JP4700096B2

JP4700096B2 - 受信機でデジタル・ゲイティングを用いて受信感度を調節する装置、及び、それを含む受信機

Info

Publication number: JP4700096B2
Application number: JP2008294324A
Authority: JP
Inventors: シン・サンホ; チョ・サンヒョン; ユン・ソクオ; キム・ジョンムン
Original assignee: Phychips Inc
Current assignee: Phychips Inc
Priority date: 2008-06-20
Filing date: 2008-11-18
Publication date: 2011-06-15
Anticipated expiration: 2028-11-18
Also published as: USRE45619E1; JP2010004519A; US8270538B2; US20090316834A1

Description

本発明は無線通信システムに関する。より具体的に、本発明は、短距離専用通信（dedicated short range communication；以下、「DSRC」という。）用に供される受信機、および、チップセット（chip set）に関する。

DSRCは短距離に限られた通信方式を意味する。これは、電波使用許可が不要であるISM（industrial/scientific/medical)帯域（band）と、幾つかの周波数とに基づいて、長距離干渉なしに、近距離にのみ定められた通信を行うための通信方式および規格を意味する。DSRCは数乃至数十メトルの距離内で両方向無線通信を通じて大量の情報を瞬間的に交換する方式で、狭小な地域で用いられるために、各地域で周波数の再使用が可能である。

DSRCは最近高度道路交通システム（Intelligent Transportation System；以下、「ITS」という。）に広く使われており、ITSの一環として自動料金支払いシステム（Electronic Toll Collecting System; 以下、「ETCS」という。）が浮き彫りされている。そのほかにも、DSRCは駐車場の管理、物流配送管理、ガソリン代の支払い、カーショッピングなどにおいて活用することができる。

このようなDSRCは全世界的に車両対車両（vehicle-to vehicle）、または、車両対基盤施設（vehicle-to-infrastructure）間のデータ通信を中心に広まりつつあり、特に、韓国と日本を中心としたアジア各国においては、既に５．８GHz搬送波を用いた常用サービスがETCSとITSなどに適用されるようになってきている。現在、韓国国内においては、全国的な高速道路網にETCS用の基盤施設の設置がほぼ完了しており、一部の都市では交通情報サービスをITS網を用いて一般に供給している。

（韓国）国内のDRSCの規格は次の通りである。

（a）無線送信搬送波割り当て：５８００＋k＊１０MHz（必須：k＝０，１；選択的：ｋ＝４，５）
（ｂ）変調／復調方法：ASK(Amplitude Shift Keying)、変調インデックスは７５％以上
（ｃ）送信／受信モード間の転換方法：TDD(Time Division Duplexing)
（ｄ）多重接続技術：FDM（Frequency Division Mutiplexing) + SDM(Space Division Multiplexing)
（e）受信感度の範囲：−７６dBm（ITSの場合）〜−４０dＢｍ（ETCSの場合）
（ｆ）送信出力の電力：＋１０dBm
（ｇ）車両内装置（On-Board Equipment；以下、「OBE」という。）移動速度支援：１６０km/h以上
（ｈ）OBE温度変化の範囲：−４０〜８５℃
以上に挙げた規格のうち、受信感度の範囲についてみると、（韓国）国内のDSRCの規格は受信感度が、ITSの場合、−７６dBmで、ETCSの場合、−４０dBmであることがわかる。受信感度は、受信機素子の特性または性能に応じて受信機が作動できる最小の信号入力レベルを意味する。受信感度はビット誤り率（bit error rate;BER）に基づいて決められ、受信機の性能を判断するに重要な尺度となる。

狭いＥＴＣＳ領域を非常に速い速度でＯＢＥが移動中にもかかわらる課金を正常に遂行するためには、優れたＢＥＲと共に非常に速い送信・受信モード間の転換時間が必要となるという特徴があることが分かる。また、多重接続技術の一部としてＳＤＭを用いるという特徴は隣接したＥＴＣＳセル（ｃｅｌｌ）から望まれない干渉信号が発生し得るということを意味する。このため、これを相互間において防止するためには広範囲に及ぶ温度変化範囲内でも送受信伝電力の精巧な調節が必要であることを意味する。

ＯＲＳＣでＯＢＥの設計仕様のうち広い領域において受信感度を自在に調節できるという機能は、ＩＴＳとＥＴＣＳを同時に支援可能にするための必要な要素である。また、広範囲な温度変化範囲内においても通信領域を明確に定義するためには、正確な送信電力と共に非常に精巧な受信感度の設定が要求される。特に、ＥＴＣＳでの受信感度はＯＢＥが通信領域内に進入しているかどうかを受信電力の強度で判断するために、より正確な感度調節が必要となる。なぜならば、受信感度が一定の値より小さい場合、ＯＢＥが通信領域に進入していない状態で、基地局との通信を試みることとなり、隣接したＤＳＲＣ装置に干渉を引き起す可能性がある。また、前記一定の値より大きく設定された場合、定義された通信領域より狭い領域にしか通信が行われず、その結果、利用可能な通信時間が減るからである。

従来の受信感度調節方法として、受信機の利得を調節する方法が用いられていた。即ち、受信機の利得を調整すると受信機の雑音指数が変わるが、かかる特性を用いて、受信機のＢＥＲを満たす最大受信距離を調節するという仕組みである。

図２は、従来の受信機の受信感度調節方法における受信電力（P_IN）対ＢＥＲの特性を示すグラフである。図２のグラフにおいて、ｘ軸は受信信号の強度、即ち、受信電力を示し、そして、ｙ軸は当該強度の信号を受信したときの受信機のＢＥＲを示す。グラフ２０１は受信機の雑音指数（noise figure）がＮＦ１であるときの受信信号強度に対するＢＥＲグラフであり、そして、グラフ２０２は受信機の雑音指数がＮＦ２であるときの受信強度に対するＢＥＲグラフである。（ここで、ＮＦ１＜ＮＦ２の条件を満たしている。）
受信機が、受信信号がP_SEN1以上となると動作すると共に、動作範囲においてＢＥＲが１０^−５以下となることが要求される場合、即ち、受信機の受信感度がP_SEN1であることが要求される場合、受信機の雑音指数はＮＦ１に設定されるべきである。同様に、受信機が、受信信号がP_SEN2以上となると動作すると共に、動作範囲においてＢＥＲが１０^−５以下となることが要求される場合、即ち、受信機の受信感度がP_SEN2であることが要求される場合、受信機の雑音指数はＮＦ２に設定されるべきである。即ち、要求される受信感度にしたがって受信機のノイズ指数を変化させる。

しかしながら、上記調節方法は、受信機のシステム雑音指数が全ての構成回路の利得と雑音指数の関数として決定される値であるので、特定回路の利得や雑音指数を調節して雑音指数を線形的に調節することが非常に難しいという問題を抱えている。また、受信感度を大きく設定した場合には、最大システム性能指数をもって最小入力電力で得ることができたＢＥＲを、システムの性能を人為的に劣化させて得ることになるので、システム性能の面からも最適な性能を得ることができず、また、通信距離の明確な定義が難しいという問題が存在していた。

一方で、従来のＤＳＲＣ用基地局端末は、製造コスト及び価額負担の大きいハイブリッドモジュール（hybrid module）の形態で具現化されているので、多くの構成部品（チップ）と外部部品とで構成されている。したがって、ＤＳＲＣ用基地局端末に特定設計変更事項が発生した場合、ＤＳＲＣ用基地局端末は全て回収され、それを再調整しなければならないといった不便さと共に、費用の負担が発生する。さらに、このようなハイブリッドモジュールの形態で具現化されたＤＳＲＣ用基地局端末はＧＰＳやＤＭＢのようなチップと共に集積化することができない、といった欠点がある。

また、従来のDSRC受信用ASK受信機（図示しない）は、通常LNAと、ミキサーと、IFフィルターと、RSSIと、データ比較装置（Data comparator）と、周波数合成器と、を有している。とことで、前記構成要素のうちIFフィルターを除いた構成要素はASK受信機のチップセット内に存在するのに対して、IFフィルターはASK受信機のチップセットの外部に配されている。これは、従来のDSRC受信用ASK受信機のIF周波数が約４０MHzの高周波数であるため、IFフィルターとして表面弾性波（Surface acoustic wave; SAW)フィルターを用いると共に、高IF周波数を処理するにはフィルターがやむを得ず大きくなる、といった理由より、IFフィルターをASK受信機のチップセット内部に集積化しにくいからである。

高いIF周波数を有するDSRC受信用ASK受信機は、IFフィルター（１０３）がASK受信機チップセットの外部に配されているため、ASK受信機チップセットとIFフィルター（１０３）とを整合させにくく、ASK受信機が大きくなり、そして、コストが高騰する、といった、問題があった。

前述した問題を解決するために、本発明は、システムの性能を劣化させずに受信感度の容易な調節を可能とするＤＳＲＣ用受信機を提供することを目的とする。

また、ＤＳＲＣ用受信機をＣＭＯＳ技術に基づいて集積化することによって、ＧＰＳやＤＭＢチップと共にワンチップ化することが可能なＤＳＲＣ用チップセットを提供することを目的とする。

さらに、本発明は、コンパクトな大きさを有し、コストを抑え、IFフィルターの特性が均一でそのほかの構成要素との整合が容易なDSRC用ASK受信機を提供することを目的とする。

前記課題を解決するために、本発明の一実施例に係る信号受信機は、無線周波数受信信号を、前記無線周波数信号に含まれた雑音の増幅を最小化しつつ、増幅する低雑音増幅器と、前記ＬＮＡの出力信号に対して周波数下方変換を行い、中間周波数の信号を出力するミキサーと、前記ミキサーにおける周波数下方変換を行うための周波数信号を生成して、前記ミキサーに出力する周波数合成器と、前記ミキサーの出力信号のうち必要なチャネルの帯域のみを通過させる帯域通過フィルターと、前記帯域通過フィルターの出力信号を対数的に増幅させると共に、前記帯域通過フィルタの出力信号の受信信号強度(Received signal strength indicator; 以下、「ＲＳＳＩ」という。)を出力する対数増幅器と、前記対数増幅器の出力を所定のバイナリー臨界値と比較して、前記対数増幅器の出力が前記バイナリー臨界値未満である場合、バイナリー信号のうち第１の値を出力し、そして、前記対数増幅器の出力が前記バイナリー臨界値以上である場合、前記バイナリー信号のうち第２の値を出力する検出器と、前記検出器の出力端に直列に連結されたスイッチと、前記ＲＳＳＩを所定のＲＳＳＩ臨界値と比較して、前記ＲＳＳＩが前記所定のＲＳＳＩ臨界値未満である場合、前記スイッチを開放し、そして、前記ＲＳＳＩが前記所定の臨界値以上である場合、前記スイッチを短絡させるスイッチ制御部と、を有している。

ここで、好ましくは、前記スイッチ制御部は、前記ＲＳＳＩをデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換機と、前記ＲＳＳＩ臨界値を生成するＲＳＳＩ臨界値生成部と、前記ＲＳＳＩを前記ＲＳＳＩ臨界値と比較して、前記スイッチを開放するか、または、つなぐ比較機と、を有している。

ここで、好ましくは、前記ＲＳＳＩ臨界値生成部は、周辺温度を測定する温度センサと、前記温度センサによって測定された温度に対応する前記ＲＳＳＩ臨界値が記憶されているルックアップテーブルと、を有している。

ここで、好ましくは、前記受信機は、信号を受信する信号受信モードと、信号を受信しない信号非受信モード(送信モード)間で交互に動作するように設けられ、そして、前記温度センサが、前記信号受信モードが始まるときにのみ１回周辺温度を測定するように設けられている。

前記課題を解決するために、本発明の一実施例にかかるＤＳＲＣ用ＡＳＫ受信機は、５．８GHz帯域の短距離専用通信無線周波数を受信してデジタル信号に変換する、ＤＳＲＣ用の振幅偏移変調受信機であって、無線周波数受信信号を、前記無線周波数信号に含まれた雑音の増幅を最小化しつつ、増幅する低雑音増幅器と、前記LNAの出力信号に対して周波数−下方変換を行い、１０MHz帯域の中間周波数の信号を出力するミキサーと、前記ミキサーの周波数−下方変換を行うための周波数信号を生じさせて、前記ミキサーに出力する周波数合成器と、前記ミキサーの出力信号のうち必要なチャネルの帯域のみを通過させる帯域通過フィルターと、前記帯域通過フィルターの出力信号を対数的に増幅させる対数増幅器と、前記対数増幅器の出力を所定のバイナリー閾値と比較して、前記対数増幅器の出力が前記バイナリー閾値未満である場合、バイナリー信号のうち第１の値を出力し、そして、前記対数増幅器の出力が前記バイナリー閾値以上である場合、前記バイナリー信号のうち第２の値を出力する検出器と、前記検出器の出力端に直列に連結されたスイッチと、前記ＲＳＳＩを所定のＲＳＳＩ臨界値と比較して、前記ＲＳＳＩが前記所定のＲＳＳＩ臨界値未満である場合、前記スイッチを開放し、そして、前記ＲＳＳＩが前記所定の臨界値以上である場合、前記スイッチを短絡させるスイッチ制御部と、を有しており、そして、ＣＭＯＳ工程によってワンチップとして形成されていることを特徴とする。

本発明によれば、ＤＳＲＣでシステムの性能を劣化させずに、受信感度の調節が容易にできるようになる。

また、ＤＳＲＣ用受信機をＣＭＯＳ技術に基づいて集積化することによって、ＧＰＳやＤＭＢチップと共にワンチップ化することが可能となる。

さらに、IFフィルターをDSRC用ASK受信機のチップセット内に集積化することができ、DSRC用のASK受信機がコンパクトとなり、その製造コストを抑えることができ、そして、IFフィルターの特性が均一でそのほかの構成要素との整合が容易なDSRC用ASK受信機を得ることができる。

以下、添付した図面に基づいて、本発明に係るDSRC用のASK受信機についてより詳細に説明していく。複数の図面において、同じ構成要素またはそれに対応する構成要素には同じ符号を付して表した。また、当業者の技術常識に当たると思われる内容に関してはその具体的な説明を省く。

図１は本発明の一実施例に係る受信機（１００）を示す図面である。

受信機（１００）は、低雑音増幅器ＬＮＡ（low noise amplifier；以下、「ＬＮＡ」という。）（１０４）と、ミキサー（mixer；１０６）と、周波数合成機（１０８）、帯域通過フィルター（bandpass filter；１１０）と、対数増幅器（log amplifier；１１２）と、検出器（detector；１１４）と、スイッチ（１１６）と、スイッチ制御部（１２０）と、を含む。

ＬＮＡ（１０４）は、無線周波数受信信号を、その信号に含まれた雑音の増幅を最小化しつつ増幅する。ＬＮＡ（１０４）で増幅された信号は、ミキサー（１０６）に入力される。ミキサー（１０６）は、ＬＮＡ（１０４）で増幅された信号を周波数下方変換させて中間周波数（intermediate frequency；ＩＦ）信号を出力する。ミキサー（１０６）はＬＮＡ（１０４）で増幅された信号を周波数下方変換させるために周波数合成機（１０８）から局部発振（Local oscillator；ＬＯ）周波数信号を受信する。ＬＯ周波数は次に示す関係を満たすように設定される。

［数１］
|LO周波数±RF周波数|＝IF周波数
帯域通過フィルター（１１０）は、ミキサー（１０６）の出力信号のうち必要なチャネルの帯域のみを選択的に通過させる。対数増幅器（１１２）は帯域通過フィルター（１１０）の出力信号を対数的に（log scale）増幅し、帯域通過フィルター（１１０）の出力信号の受信強度信号（Received signal strength indicator；ＲＳＳＩ)のレベルを出力する。

検出器（１１４）は、対数増幅器（１１２）の出力を所定のバイナリー臨界値（binary threshold）と比較して、対数増幅器（１１２）の出力がそのバイナリー臨界値未満である場合、バイナリー信号のうち第１の値を出力し、対数増幅器（１１２）の出力がバイナリー臨界値以上である場合、バイナリー信号のうち第２の値を出力する。たとえば、バイナリー信号は−１または１であり、バイナリー信号の第１の値は−１であり、第２の値は０であり得る。かかる場合、バイナリー臨界値は０であり得る。また、バイナリー信号は０または１であり、バイナリー信号の第１の値は０で、第２の値は１であり得る。かかる場合、バイナリー臨界値は０．５であり得る。

スイッチ（１１６）は、その一端が検出器（１１４）の出力端に接続され、その他端が受信機（１００）の出力端（Ｏｕｔ）に接続される。スイッチ（１１６）が短絡された場合（ｃｌｏｓｅ）、検出器（１１４）の出力は受信機（１００）の出力端（Ｏｕｔ）に伝達されるが、スイッチ（１１６）が開放された場合（ｏｐｅｎ）、検出器（１１４）の出力は受信機（１００）の出力端（Ｏｕｔ）に伝達されない。

スイッチ制御部（１２０）はログ増幅器（１１２）から出力されたＲＳＳＩを所定のＲＳＳＩ臨界値（signal strength threshold）と比較して、ＲＳＳＩがＲＳＳＩ臨界値未満である場合、スイッチ（１１６）を開放し（ｏｐｅｎ）、ＲＳＳＩがＲＳＳＩ臨界値以上である場合、スイッチを短絡させる（ｃｌｏｓｅ）。

即ち、受信信号の強度が一定の大きさ以上である場合にのみ検出器（１１４）の検出結果が受信機（１００）の外部に出力される。したがって、受信機の雑音指数をわざと劣化させて受信機の動作する範囲を調節するという従来技術とは違って、本発明によれば、受信機の利得、および、雑音指数など性能指標は最大限良好に維持したまま、スイッチ制御部（１２０）のＲＳＳＩ臨界値だけを任意に調整することによって受信機が動作する範囲を調節することができる。

本発明に係る受信機（１００）の受信感度調節方法を用いた場合の受信電力対ＢＥＲ特性を図３に示した。

図３のグラフにおいて、ｘ軸は受信信号の強度、即ち、受信電力を示し、そして、ｙ軸は該当強度の信号を受信した場合の受信機のＢＥＲを示す。グラフ３０１は受信機の受信感度をP_SEN1に設定した場合の受信電力対ＢＥＲ特性を示すグラフであり、そして、グラフ３０２は受信感度をP_SEN２に設定した場合の受信電力対ＢＥＲ特性を示すグラフである。

グラフ３０１に基づくと、受信機（１００）の受信感度が P_SEN1に設定された場合、スイッチ制御部（１２０）は、受信強度がP_SEN1未満であれば、検出器（１１４）の出力が受信機（１００）の出力端に伝達されないようにする。または、受信機（１００）の出力端に受信信号とは関係のないデジタル信号が出力される。したがって、かかる場合に、ＢＥＲは０．５である。受信強度がP_SEN1以上であれば、受信機（１００）は受信機（１００）特性に沿った通常のＢＥＲ特性を有する。

グラフ３０２に基づくと、受信機（１００）の受信感度がP_SEN2に設定された場合、スイッチ制御部（１２０）は受信信号強度がP_SEN2未満であれば、検出器（１１４）の出力が受信機（１００）の出力端に伝達されないようにする。また、受信機（１００）の出力端に受信信号とは関係のないデジタル信号が出力される。したがって、かかる場合に、ＢＥＲは０．５である。受信強度がP_SEN２以上であれば、受信機（１００）は受信機の特性に沿った通常のＢＥＲ特性を有する。

図３に示したグラフと図２に示したグラフとを比較すると、図３では受信感度を変えても、受信機の雑音指数など性能を劣化させないために、受信機の受信感度がP_SEN1であるかP_SEN２であるかに関係なく、受信機が動作する場合（ＢＥＲ＜０．５の場合）には、受信電力対ＢＥＲ特性が一致するという点である。したがって、従来方法に比べて、一定の受信強度に対してより優れたＢＥＲ特性を得ることができる。

図２に示した従来方法に係るＢＥＲ特性では、受信機の雑音指数など受信機の性能を劣化させて受信感度を調節するので、受信機の受信感度がP_SEN1からP_SEN2により高くなっても、受信感度に該当する受信電力での受信機のＢＥＲ特性は変わらない。これと対比すると、本発明にかかる受信機のメリットをより明確に理解することができる。

以下では、本発明にかかる受信機（１００）で受信感度を調節する方法についてより詳しく説明する。図１を再度参照すると、スイッチ制御部（１２０）は、アナログ−デジタル変換機（analog-to-digital converter；ＡＤＣ）（１２２）、ＲＳＳＩ臨界値生成部（１３０）と、比較機（１２４）と、を含む。

ＡＤＣ（１２２）は対数増幅器（１２２）から出力されるＲＳＳＩをデジタル値に変換する。ＲＳＳＩ臨界値生成部（１３０）はＲＳＳＩが一定の値以上である場合に、受信機が動作するかどうかを決定するＲＳＳＩ臨界値（received signal strength indicator threshold）を生成する。ＲＳＳＩ臨界値生成部（１３０）が生成するＲＳＳＩ臨界値は、生産者または使用者によって入力されることも可能だが、ＲＳＳＩ臨界値生成部（１３０）が受信機（１００）の動作環境によって任意に生成することも可能である。ＲＳＳＩ臨界値生成部（１３０）は受信機（１００）の外部との通信を行うために１２Ｃ通信モジュール（図示しない）を含み得る。１２Ｃ通信モジュールを通じて、受信機（１００）内部のＲＳＳＩ臨界値が入力、及び／または、修正され得る。

比較機（１２４）は対数増幅器（１１２）から出力されるＲＳＳＩを、ＲＳＳＩ臨界値生成部（１３０）から出力されるＲＳＳＩ臨界値と比較して、その比較結果にしたがってスイッチ（１１６）で制御信号を出力する。ＲＳＳＩがＲＳＳＩ臨界値より小さい場合、比較機（１２４）はスイッチ（１１６）を開放するための制御信号をスイッチ（１１６）に出力し、ＲＳＳＩがＲＳＳＩ臨界値以上である場合、比較機（１２４）はスイッチ（１１６）を短絡させるための制御信号をスイッチ（１１６）に出力する。このように、ＲＳＳＩにしたがってスイッチ（１１６）をオン−オフすることによって、出力信号をオン−オフさせる。このような方式をデジタル・ゲイティング（digital gating）という。

以上に説明したように、本発明にかかる受信機（１００）では、ＲＳＳＩ臨界値生成部（１３０）で生成されるＲＳＳＩ臨界値にしたがって受信機（１００）の受信感度が調節される。即ち、本発明によれば、デジタル・ゲイティングによって受信感度が調節される。したがって、ＲＳＳＩ臨界値生成部（１３０）で生成されたＲＳＳＩ臨界値を任意に調節することによって、受信機（１００）の受信感度を任意に調節することができる。

［周辺温度による受信感度調節］
引き続き図１を参照すると、本発明の別の実施例にかかる受信機（１００）のＲＳＳＩ臨界値生成部（１３０）は、温度センサ（１３２）と、ルックアップテーブル（lookup table ；１３４）とを含む。温度センサ（１３２）は受信機（１００）を含むＯＢＵ周辺の温度を測定する。ルックアップテーブル（１３４）には温度に対応するＲＳＳＩ臨界値が記憶されている。ルックアップテーブル（１３４）は温度値、及び、それに対応するＲＳＳＩ臨界値を記憶するためのメモリーを含む。温度に対応するＲＳＳＩ臨界値は受信機（１００）の製造の際に入力されるか、または、受信機（１００）の使用中に使用者によって入力される。また、温度に対応するＲＳＳＩ臨界値は受信機（１００）の用途、使用環境などによって適当に選択して入力され得る。

ＲＳＳＩ臨界値生成部（１３４）は、温度センサ（１３２）により測定された温度に対応するＲＳＳＩ臨界値をルックアップテーブル（１３４）で検索して比較機（１２４）に出力する。

このように、周辺温度にしたがって適切なＲＳＳＩ臨界値を選択して使用することで、周辺温度に関係なく、システムの性能を概して一定に保つことが可能となる。したがって、本発明の一実施例にかかる受信機（１００）は温度変化幅が非常に広い車両内部などでも安定的に使用することができる。

［温度補償システムの低雑音クロッキング］
次に、本発明の別の実施例にかかる受信機（１００）に含まれる温度センサ（１３２）が有する低雑音クロッキング（clocking）特性について説明する。温度センサ（１３２）はアナログ情報である一般的な温度値をデジタル温度情報に変換する。このときに用いられるアナログ−デジタル変換機（ＡＤＣ）のサンプリングクロック（sampling clock）が送受信信号に干渉を引き起こし得る。したがって、温度センサ（１３２）はこのような干渉の可能性を排除するために、受信待機モードでは周期的に温度情報をアップデートするが、受信モード（RX-mode）および送信モード（TX-mode）では、受信モード、及び、送信モードがそれぞれ始まるときにのみ温度情報をアップデートする。

図４は、本発明に係る受信機（１００）が含まれるＤＳＲＣの送受信モードにしたがって温度センサ（１３２）に供給されるクロックのタイミングダイヤグラム（ timing diagram ）である。図４において、受信モード（RX-mode）、または、送信モード（TX-mode）でない区間は送受信待機モードである。送受信待機モードでは、温度センサ（１３２）のアナルグ−デジタル変換機（ＡＤＣ）に周期的にクロック(CLK_ADC)が供給されることが分かる。しかし、送信モード（TX-mode）では送信モードが始まる瞬間にのみクロック(CLK_ADC)が供給される。同様に、受信モード（RX-mode）では受信モードが始まる瞬間にのみクロックが供給される。

＜ＤＳＲＣ送受信用チップセット＞
次に、図５に基づいて、本発明の一実施例にかかる受信機（１００）を含むＤＳＲＣチップセット（５００）について説明する。図５は、本発明の別の実施例にかかるＤＳＲＣチップセット（５００）のブロック図である。ＤＳＲＣチップセット（５００）において受信機（１００）と一致する内部構成要素に関してはその説明を省く。ＤＳＲＣチップセット（５００）は電力増幅器（power amplifier；４０１）、ミキサー（４０２）、および、パルス成形フィルター（pulse shaping filter；４０３）を更に含む。

ＤＳＲＣチップセット（５００）の外部から、受信されるデジタル信号がＤＳＲＣチップ（５００）の入力端（Ｉｎ）に入力される。入力された信号は、パルス成形フィルター（４０３）によって帯域幅が制限される。その後、パルス成形フィルター（４０３）の出力信号はミキサー（４０２）によって周波数上方変換（frequency-up conversion）が行われる。ミキサー（４０２）で周波数上方変換を行うために周波数合成機（１０８）からミキサー（４０２）へＬＯ周波数信号が供給される。ミキサー（４０２）で周波数上方変換された信号は電力増幅器（４０１）によって信号の大きさが増幅される。

ＤＳＲＣチップ（５００）の外部にはＳＰＴＤスイッチ（４０４）が接続されて、送受信モードにしたがってＤＳＲＣチップ（５００）をアンテナに接続させる。

このように、ＤＳＲＣチップ（５００）の送信端および受信端が単一のチップに含まれ、かつ、送信端および受信端に供給されるＬＯ周波数が単一の周波数合成機（１０８）から供給されるので、チップ面積を減らすことが可能となる。さらに、ＤＳＲＣ用送受信機をＣＭＯＳ技術に基づいて集積化することによって、ＧＰＳ、ＤＭＳチップと共に容易にワンチップ（one-chip）化することができる。

＜ＩＲ周波数＞
本発明の別の実施例として、受信機（１００）のＩＦ周波数を１０ＭＨｚ帯域に選択することができる。ＩＦ周波数を１０ＭＨｚ帯域にした場合、帯域通過フィルター（２０３）も通過帯域が１０ＭＨｚ程度に比較的に低いため、ＣＭＯＳ工程（complementary metal-oxide semiconductor）によってワンチップに集積化することができる。また、この１０ＭＨｚ周波数帯域をＩＦ周波数に用いるために、別途のイメージ除去回路は不要である。図６は、本発明に係るＡＳＫ受信機（２００）で受信・信号処理されるＲＦ信号、および、イメージ信号の周波数の波形である。

ＲＦ信号は、ＤＳＲＣ標準規格に基づくＤＳＲＣ用無線周波数信号を示し、その中心周波数はそれぞれ５８００ＭＨｚ、５８１０ＭＨｚ、５８４０ＭＨｚ、５８５０ＭＨｚである。ＩＦ周波数を１０ＭＨｚに設定した場合、下方側（low-side）ＬＯ注入（injection）を仮定した場合、ＬＯ周波数はそれぞれ５７９０ＭＨｚ、５８００ＭＨｚ、５８３０ＭＨｚ、５８４０ＭＨｚである。したがって、それぞれのＲＦ信号に対して、５７８０ＭＨｚ、５７９０ＭＨｚ，５８２０ＭＨｚ、５８３０ＭＨｚ帯域の信号がイメージ信号として１０ＭＨｚＩＦ周波数に変換される。しかし、ＤＳＲＣ標準規格によれば、５８２０ＭＨｚ、５８３０ＭＨｚ帯域には信号が割り当てられておらず、５７８０ＭＨｚ、５７９０ＭＨｚ帯域はＤＳＲＣ標準規格に定める帯域以外の周波数帯域であるため、それらのイメージ信号に対して別途のイメージ除去信号は不要である。同様に、上方（up−side）ＬＯ注入を仮定する場合にも、イメージ信号の周波数帯域はＤＳＲＣ標準規格で信号が割り当てられない帯域であるか、または、ＤＳＲＣ標準規格に定める帯域以外の周波数帯域であるため、イメージ除去回路は不要である。したがって、受信機（１００）の大きさをコンパクトにすることができ、かつ、その製造コストを低く抑えることができる。

図７は、本発明の一実施例に係るDSRC用ASK受信機（７００）のブロック図である。ASK受信機（７００）は、５．８GHz帯域の短距離専用通信（designated short range communication;DSRC）の無線周波数（radio frequency;RF）を受信してデジタル信号に変換するDSRC用の振幅偏移変調（Aamplitude shifting keying;ASK）受信機である。ここにいう５．８GHz帯域とは、搬送波中心周波数が５８００MHz＋k＊１０MHz（ｋ＝０，１，４、または、５）で、格搬送波の帯域が約１０MHz以内の搬送波を含む帯域を意味する。

DSRC用のASK受信機（７００）は、LNA（７０１）と、ミキサー（７０２）と、帯域通過フィルター（７０３）と、対数増幅器（７０４）と、検出器（７０５）と、周波数合成器（７０６）と、を含む。

LNA（７０１）は、５．８GHz帯域の無線周波数（radio frequency；RF）受信信号を、RF信号に含まれた雑音の増幅を最小化しながら増幅する。ミキサー（７０２）はLNA（７０１）の出力信号を周波数−下方変換（frequency-down conversion)を行い、中間周波数（intermediate frequency；IF）信号を出力する。周波数合成器（７０６）は、ミキサー（７０２）の周波数下方−変換を行うための周波数信号（LO周波数）を生じさせ、ミキサー（７０２）にて出力する。本発明に係るASK受信機（７００）のIF周波数は１０MHzである。したがって、５．８GHz帯域の無線周波数信号をIF周波数信号に周波数−下方変換を行うために、LO周波数は次の数式を満たすべきである。

［数１］
|LO周波数±RF周波数|＝IF周波数
帯域通過フィルター（７０３）はミキサー（７０２）の出力信号のうち必要なチャネルの帯域のみを選択的に通過させる。対数増幅器（７０４）は帯域通過フィルター（７０３）の出力信号を対数的に（log scale）増幅し、帯域通過フィルター（７０３）の出力信号の受信強度信号の受信強度信号（Received signal strength indicator;RSSI)のレベルを出力する。

検出器（７０５）は、対数増幅器（７０４）の出力を所定のバイナリー閾値（binary threshold）と比較し、対数増幅器（７０４）の出力がそのバイナリー閾値未満である場合、バイナリー信号のうち第１の値を出力し、対数増幅器（７０４）の出力がバイナリー閾値以上である場合、バイナリー信号のうち第２の値を出力する。たとえば、バイナリー信号は−１または１であり、バイナリー信号の第１の値は−１であり、第２の値は０であり得る。かかる場合、バイナリー閾値は０であり得る。また、バイナリー信号は０または１であり、バイナリー信号の第１の値は０で、第２の値は１であり得る。かかる場合、バイナリー閾値は０．５であり得る。

本発明に係るDSRC用のASK受信機（７００）はまた、CMOS(complementary metal-oxide semiconductor)工程によってワンチップ（one−chip）で形成されることを特徴とする。帯域通過フィルター（７０３）も、通過帯域が１０MHz程度に比較的に低いために、CMOS工程によってワンチップとして集積化するのも可能である。

また、本発明の一実施例に係るDSRC用ASK受信機（７００）は１０MHz周波数帯域をIF周波数として用いるために、別途のイメージ除去回路は不要である。図６には、本発明に係るASK受信機（７００）で受信、および、信号処理されるRF信号およびイメージ信号の周波数の波形を示した。

RF信号は、DSRC標準規格に沿ったDSRC用無線周波数信号を示し、その中間周波数はそれぞれ５８００，５８１０，５８４０、および、５８５０MHzである。IF周波数を１０MHzに設定した場合、下方（low−side）LO注入（injection）を仮定する場合、LO周波数はそれぞれ５７９０，５８００，５８３０、および、５８４０MHzである。したがって、それぞれのRF信号に対して、５７８０，５７９０，５８２０，５８３０MHz帯域の信号がイメージ信号として１０MHzのIF周波数に変換される。しかし、DSRC標準規格によれば、５８２０MHz、５８３０MHz帯域には信号が割り当てられておらず、５７８０MHz、５７９０MHz帯域はDSRC標準規格に定める帯域以外の周波数帯域であるため、それらのイメージ信号に対しては別途のイメージ除去信号が不要である。同様に、上方（up−side）LO注入を仮定する場合にも、イメージ信号の周波数帯域はDSRC標準規格では信号が割り当てられない帯域であるか、または、DSRC標準規格に定める帯域以外の周波数帯域であるため、イメージ除去回路は不要である。

本発明の一実施例にかかるDSRC用のASK受信機（２００）はイメージ除去回路を有しないので、その大きさをコンパクトにすることができ、かつ、その製造コストを低く抑えることができる。

以上、本発明にかかる受信機（１００）およびＤＳＲＣ用チップセット（５００）をＤＳＲＣにおいて用いることを例として説明したが、これは例示したものに過ぎず、本発明にかかる受信機（１００）は本発明の技術的思想の範囲内で任意の通信システムに用いられる。したがって、ＤＳＲＣ受信機でけでなく、本発明の技術的思想を用いるそのほかの受信機も本発明の権利範囲に属する、と理解すべきである。

本発明の一実施例にかかる受信機（１００）を示した図面である。従来の受信機の受信感度調節方法における受信電力(P_IN) 対ＢＥＲ特性を示すグラフである。本発明にかかる受信機の受信感度調節方法における受信電力対ＢＥＲ特性を示すグラフである。本発明にかかる受信機（１００）に含まれたＤＳＲＣの送受信モードにしたがって温度センサに供給されるクロックのタイミングダイヤグラム（timing diagram）である。本発明の別の実施例に係るＤＳＲＣチップセット（５００）のブロック図である。従来のDSRC受信用のASK受信機を示す。本発明の一実施例に係るDSRC用のASK受信機（２００）のブロック図である。

符号の説明

１００受信機
１０４低雑音増幅器（ＬＮＡ）
１０６ミキサー
１０８周波数合成機
１１０帯域通過フィルター
１１２対数増幅器
１１４検出器
１１６スイッチ
１２０スイッチ制御部

Claims

無線周波数受信信号を、前記無線周波数受信信号に含まれた雑音の増幅を最小化しつつ、増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）と、
前記ＬＮＡの出力信号に対して周波数下方変換を行い、中間周波数（ＩＦ）の信号を出力するミキサーと、
前記ミキサーにおける周波数下方変換を行うための周波数信号を生成して、前記ミキサーに出力する周波数合成器と、
前記ミキサーの出力信号のうち必要なチャネルの帯域のみを通過させる帯域通過フィルターと、
前記帯域通過フィルターの出力信号を対数的に増幅させると共に、前記帯域通過フィルターの出力信号の受信信号強度(Received signal strength indicator; 以下、「ＲＳＳＩ」という。)を出力する対数増幅器と、
前記対数増幅器の出力を所定のバイナリー臨界値と比較して、前記対数増幅器の出力が前記バイナリー臨界値未満である場合、バイナリー信号のうち第１の値を出力し、そして、前記対数増幅器の出力が前記バイナリー臨界値以上である場合、前記バイナリー信号のうち第２の値を出力する検出器と、
前記検出器の出力端に直列に連結されたスイッチと、
前記ＲＳＳＩを所定のＲＳＳＩ臨界値と比較して、前記ＲＳＳＩが前記所定のＲＳＳＩ臨界値未満である場合、前記スイッチを開放し、そして、前記ＲＳＳＩが前記所定の臨界値以上である場合、前記スイッチを短絡させるスイッチ制御部と、
を有していることを特徴とする受信機。
前記スイッチ制御部が、前記ＲＳＳＩをデジタル信号に変換するアナログ−デジタル変換機と、前記ＲＳＳＩ臨界値を生成するＲＳＳＩ臨界値生成部と、前記ＲＳＳＩを前記ＲＳＳＩ臨界値と比較して、前記スイッチを開放するか、または、つなぐ比較機と、を有していることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
前記ＲＳＳＩ臨界値生成部が、周辺温度を測定する温度センサと、前記温度センサによって測定された温度に対応する前記ＲＳＳＩ臨界値が記憶されているルックアップテーブルと、を有していることを特徴とする請求項２に記載の受信機。
前記受信機が、信号を受信する信号受信モードと、信号を受信しない信号非受信モード(送信モード)間で交互に動作するように設けられ、そして、
前記温度センサが、前記信号受信モードが始まるときにのみ１回周辺温度を測定するように設けられていることを特徴とする請求項３に記載の受信機。
５．８GHz帯域の短距離専用通信無線周波数を受信してデジタル信号に変換する、ＤＳＲＣ用の振幅偏移変調受信機であって、
無線周波数受信信号を、前記無線周波数信号に含まれた雑音の増幅を最小化しつつ、増幅する低雑音増幅器と、
前記低雑音増幅器の出力信号に対して周波数−下方変換を行い、１０MHz帯域の中間周波数の信号を出力するミキサーと、
前記ミキサーの周波数−下方変換を行うための周波数信号を生じさせて、前記ミキサーに出力する周波数合成器と、
前記ミキサーの出力信号のうち必要なチャネルの帯域のみを通過させる帯域通過フィルターと、
前記帯域通過フィルターの出力信号を対数的に増幅させる対数増幅器と、
前記対数増幅器の出力を所定のバイナリー閾値と比較して、前記対数増幅器の出力が前記バイナリー閾値未満である場合、バイナリー信号のうち第１の値を出力し、そして、前記対数増幅器の出力が前記バイナリー閾値以上である場合、前記バイナリー信号のうち第２の値を出力する検出器と、
前記検出器の出力端に直列に連結されたスイッチと、
前記ＲＳＳＩを所定のＲＳＳＩ臨界値と比較して、前記ＲＳＳＩが前記所定のＲＳＳＩ臨界値未満である場合、前記スイッチを開放し、そして、前記ＲＳＳＩが前記所定の臨界値以上である場合、前記スイッチを短絡させるスイッチ制御部と、
を有しており、
ＣＭＯＳ工程によってワンチップとして形成されている
ことを特徴とするＤＳＲＣ用の振幅偏移変調受信機。