CN114374346A - 一种永磁同步电动机高性能控制方法 - Google Patents

一种永磁同步电动机高性能控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN114374346A
CN114374346A CN202111447886.0A CN202111447886A CN114374346A CN 114374346 A CN114374346 A CN 114374346A CN 202111447886 A CN202111447886 A CN 202111447886A CN 114374346 A CN114374346 A CN 114374346A
Authority
CN
China
Prior art keywords
model
permanent magnet
sliding mode
synchronous motor
magnet synchronous
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
CN202111447886.0A
Other languages
English (en)
Inventor
陈再发
朱力滨
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Zhejiang International Maritime College
Original Assignee
Zhejiang International Maritime College
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Zhejiang International Maritime College filed Critical Zhejiang International Maritime College
Priority to CN202111447886.0A priority Critical patent/CN114374346A/zh
Publication of CN114374346A publication Critical patent/CN114374346A/zh
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/0003—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control
    • H02P21/0007—Control strategies in general, e.g. linear type, e.g. P, PI, PID, using robust control using sliding mode control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/13—Observer control, e.g. using Luenberger observers or Kalman filters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/14—Estimation or adaptation of machine parameters, e.g. flux, current or voltage
    • H02P21/18—Estimation of position or speed
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/022—Synchronous motors
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2205/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the control loops
    • H02P2205/01—Current loop, i.e. comparison of the motor current with a current reference
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2205/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the control loops
    • H02P2205/07—Speed loop, i.e. comparison of the motor speed with a speed reference

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

本发明公开了一种永磁同步电动机高性能控制方法，通过基于扩张状态观测器的级联式统一化自耦合无模型滑模控制器，对永磁同步电机控制系统的转速环与电流环进行控制。首先，为解决参数变化敏感、外部扰动等影响，在传统的数学模型下根据无模型控制思想建立转速环和电流环的超局部模型。然后考虑到传统PI控制量纲冲突等问题，在传统的无模型滑模控制器基础上通过选取比例双重积分滑模面设计了级联式无模型滑模控制器，有效减小了转速稳态误差，并在设计的过程中采用矩阵形式统一化设计电流环与速度环，简化了整个设计过程。并通过速度因子科学整定PI增益，利用带扰动补偿的ESO对系统内外扰动和未建模部分进行观测，提高了控制系统抗总和扰动的鲁棒性。

Description

一种永磁同步电动机高性能控制方法
技术领域
本发明涉及一种永磁同步电动机(Permanent Magnet Synchronous Motor，PMSM)的控制策略，具体涉及一种永磁同步电动机高性能控制方法。
背景技术
永磁同步电机具有高功率密度、高效率等优点，基于PMSM矢量控制方案的电驱动系统在电力推进领域具有广阔的应用前景。虽然采用电力推进的船舶、汽车等交通工具日益增多，但其控制相关技术并不完善，存在着较大的安全隐患。目前，工程上对PMSM的控制主要采用矢量控制方式，由于传统的比例积分(Proportional integral，PI)控制算法简单、易于工程实现，控制系统结构中电流环以及速度环均采用比例积分(PI)控制方式，成为了永磁同步电机调速系统的主流控制方式。
然而，PMSM是一个多变量、强耦合、非线性的复杂系统，且其性能对于外部负载及参数变化极为敏感，故单一的使用PI控制将无法满足高性能的要求。为了确保电力推进系统的安全性以及可靠性，采用非线性高性能的控制方法取代PI控制成为了主流控制方式。
发明内容
针对现有技术存在的不足，本发明的目的在于提供一种永磁同步电动机高性能控制方法。
为实现上述目的，本发明提供了如下技术方案：
一种永磁同步电动机高性能控制方法，该控制方法通过基于扩张状态观测器的级联式统一化自耦合无模型滑模控制器，对永磁同步电机控制系统的转速环与电流环进行控制，其包括用于对系统的各项状态及未知扰动量进行观测并补偿的扩张状态观测器及级联式统一化自耦合无模型滑模控制器，
所述级联式统一化自耦和无模型滑膜控制器基于以下步骤设计：
1)在考虑永磁电机系统内部参数变化及外部负载扰动的影响下，建立d、q轴坐标下永磁同步电机数学模型；
2)在永磁同步电机数学模型的基础上，根据无模型控制思想建立关于转速环及电流环的超局部模型；
3)采用比例积分双重积分滑模面构建级联式统一化自耦和无模型滑膜控制器，并利用速度因子对误差的比例及积分增益进行耦合，明确比例积分的增益，级联式统一化自耦和无模型滑膜控制器的电压输出：
Figure BDA0003381226420000021
u*为输出电压设定值，h包含了外部扰动和系统已知部分，其值是不断更新的，
Figure BDA0003381226420000022
为参考输入量，G1、G2为自耦合无模型滑模控制器输出系数矩阵，X1为误差状态变量，η2为滑模控制器设计中所选用的指数趋近律的系数矩阵，k2为滑模控制器设计中所选用的指数趋近律的系数矩阵，S2为自耦合无模型滑模控制器的滑模面，α为超局部模型的系数矩阵。
步骤1)中首先建立传统的表贴式永磁同步电机在d、q轴下的数学模型：
Figure BDA0003381226420000023
其中，RS表示定子电阻标称值；ud、uq分别表示定子电压在d、q轴的分量；id、iq分别表示定子电流在d、q轴的分量；L表示电感标称值；ωe表示电角速度；ψf表示永磁体磁链标称值；Te、TL分别表示电磁转矩、负载转矩；Pn表示电机的磁极对数；B表示摩擦系数；J表示转动惯量；
然后考虑系统内部参数变化及外部负载扰动的影响，获得
Figure BDA0003381226420000031
其中Δud、Δuq、Δd分别为d、q轴以及转速环的不确定量
Figure BDA0003381226420000032
其中：ΔL、ΔRS分别表示定子电感和电阻的变化值；Δψf表示永磁体磁链变化值；ΔJ表示转动惯量变化值；ΔB表示摩擦系数变化值；ΔTL表示负载转矩变化值。
对步骤1)中的永磁同步电机数学模型进行矩阵化，获得
Figure BDA0003381226420000033
其中，
Figure BDA0003381226420000034
步骤2)中，
建立关于转速环或电流环的超局部模型
Figure BDA0003381226420000035
其中，Y和X分别表示系统的输出和输入变量；h包含了外部扰动和系统已知部分，其值是不断更新的，
Figure BDA0003381226420000041
Figure BDA0003381226420000042
将无模型控制与滑模控制相结合，得到滑模控制器
Figure BDA0003381226420000043
其中，
Figure BDA0003381226420000044
联立上述两个关系式可得
Figure BDA0003381226420000045
选择误差为状态变量并对其求导：
Figure BDA0003381226420000046
其中，
Figure BDA0003381226420000047
选择滑模面为：S1＝X1+C1∫X1dt；
选取指数趋近率：
Figure BDA0003381226420000048
其中，
Figure BDA0003381226420000049
进而得到电压输出：us＝C1X1+η1sgn(S1)+k1S1。
首先建立一阶非线性系统
Figure BDA00033812264200000410
其中f(y，t)为内扰作用，π(t)为外扰作用，将两者之和a(t)＝f(y，t)+π(t)的表现量视为总扰动，获得
Figure BDA0003381226420000051
其期望轨迹与实际轨迹之间的误差为
Figure BDA0003381226420000052
进而获得
Figure BDA0003381226420000053
构造误差的积分用以消除误差，状态变量为
Figure BDA0003381226420000054
其中，
Figure BDA0003381226420000055
滑模面采用S2＝X1+G1∫X1dt+G2∫(∫X1dt)dt，并进一步得到
Figure BDA0003381226420000056
其中，
Figure BDA0003381226420000057
选取指数趋近率
Figure BDA0003381226420000058
其中，
Figure BDA0003381226420000059
得到自耦合无模型滑模控制器输出us＝G1X1+G2∫X1dt+η2sgn(S2)+k2S2。
根据状态变量
Figure BDA00033812264200000510
构造ESO
Figure BDA00033812264200000511
其中
Figure BDA00033812264200000512
Figure BDA00033812264200000513
Figure BDA00033812264200000514
Z1表示当前所观测的状态量；Z2表示系统已知与未建模部分的观测值；β1、β2表示输出误差校正增益；α表示非线性因子；δ表示滤波因子；ε表示输入误差矩阵E中相对应的元素；
将步骤3)中的控制器的自耦PI项表示为
Figure BDA0003381226420000061
并联立比例积分增益
Figure BDA0003381226420000062
得到
Figure BDA0003381226420000063
速度因子需满足
Figure BDA0003381226420000064
得到速度因子最小模型
Figure BDA0003381226420000065
其中：1≤γ≤10；T0为过渡时间，若要求调速系统在1s内达到稳定状态，则T0取1，若要求调速系统在10s内达到稳定，则T0取10。
本发明的有益效果：在传统的无模型滑模控制器基础上通过选取比例双重积分滑模面设计了级联式无模型滑模控制器，有效减小了转速稳态误差，并在设计的过程中采用矩阵形式统一化设计电流环与速度环，简化了整个设计过程。并通过速度因子科学整定PI增益，利用带扰动补偿的ESO对系统内外扰动和未建模部分进行观测，提高了控制系统抗总和扰动的鲁棒性。不仅保留了MFSMC系统的快速响应性能和抗扰能力，在消除系统稳态误差的同时，进一步提高了系统的动静态性能。
附图说明
图1为SC-MFSMC的原理图。
图2为SC-PI控制原理图。
图3为本发明PMSM调速系统原理框图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明公开了一种永磁同步电动机高性能控制方法，该控制方法通过基于扩张状态观测器的级联式统一化自耦合无模型滑模控制器，对永磁同步电机控制系统的转速环与电流环进行控制，其包括用于对系统的各项状态及未知扰动量进行观测并补偿的扩张状态观测器及级联式统一化自耦合无模型滑模控制器，其中级联式统一化自耦和无模型滑膜控制器基于以下步骤进行设计。
本发明采用的永磁同步电动机为表贴式永磁同步电机(SPMSM：Ld＝Lq＝Ls)，其在d、q轴下的数学模型为：
Figure BDA0003381226420000071
式中：RS表示定子电阻标称值(Ω)；ud、uq分别表示定子电压在d、q轴的分量(V)；id、iq分别表示定子电流在d、q轴的分量(A)；L表示电感标称值(H)；ωe表示电角速度(rad/min)；ψf表示永磁体磁链标称值(Wb)；Te、TL分别表示电磁转矩、负载转矩；Pn表示电机的磁极对数；B表示摩擦系数；J表示转动惯量。
考虑系统内部参数变化及外部负载扰动的影响，整理上式得：
Figure BDA0003381226420000072
其中：Δud、Δuq、Δd分别为d、q轴以及转速环的不确定量，表示如下：
Figure BDA0003381226420000073
其中：ΔL、ΔRS分别表示定子电感和电阻的变化值；ΔΨf表示永磁体磁链变化值；ΔJ表示转动惯量变化值；ΔB表示摩擦系数变化值；ΔTL表示负载转矩变化值。
为简化计算过程，可将式(2)写为矩阵模式：
Figure BDA0003381226420000081
式中：
Figure BDA0003381226420000082
Figure BDA0003381226420000083
然后根据永磁同步电机调速系统的双环(转速环及电流环)均为单输入单输出模型，对此均可建立式(6)形式的超局部模型来替代此非线性、多参数、工况复杂的系统：
Figure BDA0003381226420000084
其中：Y和X分别表示系统的输出和输入变量；α是一个非物理常数参数；h包含了外部扰动和系统已知部分，其值是不断更新的。
式(4)可按此形式排列为：
Figure BDA0003381226420000085
Figure BDA0003381226420000086
其中
Figure BDA0003381226420000087
即提出建立关于转速环及电流环的超局部模型来替代复杂的非线性、多参数、工况复杂的系统，简化系统。
将无模型控制与滑模控制相结合，无模型反馈控制器设计为滑模控制器，由式(7)超局部模型思想设计控制器表达式为：
Figure BDA0003381226420000091
Figure BDA0003381226420000092
式中：
Figure BDA0003381226420000093
由式(7)和(8)可得：
Figure BDA0003381226420000094
Figure BDA0003381226420000095
选择误差为状态变量并对其求导：
Figure BDA0003381226420000096
Figure BDA0003381226420000097
其中：
Figure BDA0003381226420000098
选择滑模面为：S1＝X1+C1∫X1dt(11)
选取指数趋近率：
Figure BDA0003381226420000099
Figure BDA00033812264200000910
其中：
Figure BDA00033812264200000911
由式(10-12)可得传统的反馈控制器输出为：
us＝C1X1+η1sgn(S1)+k1S1 (13)
但是传统的无模型滑模控制算法能够获得较好的控制效果，但传统的无模型滑模控制所得到的反馈控制器输出部分仅通过误差的比例进行调节，在稳定运行时会有误差存在，无法获得满意的静态性能。
因此本发明在反馈控制器中除保留比例环节外构造出环节用以消除误差，为此将滑模面选取为比例积分双重积分滑模面，消除了稳定运行时的转速跟踪误差，但加入积分环节后增益的调节便成为一个急需解决的问题。对于传统的PI控制而言，其比例积分增益存在量纲冲突与不协调控制等问题。故本发明利用速度因子对误差的比例以及积分增益进行耦合，明确比例积分增益的整定原则。
如图1所示，包括控制器部分以及ESO部分，ESO对已知部分及未建模部分进行观测并补偿，将所得部分反馈给控制器。该控制器原理图应用于电机调速系统的转速环以及d、q电流环。
而耦合PI控制器是针对非线性系统，可以根据系统的期望轨迹以及实际轨迹之间的偏差得出控制输出，原理参见图2。
其一阶非线性系统可表示为：
Figure BDA0003381226420000101
其中f(y，t)为内扰作用，π(t)为外扰作用，将两者之和a(t)＝f(y，t)+π(t)的表现量视为总扰动，则原系统变为：
Figure BDA0003381226420000102
期望轨迹与实际轨迹之间的误差可表示为：
Figure BDA0003381226420000103
由一阶系统模型与轨迹误差SC-PI控制器模型被定义为：
Figure BDA0003381226420000104
为了得到耦合PI形式，构造误差的积分用以消除误差，状态变量仍选为式(10)，选择滑模面为：
S2＝X1+G1∫X1dt+G2∫(∫X1dt)dt (18)
对上式求导并结合式(7)、(8)可得：
Figure BDA0003381226420000105
Figure BDA0003381226420000111
其中，
Figure BDA0003381226420000112
指数趋近率因具有抖振小、速度快的优点被用于本发明的设计中：
Figure BDA0003381226420000113
其中，
Figure BDA0003381226420000114
由式(10)、(19-20)得到自耦合无模型滑模控制器输出为
us＝G1X1+G2∫X1dt+η2sgn(S2)+k2S2 (21)
并对其稳定性进行验证，以转速环为例
定义Lyapunov函数为：
Figure BDA0003381226420000115
对上式求导并结合式(6)、(19)得：
Figure BDA0003381226420000116
将式(8)和式(21)代入上式可得：
Figure BDA0003381226420000117
根据稳定性判据可知，该系统稳定。电流环证明过程同理。图3给出了应用本发明控制方式的永磁同步电机调速系统的结构框图。
得到系统整体输出为：
Figure BDA0003381226420000121
Figure BDA0003381226420000122
为参考输入量；G1、G2为自耦合无模型滑模控制器输出系数矩阵，两个增益矩阵是由电机内部参数变化及外部负载扰动的影响所产生的d、q轴以及转速环的不确定量，是时变矩阵；X1为误差状态变量；η2是滑模控制器设计中所选用的指数趋近律的系数矩阵，是为了与传统的无模型滑模控制器的指数趋近律所选用的系数矩阵η1相区别；同样，k2为滑模控制器设计中所选用的指数趋近律的系数矩阵，也是为了与传统的无模型滑模控制器的指数趋近律所选用的系数矩阵k1相区别；S2为自耦合无模型滑模控制器的滑模面，是为了与传统无模型滑模控制器选择的滑模面S1区别；α是超局部模型的系数矩阵，是与电机参数变化和负载扰动相关的时变矩阵，是一个非物理常数参数矩阵。
而本发明中的扩张状态观测器用于针对式(6)中的未知部分h，传统无模型滑模控制方法以及本发明所提控制策略均采用扩张状态观测器对其进行观测。它能够对系统的各项状态及未知扰动量进行观测并补偿，使系统达到理想控制效果。同时利用ESO对调速系统速度环和电流环的综合扰动项分别观测和补偿，增强了速度环和电流环的鲁棒性。
即将将式(4)中状态变量设为如下形式：
Figure BDA0003381226420000123
其中，
Figure BDA0003381226420000124
Figure BDA0003381226420000131
根据上述系统的模型构造ESO如下：
Figure BDA0003381226420000132
其中，
Figure BDA0003381226420000133
上式中
Figure BDA0003381226420000134
其中，
Figure BDA0003381226420000135
Z1表示当前所观测的状态量；Z2表示系统已知与未建模部分的观测值；β1、β2表示输出误差校正增益；α表示非线性因子；δ表示滤波因子；ε表示输入误差矩阵E中相对应的元素。
对于自耦合无模型滑模控制器中的增益G1和G2可以通过速度因子来进行整定，不仅能够实现输入输出量纲统一问题，而且还揭示了增益之间的定量关系。
耦合PI控制器的比例积分项输出为：
ζu＝kpe０+kIe1 (29)
假定原系统中期望轨迹与实际轨迹的量纲属性均为广义位移，相关的量纲属性为：由于e０＝x*-x，故e0的量纲属性也应为广义位移。又由于e1＝∫e0，所以e1的量纲属性应为广义位移·秒。
其中比例积分增益又有：
Figure BDA0003381226420000141
若按照传统的无量纲原则，则e０+e1/Ti只有广义位移属性，而ζu既可能具有广义位移属性又可能具有广义速度属性，故传统整定方式存在量纲冲突的矛盾。
可使比例增益的量纲属性kp正比于s-1，通过式(30)可知KI正比于s-2，由上述描述得到比例增益与积分增益的内在关系：
kI∝kp 2 (31)
结合永磁同步电机系统运行性能，本文的反馈控制器自耦PI项可表示为：
Figure BDA0003381226420000142
对于自耦PI仅需要确定速度因子即可得到比例与积分的增益，使得增益整定更加合理简便。但自适应因子的大小会影响系统的控制效果，当Zc较大时，比例控制力尤其是积分控制力较大时，虽然可以加快系统的响应速度，增加系统的抗干扰能力，但是会有较大的超调出现。当Zc较小时，系统的稳态精度、响应速度、抗干扰性能均会有所下降。为了能够兼顾动态响应快速性与稳态精度的问题，需要采用符合本系统的速度因子。
速度因子Zc与控制系统的动态响应速度存在一定的必然联系。系统的动态响应可由时间尺度σ来决定，σ越大，动态响应速度越慢，反之亦然。
则可通过1/σ表示系统动态响应速度，但对于非线性复杂系统而言，σ的精确值无法理论或实验获取，可通过系统期望的过渡时间T0这个时间物理量来进行取代，并设T0＝10σ，系统动态响应速度可由此表示为：1/σ＝10/T0。
由式(30)、(32)可得
Figure BDA0003381226420000151
为保证SC-MFSMC能够有效控制本系统，速度因子需满足：
Figure BDA0003381226420000152
能够得到速度因子最小模型为：
Figure BDA0003381226420000153
其中：1≤γ≤10；T0为过渡时间，若要求调速系统在1s内达到稳定状态，则T0取1，若要求调速系统在10s内达到稳定，则T0取10；以此类推。
实施例不应视为对本发明的限制，但任何基于本发明的精神所作的改进，都应在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种永磁同步电动机高性能控制方法，其特征在于：该控制方法通过基于扩张状态观测器的级联式统一化自耦合无模型滑模控制器，对永磁同步电机控制系统的转速环与电流环进行控制，其包括用于对系统的各项状态及未知扰动量进行观测并补偿的扩张状态观测器及级联式统一化自耦合无模型滑模控制器，
所述级联式统一化自耦和无模型滑膜控制器基于以下步骤设计：
1)在考虑永磁电机系统内部参数变化及外部负载扰动的影响下，建立d、q轴坐标下永磁同步电机数学模型；
2)在永磁同步电机数学模型的基础上，根据无模型控制思想建立关于转速环及电流环的超局部模型；
3)采用比例积分双重积分滑模面构建级联式统一化自耦和无模型滑膜控制器，并利用速度因子对误差的比例及积分增益进行耦合，明确比例积分的增益，级联式统一化自耦和无模型滑膜控制器的电压输出：
Figure FDA0003381226410000011
u*为输出电压设定值，h包含了外部扰动和系统已知部分，其值是不断更新的，
Figure FDA0003381226410000012
为参考输入量，G1、G2为自耦合无模型滑模控制器输出系数矩阵，X1为误差状态变量，η2为滑模控制器设计中所选用的指数趋近律的系数矩阵，k2为滑模控制器设计中所选用的指数趋近律的系数矩阵，S2为自耦合无模型滑模控制器的滑模面，α为超局部模型的系数矩阵。
2.根据权利要求1所述的一种永磁同步电动机高性能控制方法，其特征在于：步骤1)中首先建立传统的表贴式永磁同步电机在d、q轴下的数学模型：
Figure FDA0003381226410000021
其中，RS表示定子电阻标称值；ud、uq分别表示定子电压在d、q轴的分量；id、iq分别表示定子电流在d、q轴的分量；L表示电感标称值；ωe表示电角速度；ψf表示永磁体磁链标称值；Te、TL分别表示电磁转矩、负载转矩；Pn表示电机的磁极对数；B表示摩擦系数；J表示转动惯量；
然后考虑系统内部参数变化及外部负载扰动的影响，获得
Figure FDA0003381226410000022
其中Δud、Δuq、Δd分别为d、q轴以及转速环的不确定量
Figure FDA0003381226410000031
其中：ΔL、ΔRS分别表示定子电感和电阻的变化值；Δψf表示永磁体磁链变化值；ΔJ表示转动惯量变化值；ΔB表示摩擦系数变化值；ΔTL表示负载转矩变化值。
3.根据权利要求2所述的一种永磁同步电动机高性能控制方法，其特征在于：对步骤1)中的永磁同步电机数学模型进行矩阵化，获得
Figure FDA0003381226410000032
其中，
Figure FDA0003381226410000033
4.根据权利要求1或2或3所述的一种永磁同步电动机高性能控制方法，其特征在于：步骤2)中，
建立关于转速环或电流环的超局部模型
Figure FDA0003381226410000034
其中，Y和X分别表示系统的输出和输入变量；h包含了外部扰动和系统已知部分，其值是不断更新的，
Figure FDA0003381226410000041
Figure FDA0003381226410000042
将无模型控制与滑模控制相结合，得到滑模控制器
Figure FDA0003381226410000043
其中，
Figure FDA0003381226410000044
联立上述两个关系式可得
Figure FDA0003381226410000045
选择误差为状态变量并对其求导：
Figure FDA0003381226410000046
其中，
Figure FDA0003381226410000047
选择滑模面为：S1＝X1+C1∫X1dt；
选取指数趋近率：
Figure FDA0003381226410000048
其中，
Figure FDA0003381226410000049
进而得到电压输出：us＝C1X1+η1sgn(S1)+k1S1。
5.根据权利要求1或2或3所述的一种永磁同步电动机高性能控制方法，其特征在于：首先建立一阶非线性系统
Figure FDA0003381226410000051
其中f(y，t)为内扰作用，π(t)为外扰作用，将两者之和a(t)＝f(y，t)+π(t)的表现量视为总扰动，获得
Figure FDA0003381226410000052
其期望轨迹与实际轨迹之间的误差为
Figure FDA0003381226410000053
进而获得
Figure FDA00033812264100000514
构造误差的积分用以消除误差，状态变量为
Figure FDA0003381226410000054
其中，
Figure FDA0003381226410000055
Figure FDA0003381226410000056
滑模面采用S2＝X1+G1∫X1dt+G2∫(∫X1dt)dt，并进一步得到
Figure FDA0003381226410000057
其中，
Figure FDA0003381226410000058
Figure FDA0003381226410000059
选取指数趋近率
Figure FDA00033812264100000510
其中，
Figure FDA00033812264100000511
Figure FDA00033812264100000512
得到自耦合无模型滑模控制器输出us＝G1X1+G2∫X1dt+η2sgn(S2)+k2S2。
6.根据权利要求1或2或3所述的一种永磁同步电动机高性能控制方法，其特征在于：根据状态变量
Figure FDA00033812264100000513
构造ESO
Figure FDA0003381226410000061
其中
Figure FDA0003381226410000062
Figure FDA0003381226410000063
Figure FDA0003381226410000064
Figure FDA0003381226410000065
Z1表示当前所观测的状态量；Z2表示系统已知与未建模部分的观测值；β1、β2表示输出误差校正增益；α表示非线性因子；δ表示滤波因子；ε表示输入误差矩阵E中相对应的元素。
7.根据权利要求1或2或3所述的一种永磁同步电动机高性能控制方法，其特征在于：将步骤3)中的控制器的自耦PI项表示为
Figure FDA0003381226410000066
并联立比例积分增益
Figure FDA0003381226410000067
得到
Figure FDA0003381226410000068
速度因子需满足
Figure FDA0003381226410000069
得到速度因子最小模型
Figure FDA00033812264100000610
其中：1≤γ≤10；T0为过渡时间，若要求调速系统在1s内达到稳定状态，则T0取1，若要求调速系统在10s内达到稳定，则T0取10。
CN202111447886.0A 2021-11-29 2021-11-29 一种永磁同步电动机高性能控制方法 Withdrawn CN114374346A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111447886.0A CN114374346A (zh) 2021-11-29 2021-11-29 一种永磁同步电动机高性能控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202111447886.0A CN114374346A (zh) 2021-11-29 2021-11-29 一种永磁同步电动机高性能控制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN114374346A true CN114374346A (zh) 2022-04-19

Family

ID=81140702

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202111447886.0A Withdrawn CN114374346A (zh) 2021-11-29 2021-11-29 一种永磁同步电动机高性能控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN114374346A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115102444A (zh) * 2022-07-14 2022-09-23 北京理工大学 一种永磁同步电机自适应积分滑模预测控制方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115102444A (zh) * 2022-07-14 2022-09-23 北京理工大学 一种永磁同步电机自适应积分滑模预测控制方法
CN115102444B (zh) * 2022-07-14 2024-04-12 北京理工大学 一种永磁同步电机自适应积分滑模预测控制方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN110492804B (zh) 一种基于扰动观测器的永磁同步电机二阶滑模控制方法
CN110661464B (zh) 一种交流伺服系统及位置环的扰动抑制方法
CN108536185B (zh) 一种基于降阶级联扩张状态观测器的双框架磁悬浮cmg框架系统参数优化方法
CN114726278A (zh) 基于机械参数辨识的永磁同步电机自适应控制方法
CN113625562A (zh) 一种基于自适应观测器的非线性系统模糊容错控制方法
CN114374346A (zh) 一种永磁同步电动机高性能控制方法
CN104716883B (zh) 永磁同步电机低速性能的提升方法
CN111835254B (zh) 一种基于有限时间吸引律的永磁同步电机速度控制方法
Zhao et al. Explicit model predictive cascade-free direct force and torque control of quadrotors
CN110943666A (zh) 一种永磁同步电机复合电流的约束控制系统及其构建方法
CN113708697B (zh) 带有执行器饱和的永磁同步电机调速控制方法
CN113328672B (zh) 无位置传感器永磁电机无差拍电流预测的控制方法及系统
CN113890451A (zh) 一种永磁同步电动机一阶线性自抗扰控制器参数调节方法
CN115133825A (zh) 一种基于滑模扩张状态观测器的永磁同步电机互补滑模位置控制方法
CN108448987B (zh) 三相永磁同步电机扰动感知控制方法
JP2999330B2 (ja) スライディングモード制御系を用いた制御方法
CN116599401B (zh) 一种基于自适应滑模趋近律的永磁同步电机调速控制方法
CN112003531B (zh) 一种六相感应电机单相开路情况下的速度观测方法
CN114448308B (zh) 一种永磁同步电机调速系统的变增益滑模控制方法
CN117478004A (zh) 基于扩展观测器的pmsm快速积分终端滑模控制方法及系统
CN113659894B (zh) 基于指令滤波的异步电动机随机有限时间模糊自适应控制方法
Zhang et al. Discrete-Time Adaptive Fuzzy Event-Triggered Command Filtered Control for Induction Motors With Input Saturation
Khan et al. Fuzzy logic based MRAS speed observer for control of induction motor drive
CN116743010A (zh) 基于非光滑非递归策略的永磁同步电机转速控制方法
Wang et al. Adaptive multi‐level differential coupling control strategy for dual‐motor servo synchronous system based on global backstepping super‐twisting control

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
WW01 Invention patent application withdrawn after publication

Application publication date: 20220419

WW01 Invention patent application withdrawn after publication