 RF 증폭기(1137)의 출력을 조절한다. 따라서, V 와 H 안테나에서 방사되는 총 결합 전력은 여전히 정수이지만, V 편파된 신호와 H 편파된 신호에 할당된 상대적인 부분은, 의사랜덤 방식으로 k 비트의 코드 워드(1113)에 따라 변화할 것이다. 상대적인 전송된 신호의 편파에 관한 이러한 디더링은 다중경로 완화를 위한 또 다른 수단이며, 본 발명의 매우 유용한 특징을 대표한다.
실시예9
도12(도2의 기본적인 구성예를 따르는)를 참조하면, 본 발명의 일 양상에 따른 전형적인 편파-다이버시티(polarization-diversity) HSS 수신기가 도시되어 있다. 왼편에 위치한 안테나들(1200, 1201)에서 수신한 V-편파 와 H-편파된 각각의 HSS 신호들은, LNA(1202, 1203)들에서 부스트(boost)되며 다운컨버팅 균형 믹서기(1204, 1205)로 입력된다. 믹서기들(1204, 1205)은, 균형 변조기 블럭(1220)에서 생성된 FH/DS-변조된 국부 오실레이터 신호(1206)를 각각 입력받는다. 2 개의 다이버시티(V 와 H) 입력 신호들은 균형 믹서기들을 통해 원하는 중간 주파수(IF)로 다운 컨버트 되고, 대역통과 증폭기 블록(BPA)(1240, 1242)에서 증폭과 대역통과 필터링되고, 결합기(1250)에서 게이팅, 가중 또는 비가중된 합산, 최대비율 결합 또 는 다른 기술들을 이용하여 결합되고, 마지막으로 데이터 복조기(1252)에서 채용된 데이터 복조방식(BPSK, QPSK, MSK 등등)에 따라 통상적인 방법으로 복조된다. 또한, 결합기(1250)는, 분리된 입력인 V 와 H 신호를 최적으로 결합하기 위하여, 데이터 복조기(1250)를 통해 직접 피드백되는 다수-논리(majority-logic)의 수정된 형태를 채용할 수도 있다. 다시 말하면, 복조기는, 최종적으로 최적화된 결과를 전개하기 전에, 2개의 분리된 채널을 통해서 V 와 H 데이터 신호들을 독립적으로 복조할 수 있다. 물론, 본 발명에서 다이버시티 안테나를 사용한다는 점은, 2개(V 와 H)를 사용하는 것으로 한정되어서는 안되며, 신호 수신효율을 향상시키기 위한 다양한 수신 능력을 제공하기 위해서, 2개의 편파에 관한 추가적인 수신채널들을 더 포함할 수 있다. 이는, 다중경로 신호를 처리하기 위하여 multiple-finger "rake" 수신기를 사용하는 현재의 CDMA 휴대전화 시스템과 매우 유사하다. 반대로, HSS 수신기에서 V 와 H의 편파신호를 사용한다는 의미는, "rake" 구조와 유사한 결합 체계들을 사용한다는 의미를 확실히 포함하고 있다. HSS 수신기의 또 다른 옵션은, 여러 종류 중 하나의 특정한 HSS 전송기에서 생성된 일정-포락선(constant-envelope) 신호를 처리하는데 특히 최적화된 결합기를 사용한다는 점이다. 흔히 있는 다중경로 반사들은 수신된 신호들(비록 수신된 신호들은 명목상으로는 일정 진폭을 갖는다)에서 가짜 진폭변조들(AM)을 확실히 야기하기 때문에, 흔히있는 진폭변조를 최소화함으로서 다중경로로 인한 수신된 신호파형의 왜곡을 감소시키는 트리거 조정 회로(trigger corrector circuits)에 이러한 진폭 변화들에 대한 검출기법이 채용될 수 있음은 명백하다. 전술한 전송기와 같이, n 비트의 PN 코드 발생기 로 부터의 m 비트가 (비록, 원하는 IF 차이 주파수를 제공하기 위해 전송기의 비트로부터 선택된 고정된 양만큼 전형적으로 오프셋되지만) 선택된 RF 수신 밴드내에서 원하는 호핑 채널들을 선택하기 위하여 사용된다. 이러한 점은, 마스터 PN 코드 발생기(1230)를 기본적으로는 도11에 도시된 HSS 전송기의 PN 코드 발생기와 동일하게 운용하고, 모든 코드의 호핑 요소를 가지고 RF 주파수 합성기 블록(1212)을 구동하기 위해서 m 비트의 병렬 데이터 버스(PN 코드 발생기의 내부 레지스터들에 대응하는)를 추출함으로써 성취될 수 있다. 직렬 칩핑 코드 스트림(serial n bits)(1231)은 PN 코드 발생기의 출력이며, DS 균형 변조기 블럭(1220)의 입력중의 하나에 제공된다. 합성기(1212)의 출력(1213)은 전형적인 고정 국부 오실레이터(1210)의 출력과 믹스(1214)되며, 오실레이터는 합성기의 출력을 원하는 RF 대역으로 업컨버트 하기 위해, 명목상의 RF 입력 중앙 주파수로부터의 옵셋 주파수(IF)에서 동작한다. 대역통과 필터(1215)는 원하지 않는 이미지 요소를 제거한다. 이후, 필터링된 출력(1216)은, 원하는 HSS 변조된(FH/DS) 국부 오실레이터 신호(1206)를 생성하기 위해 균형 변조기(1220)로 입력된다.
이와같이 국부적으로 확산된 신호는 이후(적절히 동기화된 후), 입력되는 하이브리드 신호의 직접 시퀀스 부분을 자동적으로 디스프레드(despread) 한다. 즉, 국부 신호의 호핑(hopping of the local signal)은 또한 FH 요소를 제거하며, 데이터 변조되며 하나의 주파수를 갖는 신호가 대역통과 IF 증폭기 체인들(1240, 1242)로 입력되게 한다. 시스템(1254)을 위한 동조화는 데이터 스트림, RF 캐리어 주파수, 또는 이들의 조합으로부터 얻을 수 있다. 마스터 클럭(1259), PN 코드 발생 기(1230), 국부 오실레이터(1210)에 대한 동기화는 피드백 신호(1255, 1256, 1258)를 통해 각각 이루어진다. 1244, 1245 라인을 통해 IF 출력들인 V 와 H 신호(1241, 1243)를 입력받는 선택적인 다중경로-진폭 검출기 블록(1260)은, 수신된 신호에서 다중경로로 인한 교란의 총계에 대한 상대적 측정치를 제공할 수 있다. 이는 수신된 신호의 포락선(진폭) 변화량을 감지하는 방법으로 구현될 수 있으며, 수신된 신호에서 다중경로로 야기된 감쇄를 평가하는 분리된 신호처리 회로와, 수신기 출력의 마지막 데이터 품질을 향상시키기 위해 최소한 1차 소거를 수행하는 분리된 신호처리 회로로 활용될 수 있다. 상기 다중경로-평가 블록의 최종 처리된 출력(Multipath Signal Out)은 도면부호 '1261'에 도시되어 있다. 다중 경로 검출기의 또 다른 특징은 다음과 같다. 즉, 수신된 신호의 품질에 대한 동적인 평가는 입력되는 데이터 스트림의 수신율을 적응적으로 향상시키는데 사용될 수 있을 뿐만 아니라, RF 채널환경의 정적인 변화와 동적인 변화 모두에 적절히 대응하기 위해(HSS 트랜시버 시나리오에서) HSS 전송기 신호 형식(예를 들면, DS, TH, FH 또는 편파 파라미터들)을 갖는 출력에 대한 동적인 최적화를 촉발하기 위해서도 사용될 수 있다는 점이다.
본 발명의 실제적인 응응예들
기술적인 관점에서 가치있는 본 발명의 실제적인 응응예들은 다음과 같으며, 국내와 국외 시장에서 동등하게 유효한 모든 것을 포함한다.
산업 플랜트, 사무소, 상업적 빌딩 그리고 창고에서 사용되는 무선 센서들과 데이터 네트워크들; 환경 모니터링 시스템; 콘테이너/자산/개인 추적용 텔레메트리 어플리케이션들; 무선 근거리 통신망(wireless LANs); 의료용 텔레메트리; 전장용/전술용 센서; 산업, 군사, 국가보안에 사용되는 보안된 데이터 통신. 그리고, 본 발명과 관련하여 실질적으로는 셀수 없을 만큼 많은 사용예가 있지만, 본 명세서에 그 모든 것에 대해 상세히 기재하지는 않았다.
본 발명의 장점
본 발명의 실시예들로 대표되는 하이브리드 대역확산 시스템은 최소한 다음과 같은 이유들로 인해 비용절감과 기타의 유리한 효과를 갖는다. 종래기술과 비교해 볼 때, 본 발명에 따르면 품질향상과 비용 절감이라는 장점을 얻을 수 있다. 본 발명의 다른 장점들은 다음과 같은 점을 포함할 수 있다.
향상된 다중경로-배제(multipath-rejection) 능력과, 우수한 데이터 집적도 및 보안성과, 정보를 검출당할 가능성과 감청당할 가능성을 낮출 수 있고, 링크 지연(또는 latency) 특성을 개선할 수 있고, 협대역/광대역 재밍에 대한 저항성을 높일 수 있고, 더 빠른 동기화가 가능하며, 더 많은 유저가 사용할 수 있고, 주어진 환경 또는 주파수 대역에서 사용자들간의 상호 간섭을 줄일 수 있으며, 통계적인 신호 다양성(signal-diversity)를 증가시킬 수 있으며(향상된 내성을 얻을 수 있다.), 주파수 도약기법에서 향상된 근-원 수신(near-far reception) 특성 획득이 가능하며(이는 순수한 DS 시스템의 주요 장애물이기도 하다.), 그리고 현존하는 대부분의 대역 확산 라디오 기술들과 비교하여 볼 때, 대역폭 피크 점유를 더 낮출 수 있다 (다시말하면, 스펙트럼적인 "splatter"를 감소시킬 수 있음). 판독기/인터로게이터(reader/interrogator)가 결합된(또는 분리된) 유닛에서 HSS 프로토콜의 추가적인 중요 활용도는, 일반적으로 RFID 태그라 알려진 수동, 반-수동, 반-능동, 또는 완전 능동 RF 태그로부터 데이터를 추출할 수 있다는 점이다. 통상적으로 인터로게이팅(또는 illuminating) RF 전송기와 이에 대응하는 수신기(즉 판독기)가 둘다 결합된 태그 리더 유닛에서, HSS 프로토콜를 사용하게 되면, 표준적인 DS 또는 FH 기반 시스템에 비하여 훨씬 좋은 태그 판독효율을 얻을 수 있는데, 이는 HSS 방출에서 훨씬 큰 신호 다양성을 얻을 수 있기 때문이다. 사실상 현존하는 모든 태그 판독기들은 RF-태그 인터로게이팅 필드에 널(null) 또는 "죽은" 지점들(spots)을 갖고 있는 반면에, 일정하게 디더된(dithered) HSS 신호는 통계적으로 신호 널들을 거의 갖고 있지 않기 때문에, "판독-불가(no-read)" 없이 RF 태그 판독효율을 획기적으로 높일 수 있다.
전형적인 915 ㎒ 실내 RF 지연 프로파일이 도시된 도13을 고찰해 보면, 본 발명에 따른 하이브리드 대역 확산 신호처리 기술의 장점이 더욱 두드러 진다. 이와같은 환경에서는, 대략 46㎱의 RMS 분산 중간값과 더불어 신호-분산 시간들(signal-dispersion times)은 약 10 ∼ 250 ㎱의 범위를 갖는다. 더 넓은 영역 또는 산업용 제조설비와 같이 둘러싸인(enclosed) 영역에 상응하는 더 긴 신호-분산 시간값들은, 대략 4 Mchips/sec 정도의 최소 확산율이 필요함을 의미하지만, 사무소 또는 더 작은 방에 상응하는 더 짧은 분산 시간값들(최악의 경우)은 대략 100 Mchips/sec 에 달하는 확산율이 필요함을 의미한다(따라서, 총 전송된 신호의 대역폭은 최소한 100 ㎒이 필요). 이와같은 후자의 요구사항은 915 ㎒ 또는 ISM 대역을 위한 2450 ㎒ 주파수 대 내에서 사용가능한 대역을 초과할 뿐만 아니라, 미국내에 서 비인가 대역 확산 통신을 위해 할당된 3개의 5㎓ 대의 ISM/U-NII 밴드들의 총 대역폭을 요구하고 있는 셈이다. 심지어 후자의 경우에는, 매우 큰 수자의 충돌과 이로인한 데이터 패킷의 손실을 없이 복수개의 완전 대역 기기들을 동일한 공간에서 작동시키기 위해서는, 시간 다중화 또는 CDMA 기술에서의 전력조절 기술을 통한 사용자 간의 조심스런 조정이 요구된다.
통상적인 직접-시퀀스 또는 주파수 도약 대역 확산 시스템과 비교하여 볼때, 본 발명에 따른 하이브리드 기술은 향상된 프로세스 이득과 재밍 마진 그리고 다중 접속 능력을 제공한다. 덧붙여, 통상적인 DS 기술과 비교하여 볼때, 하이브리드 기술은 FH 기법의 근-원 효과(near-far effect)로부터 상대적으로 자유롭다는 장점을 제공한다. 하이브리드 시스템 내에서는, 전체적인 성능과 비교하여 불때 DS 요소는 더 적은 대역폭을 갖기 때문에, 표준적인 DS 구현에 비하여 하이브리드 수신기의 프론트-엔드와 IF 대역폭들은 훨씬 더 작으며(때문에, 더 큰 선택도를 갖는다), 따라서, 하이브리드 시스템은 가짜 신호들, 대역폭을 벗어난 신호들, 인접 채널로 인한 신호들에 대해서 더욱 우수한 필터 기반의 배제 성능을 제공할 수 있다. 때문에, 인접하지만 off-채널인 전송기의 신호가 더 큰 진폭을 갖더라도, 원하는 on-채널 신호를 약하게 만드는 신호 장애 현상을 야기하지 않는다(상기 신호장애 현상은 통상적인 DS 시스템에서는 전형적으로 발생함). Spread Spectrum System with Commercial Applications, 3rd Edition, by Robert C. Dixon, John Wiley & Sons, Inc., 1994, pp.18-58 상기 기본교재의 제 2 장 내용에서, 표준적인 대역 확산(연속적이며 비 중첩적인 채널들의 직접-시퀀스 또는 주파수 도약) 신호의 프로세스 이득을 일반화한 고전적인 공식은 다음과 같다.
Figure 112006054805844-PCT00001
여기서, Gp 는 유효 프로세스 이득이며, BWRF 는 대역-확산 FR 신호의 총(2-양상의) 대역폭이며, Rinfo 는 변조(pre-spreading) 데이터 비율 또는 정보 대역폭(information bandwidth)인데, 이 또한 총 변조된(2-측) 것을 나타낸다. 표준적인 직접-시퀀스 시스템에서, 이득은 확산-코드 길이(spreading-code length)에 해당하는 것이 일반적이다. 즉, 단순한 주파수 도약 시스템에서, 연속 또는 불연속 채널 앙상블(ensemble)에 대한 프로세스 이득(장기적인 평균값)은 호핑 채널들의 총 갯수와 같다. 만일 DS와 FH 기법을 동시에 사용하고자 할 경우에, DS 신호 대역폭은 사용가능한 총 RF 대역폭에 비하여 작다고 가정하면, 굉장히 많은 수의 하이브리드 호핑 채널들이 존재하게 되고 따라서, 전체적인 하이브리드 신호의 프로세스 이득은 2 개의 개별적인 프로세스 이득의 단순합 곱이된다. 즉,
Figure 112006054805844-PCT00002
데시벨 관점에서 보면 상기 식은 다음과 같이 변한다.
Figure 112006054805844-PCT00003
여기서, Gp(FH/DS)는 하이브리드 대역확산 프로세스 이득이며, Gp(FH)는 주파수 도약 이득, Gp(DS)는 순수한 직접 시퀀스 이득이다. 이론적인 제한하에서, 고정 가용 대역폭(ISM 대역폭인 902 - 928 ㎒에서 26 ㎒) 과 비 중첩적인 FH 채널들 의 경우, 하이브리드 DS/FH 시스템에서의 결합된 프로세스 이득은 총 대역폭 대비 정보율의 비율을 초과할 수 없다. 예를 들면, 전체 대역을 점유하는 싱글 DS 신호를 이용하여 19.2 kb/s 의 기본 데이터 비율을 갖는 신호를 보내고자 하는 경우, QPSK 를 사용하여 최대로 획득가능한 대역 내(in-band) 프로세스 이득은 26 × 106 ÷19.2 ×103 ≒ 1354 ≒31.3 dB 가 될 것이다. 전 대역 잡음과 간섭, 재밍 현상을 고려해 보면, 비 중첩적인 채널 세트들을 사용하는 하이브리드 DS/FH 기술들은 이론적으로는 싱글 DS 신호의 이득보다 더 높은 이득을 제공하고 있지는 못하지만, 실제적으로는 전 대역(full-band) DS 형식보다 다음과 같은 점에서 여전히 우수하다. 먼저, 다중 경로로 야기된 에러들을 배제하는 점, 근-원(near-far) 간섭효과를 해결하는 점, 선택된 대역폭내에서 복수개의 신호를 동시에 보낼 수 있는 점에서 여전히 우수하다. [만일, FH 채널들이 50% 중첩된다면(즉, DS 칩핑비율의 절반), DS/FH 시스템은 실질적으로 순수한 DS 시스템이 갖는 프로세스 이득의 2배(+ 3dB)를 획득할 수 있다.] 더 나아가, 하이브리드 SS 시스템은 통상적인 DS 구현예들과 비교하여 볼때, 더 낮은 복합 칩핑 비율들, 더 느린 하드웨어 처리 속도를 가지고서도 거의 동등하거나 또는 더 우수한 링크 성능을 낼 수 있으며, 일반적으로 전송기와 수신기의 전력소비를 감소시킬 수 있다.
DS/FH 기법과 더불어 연관된 시간-도약 방법은 향상된 동작상의 유연성에 관해서 여러가지 추가적인 방식을 제공한다 .
만일, 수신기 입력이 비 전송(non-transmission) 구간동안에는 닫힌다 면(gate-off), 시간 도약은 그 자체로는 프로세스 이득을 제공하지 못함이 통상적이다. 대신에, 신호의 듀티 싸이클(즉, 고려중에 있는 총 시간구간과 전송기 또는 수신기의 "on" 시간과의 비율)에 직접 비례하는 방법으로 연속적인 간섭 신호들에 대한 유효한 재밍 이득(또는 마진)을 얻을 수 있다.
결과적으로, 간헐적으로 간섭중인 신호들에 대한 유효한 "프로세스 이득"은 (통계적으로) 단순히 2개 신호들의 듀티 싸이클의 곱이된다.
연관된 또는 코드-동기화된 시간 도약기법을 추가함으로써 얻을 수 있는 중요한 장점은, 공유된 RF 환경("다중접속" 시나리오)하에서 동작하는 다수개의 디바이스에 관한 향상된 시스템 성능에 있다.
예를 들면, 공통된 장소에 수백개의 센서 기기들이 있으며(예를 들면, 공장 복합체, 초고층의 오피스 빌딩, 선박 터미널 야적장 등등) 모든 기기들은 중앙 수신기로 간헐적인 텔레메트리 데이터를 보내야만 하는 상황에서, 랜덤 버스트(random burst) 전송들의 DS 기법만 단독으로 사용한다면, 기기들의 갯수와 그들의 RF 버스트 길이들의 곱이 1 보다 상대적으로 작은 경우에만 성공할 것이 다. 즉, 시스템 듀티 팩터가 ≪ 100% 인 경우를 말한다. 그렇지 않다면, 많은 수의 충돌이 발생할 것이며, 많은 데이터가 손실될 것이다. 전술한 문제를 해결하기 위해 잦은 재전송을 시도하면, 시스템의 전송 신뢰도를 평균적으로는 향상시킬 수 있겠지만, 이는 낮은 데이터 비율들을 더욱 악화시키고 기기들의 에너지를 낭비한 댓가로나 가능할 것이다. 코드 분할 다중 접속(CDMA) 기술의 사용은 대부분의 충돌문제를 해결할 수 있을 것이나, 중요한 기반시설들(예를 들면, 복수개의 기지국들)이 추가되 어야 하고, 또한 각각의 기기들에서 전력 조절 루프가 가능한 RF 링크를 얻기 위한 추가적인 RF 수신기들, 암호화기(coder)들, 그리고 복잡한 조절용 하드웨어와 알고리즘이 강요되기 때문에, 필연적으로 시스템에 대한 복잡도(비용도 증가)를 심각하게 증가시킬 수 밖에 없다. 일반적으로, 전개된 유닛들의 갯수가 수천만개 정도되는 대규모 휴대폰 시장정도만이 이와같이 매우 복잡한 CDMA 시스템에 대해 비용에 있어서 경제적이다. 특히, 간단하고 비싸지 않는 전송전용 센서나 태그 기기들을 포함하는 범용 저 전력(배터리 동작)용 RF 텔레메트리 응용예에서는, 전력소비 또는 비용대 효과를 고려했을 때 일반적인 DS/CDMA 기술은 부적합하다.
본 발명에 따른 결합된 FH/TH/DS 신호처리 방법의 장점에 대한 또 다른 좀더 직관적인 설명이 후술된다. 2개의 독립적인 센서/텔레메트리 디바이스들이, 우연히 공통된 환경(예를들면, 큰 공장내부에서)하에서 FH/TH/DS 기법을 사용하여 동시에 데이터를 전송하게 되었다고 가정해 보자. 심지어, 2개의 디바이스들이 동일한 그룹내에 속하며, 또한 동일한 할당된 DS 확산 코드를 갖고 있다고 가정해 보면, 각각의 기기들은 온 보드 FH 와 온 보드 TH 회로를 구동하기 위하여, 상기 코드의 서로 다른 부분을 선택하도록 프로그램된다. 따라서, 각각의 기기들은 서로 다른 주파수들과 서로 다른 시간대에서 신호를 전송하게 될 것이다(통계적으로). 만일, 두개의 기기들이 동시에 전송한다고 할지라도, 통계적으로 각각의 기기들은 서로 다른 주파수에 있을 것이다. 만일, 2개의 기기들이 동일한 호핑 주파수들을 사용하더라도, 2개의 기기들은 통계적으로 서로 다른 별개의 시간대에서 호핑 주파수들을 사용하게 될 것이다. 사소한 잡음 레벨을 감안하면, 2개의 하이브리드 FH/TH/DS 신 호들 간의 충돌로 야기되는 데이터 에러의 유효 확률은 다음의 적(product)으로 계산될 수 있다. (1) 시간 도메인에서의 충돌 확률[즉, 2개의 기기들의 랜덤한 개별 튜티 싸이클의 곱]; (2) 주파수 충돌 확률[비 중첩적인 호핑 채널들이라 가정한 경우, 대략적인 개별적인 FH 조절 시퀀스들의 길이들의 역수들의 곱]; (3) 전력-조절되는 CDMA 시스템에서와 같이 수신기에서의 신호 전력이 거의 동등하는 가정하에서, 2개 코드들의 상호 상관 전력비(cross-correlation power ratio). 만일, 전력들이 동등하지 않다면, 상기 3번째 항목[DS 분리 비율]은, 일정정도[이상적인(즉, 동등한 경우) 경우와 비교하여 수신된 전력편차가 2.5dB 당 약 1dB 정도] 감소될 것이다. 따라서, 두 신호간의 충돌로 인한 유효 에러 비율 확률은 다음과 같다.
Figure 112006054805844-PCT00004
여기서, 중요한 배경 랜덤 잡음과 다중경로 효과가 없는 경우에, 전체적인 비트-에러 확률 Pe는, 충돌만에 의해 야기된 에러(즉, CDMA 휴대폰 시스템에서 고전적인 주요 다중 접속 간섭의 변형)인 Pec와 거의 동등하다. 이는 다시말하면, 단순한 각각의 충돌 확률들의 곱이다. 즉, Pct 와 Pcf 로 표시된 주파수 차원과 시간 차원에서의 각각의 충돌 확률들과 유효한 코드-전력 분리 비율(code-power separation ratio)인 Rcc(전력 cross-product vs 자기비율) 의 곱이며, Rcc 는 선택된 DS 코드 대(對) 그의 동료 코드들(예를 들면, 약 24dB assumed order-10, 1024- 길이 증가된 골드 코드) Rcc 이다. 보통의 HSS 어플리케이션에서, MLS 골드, 그리고 카사미(Kasami)코드 같은 비동기 코드 세트가 선호된다. CDMA 핸드폰 시스 템에서 사용되는 Walsh 코드들에서는, 유용할 정도로 낮은 레벨의 코드 상호상관을 얻기 위해서는 완전하게 동기된(coherent) 수신을 요구하기 때문에, 매우 심각한 시스템 복잡도를 요구한다. 예를 들면, 각 신호의 전반적인 다항식 길이가 1024 = 210 이고, FH 시그먼트 길이가 64 = 26 이고, 양쪽의 TH 듀티 팩터가 1/16 이면, 2개의 HSS 전송사이에 대략적으로 시간 평균된 싱글-홉 충돌의 가능성은 아래와 같이 주어진다. 파워 조절은 매우 좋다고 가정한다.
Figure 112006054805844-PCT00005
심지어 2개의 디바이스 모두가 동시에(또는 시건적으로 부분적으로 중첩됨) 그리고 동일한 주파수에서 전송한다고 해도, 코드 분리(separation)는 적절한 분리(isolation)를 제공한다는 것은 명백하다. [중첩된 타임-슬롯 시나리오는 충돌에 관한 2 가지 가능성을 제시하며, 따라서, 2번째 디바이스를 위한 명목상의 1/16 TH 팩터를 2배로 만든다.] 다수-도약 전송들의 경우에는, 상기 수학식들은 매우 복잡해지며 검출 모드가 포함되어야 한다(즉, 스탠다드, 다수-로직(majority-logic), 소프트-로직(soft-logic) 등등). 모든-시스템(full-system)을 위한 계산에는 모든 사용자들의 파라미터들(비트 비율들, 칩핑 비율들, 호핑 비율들, 대역폭들, 확산-코드 상관 특성들, 기기의 전력레벨들, 변조/복조 방법들 등등) 또한 고려되어야 한다. 별개의 k 개의 디바이스들의 다수-사용자 케이스의 경우, HSS 시스템은, 다중-접속 비트-에러 확률을 위한 표준공식에 개시된 바와같은 전력-조절된 기본적인 DS-CDMA 시스템의 일반적인 성능레벨을 뛰어넘을 것이다.
Figure 112006054805844-PCT00006
여기서, fb 와 fc 는 각각 비트 비율들과 칩 비율들이다. HSS 케이스에 상응하는 공식은, 시스템의 특정한 파라미터들에 매우 의존적인 FH(Pcf) 접속 통계와 TH(Pct) 접속 통계를 위한 항들을 포함할 것이지만, Pe 값을 일반적으로 최소한 한 차수 정도(때론 더 많이 감소시킴) 감소시킬 것이다.
Figure 112006054805844-PCT00007
하이브리드 시스템을 위한 재밍 마진은 이와 유사하게 복잡하지만, 표준적인 DS 와 표준적인 FH의 재밍 마진 보다는 여전히 크다. 일반적으로, 재밍 비율은 대역 확산 프로세스 마진에서 구현 손실들(implementation losses)과 요구되는 신호 대 잡음비를 단순히 뺀 값이다. 따라서, HSS 케이스에서는 필연적으로 통상적인 형태의 간섭 또는 재밍에 대해 필연적으로 좀더 강한 내성을 갖는다.
전술한 바와같이, 고속 호핑(fast-hopping) 형태의 HSS 파형(어떤 구현예에서는 "fastHSS"라 칭하기도 함)은, 표준적인 직접-시퀀스(DS) 대역 확산 변조와 "fast" 주파수 도약(다수의 주파수 도약이 하나의 데이터 비트 타임내에 발생하는)의 코드-연관된 특정한 결합을 포함할 수 있다. 다시한번 강조하면, 이러한 파형의 가장 중요한 장점은 각 비트가 다수의 주파수들에서 수행되는 칩 전송으로 대표된다는 점이다. 만일, 하나 또는 그 이상의 칩들(또는 도약들)이 다중경로 또는 RF 링크에서의 간섭에 의해 오염되는 경우, 대다수의 칩들은 통계적으로 볼 때, 여전히 옳은 상태이다. 좀더 상세하게는, 고속 호핑 형태의 HSS 파형에서는,비트-길이 상호-상관 기능들을 서브-비트-길이 상호-상관들(sub-bit-length cross-correlations)과 비트 별로 비교하고 최적의 값(예를들면, 더 높은 상관 값을 갖는 것)을 활용함으로서, 향상된 비트-에러-비율을 수신기쪽에서 얻을 수 있다. 예를 들면, HSS 신호가 N 칩/비트 와 H 도약/비트 의 확산 길이를 갖는다면, (N÷H) chip/hop 이 있게 된다. 따라서, 다수의 도약들 중 하나가 다중경로나 재밍으로 인한 간섭을 경험한다면, 나머지 N-(N÷H)개의 칩들이 여전히 그 비트의 값을 결정하는데 사용가능하다. 사실, Xn = (N÷H) 칩들(여기서 n=1,2,..H) 이라는 각 그룹이 무효와 대비하여 유효하다고 판명되고, 유효한 그룹들만이 상호-상관을 위해 사용된다면, 그 특정 비트를 옳게 복호화하는 수신기의 능력은 놀라울 정도로 향상된다. 전형적으로, DSSS 수신기들은 캐리어의 위상(PSK 변조라 가정하면)에 대해 칩-by-칩 결정을 하거나 아니면, 다단계의 로직(상관 합의 축적)을 사용하고 의사-비트-길이 적분(integration)을 수행한다. FastHSS를 사용함으로써, 수신기는 동적으로(비트-by-비트) 이러한 트레이드-오프 특성을 최적화할 수 있는 반면에, 현존하는 DSSS 시스템들 또는 1비트당 한번보다 더 느리게 도약하는 FH/DS 시스템들에서는 이러한 장점을 이용할 수 없다.
그러므로, 추적동안에 Xn 칩들의 각 그룹은 저장된 PN 코드의 상응하는 부분과 상호-상관된다. 이와 병행하여, 수신기 로직은 모든 칩핑 시퀀스에 대해 표준적인 비트-길이 자동-상관을 수행한다. 만일, 표준적인 자동 상관 기능이 유효한 데이터 비트 결과를 판별하기에 충분할 정도로 검출 한계를 초과해 버리면, 상호-상 관 기능들의 소집합(subset)은 무시된다. 그러나, 만일 비트-길이 자동 상관 값이 불명료한 데이터 비트를 검출하는데 부족하다면, H 소집합 상호-상관값들이 평가된다. 만일 비트-길이 연관의 임계값이 a·N이 된다면, 서브셋 상호-상관 임계치는 a·(N÷H)가 된다. 서브셋 상호-상관값들의 i 가 충분히 불명확하다고 판단되면, 우리는 이러한 서브셋들을 연결하고, i·a·(N÷H)의 임계값(i＜H)을 이용한다.
분석적으로, 우리는 수신된 신호를 대표하는 신호를 S1 = cos[(ω1 + hωΔ)t]·m1(t)d1'(t) 라 할수 있는데, 여기서 d1'(t) 는 소스-인코딩된 데이터, m1(t)는 확산 코드와 cos[(ω1 + hωΔ)는 도약된 반송파 신호를 나타낸다.]
저장된 수신 파형을 S2 = S1 + I +N0 라 하며, 여기서 I는 간섭 소스, N0는 추가적인 백색 가우시안 잡음(AWGN)이다. 따라서, 비트를 위한 자동상관 함수는 다음과 같다.
Figure 112006054805844-PCT00008
여기서, T0 는 비트 주기이며 Si(t) 는 주기적이다, 그리고 서브세트를 사용하는 자동상관 함수는 다음과 같다.
Figure 112006054805844-PCT00009
잡음이나 간섭이 없는 케이스의 경우, R(τ) = Rsubset(τ), 그리고 그들 둘다 애매모호한 임계값을 충분히 초과하고 있다. 그러나, H 주파수들 중 최소한 하나의 주파수가 간섭을 경험하는 경우에는, 이러한 공식중 둘중 하나 또는 둘다 모두가 모호한 비트 검출을 위한 요구사항을 만족하지 못할 수도 있다. 이와같은 케이스에서는, 어느 것이 기준을 만족하는 지를 결정하기 위하여 개별적인 서브셋 상호 상관 함수들이 평가된다.
Figure 112006054805844-PCT00010
만일 Ri(τ) 중 어느 하나가 이러한 기준을 만족하고 모든 모호한 Ri(τ)가 제거된다면, 그 비트는 다음과 같은 계산을 통해 명료하게 검출될 수 있다.
Figure 112006054805844-PCT00011
여기서, k 개의 모호한 서브세트들이 있으며 j=bi 개별적인 모호한 서브세트들을 나타낸다.
FastHSS 칩들에 대한 좀 더 최적화된 검출에 대한 간단하고 좀 더 개연적인 접근은, 비트당 H 번의 도약들의 경우, 절반 보다 조금 많은 도약들만이 올바르면 되는 다수 논리의 사용과 관련되어 있다. H 홀수(예를 들면, H= 2n-1)의 경우, 올바른 도약들(또는 칩 그룹들)의 최소 갯수는 2n- 1 이다. H 짝수(예를 들면, H=2n)의 경우, 요구되는 올바른 도약들의 최소 갯수는 2n-1+1 이다.
하나의 비트를 대표하는 총 도약들(칩 그룹들)의 갯수를 H 라고 명시한다면, 엄격한 이진-결정 검출(hard binary-decision detection)의 경우, 총 FastHSS 비트-에러 확률은 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112006054805844-PCT00012
여기서, Pe는 총 비트 에러 확률이며, H는 비트당 도약들 또는 칩-그룹들의 총 갯수이고, r은 비트당 올바른 값들의 최소 갯수(상기의 다수 논리 결정의 경우)이고, C는 개연적인 조합(H개 중에서 x개를 고르는)을 나타내는 심볼이고, p는 샘플(hop) 에러 확률이며 그리고 x는 합산의 지수이다.예를 들어, 하나의 데이터 비트당 3 개의 도약들(hops)을 적용한다고 하면, 에러를 피하기 위해서는 2개의 샘플(도약) 결정들이 옳아야 한다. 따라서, 기본적으로 p가 10-2 라면, Pe는 약 2.98×10-4 이 된다. 마찬가지로, p가 10-3 라면, Pe는 2.998×10-6 이 된다. 만일, 결정을 위하여 5 개의 도약들 중에서 3개를 사용한다면, p가 10- 3 인 경우에 Pe는 약 9.8×10-4 이 된다. 마찬가지로, p가 10-3 라면, Pe는 9.8×10-7 이 된다. 복수개의 도약들을 사용하고 다수 결정 논리를 사용하게 되면, 현존하는 비트 검출 방법들에 비하여 상당한 성능 향상을 이룰 수 있음은 확실하다. 비터비 디코더와 같은 최대-가능성 비트 검출 방법(maximum likelihood bit detection scheme)으로 잘 알려진 소프트-결정(다중레벨) 기술들을 사용할 경우에는, 위의 케이스에서 2 dB 이상의 이점을 얻을 수도 있다.
본 명세서에서 사용된 단수 용어는 하나 또는 그 이상으로 정의된다. 본 명세서에서 사용된 복수 용어는 2 또는 그 이상으로 정의된다. 본 명세서에서 사용된 용어 '다른'은 적어도 제 2 또는 그 이상으로 정의된다.
본 명세서에서 사용된 용어들 '포함하는 및/또는 '구비한'은 개방형 언어(즉, 이후에 인용되지만, 특정되지 않은 프로시저, 구조 및/또는 주성분인 재료를 포함하기 위해 개방된 것을 요구하는 언어)로서 정의된다.
본 명세서에서 사용된 용어 '구성하는' 및/또는 "이루는'은 보조물, 부속물 및/또는 이와 연관된 불순물에 대해 제외하도록 기재한 것 이외에 기재된 방법, 장치 또는 합성물을 프로시저, 구조 및/또는 재료의 함유로 제한하도록 한다.
'구성하는' 또는 '이루는'과 함께 사용된 용어 '본질적으로'의 기재는, 불특정된 프로시저, 구조 및/또는 합성물의 기본적으로 신규한 특징에 물질적으로 영향을 주지 않는 재료의 포함을 위해서만 개방된 기재된 방법, 장치 및/또는 합성물을 표현한다.
본 명세서에서 사용된 용어 '결합된'은 반드시 직접적이지는 않고 반드시 기계적이지는 않더라도 연결된 것을 정의한다. 본 명세서에서 사용된 용어 '무엇이든'은 한 세트를 이루는 적용가능한 모든 것들 또는 세트를 이루는 적용가능한 모든 것들 중 최소한 하나의 소집합으로 정의된다.
본 명세서에서 사용된 용어 '근사적으로'는 소정의 값에 적어도 근접한 (예를 들어 바람직하게는 10% 이내, 더 바람직하게는 1% 이내, 가장 바람직하게는 0.1% 이내인) 것으로 정의된다.
본 명세서에서 사용된 용어 '실질적으로'는 반드시 특정된 것 전체일 필요는 없지만 대부분으로 정의된다. 본 명세서에서 사용된 용어 '일반적으로'는 소정의 상태에 적어도 접근하는 것으로 정의된다.
본 명세서에서 사용된 '배치하는'은 설계, 건축, 선적, 설치 및/또는 운영으로 정의된다. 본 명세서에서 사용된 '수단'은 결과를 달성하기 위한 하드웨어, 펌웨어 및/또는 소프트웨어로 정의된다.
본 명세서에서 사용된 용어 '프로그램' 또는 구문 '컴퓨터 프로그램'은 컴퓨터 시스템에서 실행하기 위해 설계된 명령어 시퀀스로 정의된다. 프로그램 또는 컴퓨터 프로그램은 서브루틴, 펑션(function), 프로시저, 객체 메소드, 객체 실행, 실행가능한 애플리케이션, 애플릿, 서블렛, 소스 코드, 객체 코드, 공유된 라이브어리/동작 로드 라이브러리 및/또는 컴퓨터 또는 컴퓨터 시스템 상에서 실행하기 위해 설계된 다른 명령어들 시퀀스를 포함할 수 있다.
본 명세서에 개시된 본 발명의 모든 공개된 실시예들은 공개된 것으로부터 과도한 실험없이 행해지고 사용될 수 있다. 비록 발명자에 의해 신중하게 고려된 본 발명을 실행하는 최상 모드가 개시되고 있지만, 본 발명의 실행은 이에 제한되지는 않는다. 따라서, 본 발명은 본 명세서에 구체적으로 기재된 것과 다르게 실행될 수 있다는 것이 당업자에게 이해될 것이다.
나아가, 각각의 개별적인 요소들은 개시된 구성들과 같이 꼭 결합될 필요는 없으며, 실제적으로는 어떤 구성형태로도 결합될 수 있다. 또한, 본 명세서에 개시 된 방법들을 구성하는 단계들 또는 단계들의 순서는 변화할 수 있다.
비록, 본 명세서에 개시된 하이브리드 프로그램어블 DDS 전송기 시스템은 독립된 모듈일 수도 있지만, 그와(또는 그들과) 관련된 시스템에 집적화될 수도 있음은 명백하다.
나아가, 각각의 개시된 실시예에 포함된 모든 구성요소들과 특징들은, 이러한 구성요소들과 특징들이 서로 배척하는 경우를 제외하면, 개시된 다른 모든 실시예에서 개시된 구성요소들, 특징들과 서로 결합되거나 또는 대체될 수 있다.
본 발명의 특징에 대한 다양한 대체, 변형, 부가 및/또는 재배열은 기본적인 본 발명의 개념에 근거한 사상 및/또는 범위로부터 벗어나지 않고서도 행해질 수 있다는 것은 명백할 것이다. 첨부된 청구범위와 그들의 등가물에 의해 정의되는 본 발명의 개념에 근거한 사상 및/또는 범위는 이러한 모든 대체, 변형, 부가 및/또는 재배열을 포함한다.
첨부된 청구범위는, 소정의 청구항에서 "~를 위한 수단" 및/또는 "~를 위한 단계" 같은 구문을 이용하여 한정이 명시적으로 기재되어 있지 않는 한, 수단-더하기-기능 한정을 포함하는 것으로 해석되어서는 안된다.
본 발명의 실시예들은 첨부된 독립항들과 그들의 등가물들에 의해 기술되어 있다. 본 발명의 특정한 실시예들은 첨부된 종속 청구항들과 그들의 등가물들들에 의해 구별되어 있다.

Claims (67)

  1. 상기 신호에 이득을 제공하는 증폭회로를 조절하기 위해, 의사 랜덤 코드 발생기의 출력인 비트들의 서브 세트를 이용하여 신호를 변조하는 것을 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 신호는 대역 확산 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 대역확산 신호는 직접 시퀀스 대역확산 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 신호를 주파수 도약하는 것을 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    하나의 데이터 비트 시간동안 복수개의 주파수 도약이 발생하는 것을 특징으로 하는 방법.
  6. 제4항에 있어서,
    주파수 도약은 주파수 스위핑을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 신호를 시간 도약하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 신호를 변조하는 것은 상기 신호를 진폭 디더링하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 신호의 편파를 변조하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  10. 제9항에 있어서, 상기 신호의 편파를 변조하는 것은
    직교 편파된 안테나들에 공급되는 전력 레벨을 조절하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  11. 제1항에 있어서,
    상기 신호를 라디오 주파수 태그로 전송하고 상기 라디오 주파수 태그로부터 변형된 형식의 상기 신호를 수신하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  12. 제1항의 방법을 구현하도록 번역되어 질 수 있는 프로그램 요소들을 판독할 수 있는 컴퓨터 또는 장치를 포함하는 컴퓨터 프로그램.
  13. 제1항에 있어서, 신호를 전송하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  14. 제1항의 방법을 수행할 수 있는 프로그램을 포함하여 이루어지는 전기적인 매개물.
  15. 의사 랜덤 코드 발생기; 와
    상기 의사 랜덤 코드 발생기와 연결된 진폭 조절기를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  16. 제15항에 있어서,
    상기 진폭 조절기에 연결된 증폭회로를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  17. 제15항에 있어서,
    상기 진폭 조절기에 연결된 신호 감쇄기를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  18. 제15항에 있어서,
    상기 의사 랜덤 코드 발생기에 연결된 일치 게이트와 상기 일치 게이트와 상기 증폭 회로 사이에 연결된 스위치를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  19. 제15항에 있어서,
    상기 의사 랜덤 코드 발생기에 연결된 고속 호핑 주파수 합성기를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  20. 디지털 신호를 직접적으로 합성하는 방법을 포함하여 이루어지되, 상기 디지털 신호를 직접적으로 합성하는 방법은,
    진폭 디더된 신호를 제공하기 위하여 4 상한 진폭 곱셈기를 이용하여 출력 채널을 진폭 변조하는 방법을 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 방법.
  21. 제20항에 있어서,
    등화기를 이용하여 상기 채널을 변형하는 방법을 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 등화기를 프로그래밍하는 방법을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  23. 제20항에 있어서,
    상기 디지털 신호를 라디오 주파수 태그로 전송하고 상기 라디오 주파수 태그로부터 변형된 형식의 상기 디지털 신호를 수신하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  24. 4 상한 진폭 곱셈기를 포함하는 직접 디지털 합성기를 포함하여 이루어지되, 상기 직접 디지털 합성기는 진폭 디더된 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 장치.
  25. 제24항에 있어서,
    제1 등화기 상기 4 상한 진폭 곱셈기에 연결된 제 1 등화기를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 등화기는 유한 임펄스 응답 필터를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  27. 제26항에 있어서,
    상기 유한 임펄스 응답 필터는 프로그램 가능한 것을 특징으로 하는 장치.
  28. 제27항에 있어서,
    집적회로에 연결된 로직 인터페이스를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 장치.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 로직 인터페이스는 필드 프로그램어블 게이트 어레이(FPGA) 인 것을 특징으로 하는 장치
  30. 제24항의 장치를 포함하여 이루어진 집적회로.
  31. 제30항에 있어서,
    상기 집적회로는 결합된 수신기를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 장치.
  32. 제31항의 집적회로와 라디오 주파수 태그를 포함하여 이루어진 시스템.
  33. 디지털 신호를 직접적으로 합성하는 방법을 포함하여 이루어지되, 상기 디지털 신호를 직접적으로 합성하는 방법은,
    제 1 사 상한 진폭 곱셈기를 이용하여 동 위상 채널을 진폭 변조하는 단계; 및
    제 2 사 상한 진폭 곱셈기를 이용하여 직교 위상 채널을 진폭 변조하는 단계를 포함하여 이루어진 방법.
  34. 제33항에 있어서,
    제 1 등화기를 이용하여 상기 동 위상 채널을 변환하는 단계; 및
    제 2 등화기를 이용하여 상기 직교 위상 채널을 변환하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  35. 제34항에 있어서,
    상기 제 1 등화기를 프로그램하는 단계; 및
    상기 제 2 등화기를 프로그램하는 단계를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  36. 제33항에 있어서,
    상기 디지털 신호를 라디오 주파수 태그로 전송하고 상기 라디오 주파수 태 그로부터 변형된 형식의 상기 디지털 신호를 수신하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  37. 직접 디지털 합성기를 포함하여 이루어지되,
    상기 직접 디지털 합성기는 제 1 사 상한 진폭 곱셈기와 제 2 사 상한 진폭 곱셈기를 포함하며, 상기 제 1 사 상한 진폭 곱셈기와 상기 제 2 사 상한 진폭 곱셈기는 병렬로 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 장치.
  38. 제37항에 있어서,
    상기 제 1 사 상한 진폭 곱셈기와 연결된 제 1 등화기와 상기 제 2 사 상한 진폭 곱셈기와 연결된 제 2 등화기를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 장치.
  39. 제38항에 있어서,
    상기 제 1 등화기는 제 1 유한 임펄스 응답 필터를 포함하며, 상기 제 2 등화기는 제 2 유한 임펄스 응답 필터를 포함하는 것을 특징으로 장치.
  40. 제39항에 있어서,
    상기 제 1 유한 임펄스 응답 필터는 프로그램 가능하며 상기 제 2 유한 임펄스 응답 필터는 프로그램 가능한 것을 특징으로 하는 장치.
  41. 제37항에 있어서,
    집적회로와 연결된 로직 인터페이스를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 장치.
  42. 제41항에 있어서,
    상기 로직 인터페이스는 필드 프로그램어블 게이트 어레이를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  43. 제37항의 장치를 포함하여 이루어진 집적회로.
  44. 제43항에 있어서,
    상기 집적회로는 결합된 수신기를 더 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 장치.
  45. 제44항의 집적회로와 라디오 주파수 태그를 포함하여 이루어진 시스템.
  46. 제43항의 집적회로를 포함하여 이루어진 회로 기판.
  47. 제46항의 회로기판을 포함하여 이루어진 전송기.
  48. 제47항의 전송기를 포함하여 이루어진 방송 네트워크.
  49. 고속 호핑 주파수 합성기를 제어하기 위해 의사 랜덤 코드 발생기로부터의 비트들의 서브세트를 이용하여 신호를 변조하는 단계; 및
    하나의 데이터 비트 시간동안 복수번의 주파수 호핑들이 발생하는 고속 호핑 주파수 합성기를 이용하여 신호를 고속 주파수 호핑하는 단계
    를 포함하여 이루어진 것을 특징으로 하는 방법.
  50. 제49항에 있어서,
    상기 신호는 대역 확산 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  51. 제50항에 있어서,
    상기 대역 확산 신호는 직접 시퀀스 대역 확산 신호를 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  52. 제49항에 있어서,
    상기 신호를 시간 호핑하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  53. 제49항에 있어서,
    상기 고속 호핑 주파수 합성기는 실제적으로 일정한 포락선의 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 방법.
  54. 제49항에 있어서,
    고속 호핑은 주파수 스위핑을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  55. 제49항에 있어서,
    상기 신호를 변조하는 것은 상기 신호를 진폭 디더링하는 것을 특징으로 하는 방법.
  56. 제49항에 있어서,
    상기 신호의 편파를 변조하는 것을 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 방법.
  57. 제56항에 있어서, 상기 신호의 편파를 변조하는 것은,
    직교 편파된 안테나들에 공급되는 전력 레벨을 조절하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  58. 제49항에 있어서,
    상기 디지털 신호를 라디오 주파수 태그로 전송하고 상기 라디오 주파수 태 그로부터 변형된 형식의 상기 디지털 신호를 수신하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  59. 제49항의 방법을 구현하도록 번역되어 질 수 있는 프로그램 요소들을 판독할 수 있는 컴퓨터 또는 장치를 포함하는 컴퓨터 프로그램.
  60. 제49항에 있어서, 신호를 전송하는 것을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  61. 제49항의 방법을 수행할 수 있는 프로그램을 포함하여 이루어지는 전기적인 매개물.
  62. 의사 랜덤 코드 발생기; 와
    상기 의사 랜덤 코드 발생기와 연결되되, 하나의 데이터 비트 시간동안 다수의 주파수 도약들이 발생하는 고속 호핑 주파수 합성기를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  63. 제62항에 있어서,
    상기 의사 랜덤 코드 발생기에 연결된 증폭 조절기를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  64. 제63항에 있어서,
    상기 증폭 조절기에 연결된 증폭회로를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  65. 제63항에 있어서,
    상기 진폭 조절기에 연결된 신호 감쇄기를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 장치.
  66. 제62항에 있어서,
    상기 고속 호핑 주파수 합성기는 실제적으로 일정한 포락선의 신호를 제공하는 것을 특징으로 하는 장치.
  67. 제62항에 있어서,
    상기 의사 랜덤 코드 발생기와 연결된 일치 게이트와 상기 일치 게이트와 상기 고속 호핑 주파수 합성기 사이에 연결된 스위치를 더 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 장치.
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