CN1140922A - 同步发电装置及其激励控制方法 - Google Patents

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Abstract

为了限制交流发电机(100)中的转子温升并减少磁场磁通，通过半导体开关元件(11，17)向定子(5)的定子绕组(5a-5c)送入超前相位电流，这通过在发电机的发电操作期间控制所述半导体开关元件来实现。利用这种控制，超前相位电流将增加磁场磁通，因而增加发电电压(Va-Vc)。通过使转子(4)的磁场绕组(4c)的磁场电流(If)减少相应于发电输出增加的量，可以减少磁场绕组的温升。

Description

同步发电装置及其激励控制方法
本发明涉及一种具有同步发电机的同步发电装置，更具体地说，涉及一种对例如车辆上使用的同步发电机的定子绕组施加超前的相电流的同步发电装置及其激励控制方法。
一般例如用于车辆的同步发电装置具有三相交流发电机(所谓交流发电机)。该装置使用内装的三相全波整流器对产生的电压整流，然后用整流电压为蓄电池充电。
随着现在要求发动机室小型化以及在发动机室内设备安装密度的增加，使交流发电机的环境温度升高。在具有磁场绕组的交流发电机中，在低速范围内，此时固定于转子的冷却风扇的性能低，由磁场电流引起的热而导致的磁场绕组的温升可能失去控制。这可能使磁场电流减小，减小发电机输出功率并减少绝缘树脂的寿命。
尤其对具有Lundell型转子的体积小的功率输出大的交流发电机这一问题极为严重。因为一般的Lundell型转子的结构使得磁极铁心基本上包围着磁场绕组因而妨碍了热辐射，使热量集聚在绕组内，因而引起可观的温升。
本发明的目的在于提供一种同步发电装置和激励控制方法，用于阻止磁场绕组型转子的温升并增加功率输出。
本发明的另一个目的在于，提供一种同步发电装置和激励控制方法，使得在低速时能减少磁场绕组的温升并在高速时能保证高功率输出。
按照本发明的一个方面，对定子绕组加一超前的相电流，对磁场绕组加一磁场电流。磁场磁通(即旋转磁场)在低转速范围内被超前的相电流增强。在高速范围内，施加于定子绕组的超前的相电流被减少或被切断，主要由磁场电流形成的磁通发电。结果，对于给定功率输出的所需磁场电流被减小，并抑制在低速范围内磁场绕组的温升。
超前的相电流最好以这样的方向施加，即在半导体开关元件的整流操作期间，通过调整导通周期使其流入定子绕组。
对于超前的相电流的相控，最好检测转子的旋转相角，从而控制半导体开关元件截止的时刻。
为了在输出增加和发热增加之间进行平衡，最好在低转速范围和高转速范围之间确定一个边界转速，其值为上升转速(例如500rpm-1000rpm)的二至四倍，在此转速下发出的电压超过预定的电池电压。
最好检测磁场绕组的温度，使在高温时与在低温时相比超前相电流较大而磁场电流较小，从而使得在限制输出电流减小的同时可以减小磁场绕组的温度。
按照本发明的另一个方面，检测关于由同步发电机产生的电枢电流的实际量，根据检测的量，具有高压侧开关和低压侧开关的双向导通开关电路控制加于定子绕组的超前的相电流的开始时刻和结束时刻。
最好高压侧开关在从流过高压侧开关的电流从流出的方向变为流入的方向起的一预定的时间长度之后被截止。
最好低压侧开关在从流过低压侧开关的电流由流入定子绕组的方向变为流出定子绕组的方向起的一预定的时间长度之后被截止。
图1是按照本发明的实施例1的发电装置的方块图；
图2是图1所示的三相同步发电机的截面图；
图3是说明图1所示的三相全波整流器的一相的部分等效电路图；
图4A-4D是当不进行相位超前控制时图1所示的Si-MOSFET的导通定时图；
图5A-5F是当进行相位超前控制时图1所示的Si-MOSFET的导通定时图；
图6是表示发电机转速和磁场绕组温度以及绕组温度之间的关系的由实验获得的曲线；
图7是实施例1的控制流程图；
图8是按照实施例1的执行无相位超前方式的流程图；
图9是按照实施例1的执行相位超前方式的流程图；
图10是按照实施例1的执行相位超前方式的流程图；
图11是本发明实施例2的发电装置的电路方框图；
图12A-12C是当进行相位超前控制时图11所示的Si-MOSFET的导通定时图；
图13是图11所示的实施例2的控制流程图；
图14是实施例3的发电装置的电路方块图；以及
图15实施例3执行相位超前方式的流程图。
(实施例1)
本发明的同步发电装置的一个实施例将参照图1所示的方块图和图2所示的三相同步发电机100的截面图进行说明。
例如用于车辆中的同步发电装置具有三相同步发电机(AC发电机或交流发电机)100，用于对所发出的交流电流进行整流的三相全波整流器(也叫逆变器)，以及调节器7，如图1所示。三相全波整流器11和调节器7构成超前相位电流供给装置(控制装置)。
三相同步发电机100具有驱动架1和后架2它们通过轴承3a，3b可旋转地支撑差转子4，如图2所示。定子5被固定在驱动架1上，包围差转子4的外圆柱面。在定子5的定子绕组(a-c相电枢绕组)5a-5c中产生的电枢电流Ia-Ic经由MOSFET构成的整流器11整流。加于转子4的磁场绕组的磁场电流被调节器7控制。冷却风扇4a，4b安装于转子4的磁极铁心的相对端。
众所周知，在三相同步发电机100中，磁场电流If被加于磁场绕组4C中，转子4由发动机(未示出)通过皮带轮8带动旋转，从而在定子5而内圆周上产生旋转磁场，在电枢绕组5a-5c中感应三相交流电压。
三相全波整流器11包括逆变器电路，其中Si-MOSFET 11a-11f呈三相桥式连接。三相全波整流器11是熟知的，为简便起见略去其结构的说明。三相全波整流器11的高电平直流输出端连接于电池9的高电平端和电负载10的正端。三相全波整流器11的低电平直流输出端和电池9的低电平端以及电负载10的另一端一起接地。代替Si-MOSFET，MOSFET可由SiC材料，即Si和C的化合物制成。这种MOSFET可用于高温下，从而使冷却风扇4a，4b的体积可以减小。
调节器7具有微型计算机，用来对磁场电流If的导通率进行PWM控制，使得电池电压VB和发出的电压的预定值一致，并根据由Si-MOSFET 11a-11f提供的电压降信号Pa-Pf(后述)产生门控信号电压Ga-Gf，并把这些门控信号电压Ga-Gf供给Si-MOSFET的控制极。标号70代表安装在发电机100中的磁场温度检测器，用于检测温度并产生相应于磁场绕组4C的温度的信号。
下面对本实施例的操作机理作简短说明。
按照本实施例，调节器7在预定的定时(后述)向整流器11输出控制极电压信号Ga-Gf，使得超前相位的电流流过定子绕组5a-5c。超前相位的电流产生电枢反应，起激磁作用，从而使磁场磁通增加。因而输出电压电流增加。此外，磁场电流被减少与输出增加相应的量，从而减少磁场绕组4C的发热。转子绕组4C的温升借以被限制而不减少功率输出。
现在参照图3说明三相全波整流器11的a相的逆变器电路。
高压侧开关Si-MOSFET 11a和低压侧开关Si-MOSFET 11d是N沟道型并互相串联。Si-MOSFET具有在电枢绕组侧形成的N型区，即在功率发出期间的漏极区，以及形成在电池侧的另一个N型区，即在功率发出期间的源极区，还有在控制极114a下方形成的P陷区。P陷区和N型区之间的PN结形成寄生二极管112a。
按照本实施例，在紧接Si-MOSFET 11a的沟道下方的P陷区对提供在电枢绕组侧的N型区被短路以便设置P陷区的电位。提供在电枢绕组侧的N型区通过低阻值电阻113a被连接于电枢绕组5a用来检测电流。低值电阻113a通过使用绝缘膜在芯片的顶上形成具有预定电阻的金属化层或半导体层而形成。
类似地，紧接Si-MOSFET 11d的沟道下方的P陷区对接地侧N型区被短路，以便设置P陷区的电位。接地侧的N型区通过低值电阻113d接地用于检测电流。其它相的Si-MOSFET 11b，11e，11c，11f具有相同的低值电阻。Si-MOSFET 11a-11f分别具有连接端Pa-Pf，用于低值电阻和在电枢绕组侧提供的N型区之间的连接，寄生二极管112a，112d也作为电流通路把发出的电流供给电池9。
这样，当Si-MOSFET导通时发生的沟道电流可根据相电压Va和连接端Pa的电位之间的差检测。每个Si-MOSFET 11g-11f的沟道电流可以类似方式检测。控制极电压被作得足够高，Si-MOSFET11a-11f工作在不饱和区(即沟道不会被耗尽层夹断的工作方式)。
现对三相全波整流器11的Si-MOSFET的开关定时进行说明。
(当不提供超前相位电流Is时)
首先说明不提供超前相位电流的情况。图4A-4D表示电枢绕组5a的相电压Va的定时图。
作为输出相电压Va的a相的高压侧开关的Si-MOSFET 11a被控制如下。检测电枢绕组5a的相电压Va是否大于电池电压VB和其它的相电压Vb，Vc。如果相电压Va较高，Si-MOSFET 11a就导通(关闭)。当相电压Va低于电池电压VB时，Si-MOSFET 11a被截止(打开)。其它高侧开关Si-MOSFET 11b，11c的转开关操作基本上以相同的方式被控制。
作为a相低压侧开关的Si-MOSFET 11d被控制如下。检查电枢5a的相电压Va是否低于地电位VE(＝OV)和其它相电压Vb，Vc。如果相电压Va较低，则Si-MOSFET 11d导通。当相电压11a高于地电位时，Si-MOSFET 11d截止。其它的低压侧开关Si-MOSFET 11e，11f的开关操作基本上以相同的方式被控制。
(当提供超前相位电流时)
现在说明提供超前相位电流时的操作。图5A-5F表示电枢绕组5a的相电压Va的定时图。
按照本实施例，高压侧开关Si-MOSFET 11a在时刻t2′(＝to)导通(图5E)，即在从相电流Ia(图5A)从负变正的时刻t2也即在低值电阻113d上的电压降Vpsd(图5D)由负变正时之后一段时间T4(＝T2)的时刻导通。其它的高压侧开关Si-MOSFET 11b，11c也在基本上以相同方式确定的时刻导通。低压侧开关Si-MOSFET 11d在时刻t1′导通(图5F)，即在从时刻t1当相电流Ia由正变负时也即当低值电阻113a上的电压降Vpsa(图5C)由正变负时之后一段时间T2导通。其它低侧开关Si-MOSFET 11e，11f按以基本相同的方式确定的定时导通。
在另一方面，每个Si-MOSFET 11a-11f的截止时刻按本实施例为从导通时刻持续大约180°相角。即，Si-MOSFET 11a和Si-MOSFET11d导通的同时或提前一点进行截止，Si-MOSFET 11d和Si-MOSFET 11a导通的同时或略微提前一点进行截止。
截止定时的延迟(T2＝T4)从电池9向电枢绕组5a，5b，5c提供超前相位电流分量，借以增加磁场磁通。例如，Si-MOSFET 11a在t1不进行截止，而延迟一般时间T2才截止，如图5E所示。类似地，Si-MOSFET11d的截止时刻延迟到t2′，即在t2之后一段时间I4(＝T2)。
这一操作使电流从电池9供给电枢绕组5a-5c，从而供给定子绕组5a相位超前α(见图5A)的电流，使激磁增强。再充电持续时间T1(＝T3)和截止延迟持续时间T2之和必须为180°或更少。三相相位超前控制可通过使b相延迟120°电角使C相提前120°电角来实现。
被增加的磁场磁通必须通过控制使磁场电流If减小来恢复正常状态。在控制通过监视电池电压VB和磁场绕组温度θr进行。
本实施例通过检测相电压Va，根据相电压Va的频率计算转子的转速，当转速处于需要控制的范围之内时，按照磁场绕组温度θr的增加减少用于控制磁场电流If的开关晶体管的占空比，从而减少磁场电流来进行控制。
同时，延迟时间间隔T2(＝T4)随电池电压VB的减少而增加。对于这一操作，当开关元件导通时的持续时间必须为180°电角或更少。按照本实施例，导通期间为180°。这一控制被继续到磁场绕组温度θr和电池电压VB稳定为止。
在另一方面，如果计算的转速不处在需要控制的范围内，设设定为无相位超前控制方式(一种把延迟期间T2，T4设定为0°电角的控制方式)，并根据电池电压VB把控制转向正常磁场电流控制(图4A-4D)。
现对上述的操作总结如下。
相电流，即超前相位的电流按流入定子绕组的方向流动一个预定的时间长度(例如，图5A中的T2)。相电压Va(指那一相的定子绕组5a的输出端的电位)在这一时间长度内尚未被反向。即相电流Ia比相电压Va提前反向，电流Ia的相位也相应地相电压提前，从而增加磁场磁通。
如果在预定时间长度T2已过去之后的时刻T1′不提供超前相位电流，则相电压Va一般高于低电平直流电源端的电压(在图1中为OV)。在没有超前相位电流流过的情况下，相电流Ia(相位超前的)在时刻t1′之后将不从直流电源的低电平端流入定子绕组。
然而，在预定的时间长度T2期间，使超前相位的电流从高侧开关11a流入定子绕组5a，在时刻t1′高侧开关11a的截止使每相的定子绕组中的反向电动势的方向处于使该相的定子绕组5a的输出端的电位即该相的相电压Va减小的方向。相电压被减少反电势的值，即，相电压Va被减少为低于直流电源端的低电平电位。结果，超前相位电流就通过闭合的低侧开关或和低侧开关并联的低侧二极管流入那相约定子绕组。
换句话说，可以认为在不供给超前相位电流方式期间不发生的超前相位电流在预定时间间隔T2流动，从而使电磁能量和定子绕组中积聚，然后在时刻t1′之后这电磁能量被释放。因为在时刻t1′之后发生的超前相位的电流也使电流波形向着相位超前状态畸变，所以合成的超前相位电流增加磁场磁通。此外，在时刻t1′之后的超前相位电流实际上从高电平直流电源端恢复。
通过比较由图4A-4D所示的非相位超前控制方式和电图5A-5F所示的相位超前控制方式所达到的情况，应该理解在预定时间长度T2导通的超前相位电流增强了用于发电的磁场磁通，并增加了一个周期期间的从定子绕组到高电平直流电源端的电流导通持续时间，从而增加了发电容量。
应当容易理解，上述的预定时间长度(超前)相位电流供应的持续时间)的最大值是与转速有关的最大持续时间(最大延迟时间)。显然，该最大延迟时间基本上和转速的变化成反比，因为每相的电枢电流的周期(2π电角度)依转速而变。此外，因为每相发出的电压的增加随转速的增加而变快，所以转速的增加将进一步减少最大延迟时间。因此，确定最大延迟时间和转速之间的关系的图形可预先储存在控制电路中，使得当把转速引入控制电路时，可以确定相应于转速的最大延迟时间，使得如果计算的延迟时间超过所确定的最大延迟时间，延迟时间就可被固定于最大延迟时间。
这样，这种控制便减少了磁场绕组4C的温度而不使输出减少，从而解决了绝缘劣化问题。图6所示为本实施例的实验结果。如图6所示，磁场绕组4C的温度大约减少了15℃。相位超前控制和非相位超前控制通过控制调节器7加于每个Si-MOSFET 11a-11f的控制极上的转换指令电压的定时来实现。
虽然定子绕组5a-5c的温度由上述控制的超前相电流引起的相电流的增加而增加，但这温升不会引起实质问题。因为转子绕组5a-5c的温度达到峰值的转速N2高于磁场绕组4C的温度达到峰值的转速N1，在磁场绕组4C的温度达到极限的转速范围内，定子绕组5a-5c的绝缘材料的热阻有足够的裕度。在另一方面，在定子绕组5a-5c的温度达到峰值时的转速N2，由风扇4a和4b提供足够的冷却气流，使得即使磁场电流If返回正常值时，温度的增加也保持为正常水平。按照本实施例，在高达3000rpm的范围内，可以进行供给超前相电流和减小磁场电流的控制。允许进行相位超前控制的临界转速可以确定为例如升高的转速(500-1500rpm)的2至4倍，在升高的转速下发出的电压超过预定电池电压(一般为13.5V)。这一值可考虑输出增加和发热增加之间的平衡来确定。此外，如果磁场绕组温度θr等于或小于预定值(例如170℃)，可终止超前相电流供给。
现在参照图7的流程图详细说明实施例1的控制过程。由此流程进行的控制通过调节器7进行。
调节器7引起非相位超前方式的操作，并检测Va-Vc每相的电压(步101)，并根据这些电压计算转速N(或波形)。然后根据计算的转速，更具体地说，根据转速是否等于或小于预定的门限转速确定是否需要相位提前控制。如果转速等于或小于门限值，就确定需要进行超前控制，操作进行步105，根据转速从图形中读出最大的延迟期间(最长的超前相位电流供给期间)Tmax。然后，调节器7检测磁场绕组温度θr(步106)，如果磁场绕组温度θr大于上述预定值，则减小磁场电流If(步108，110)。然后，调节器7检测电池电压VB(步112)。如果VB低于预定值(例如13.5V)，则调节器7增加延迟持续时间T2＝T4一个小的恒值ΔT(步114，116)，然后进行步130的操作。如果VB等于或超过预定值，调节器7就设定非相位超前方式有效(步118)然后返回步101。
步130检测延迟期间T2＝T4的当前值是否大于预定的最大延迟期间Tmax。如果不大于，则操作返回步101。如果当前值大于最大的延迟期间Tmax，则调节器7设定延迟期间T2＝T4为最大的延迟持续期间Tmax(步132)，并设相位提前方式有效(步134)，然后返回步101。
在另一方面，如果步104确定不需相位超前控制，则调节器7设定非相位超前控制方式(延迟期间T2，T4被控制为0°电角度的控制方式)有效(步120)，并根据电池电压转为正常磁场电流控制(步122，124，126)。
非相位超前方式也可以通过截止所有的MOSFET 11a-11f而通过MOSFET的寄生二极管112a-112f进行全波整流来实现，也能达到基本相同的效果。
虽然本实施例检测磁场绕组温度和电池电压来根据检测值进行控制，但通过以图形的形式预先提供的信息也可达到基本相同的效果，在图形中通过这样计算来确定延迟期间T2，T4和磁场电流If，使得在各个转速下磁场绕组温度的增加为最小。
现在结合图8说明进行非相位超前方式的子程序。当图7所示的程序选定为非超前方式时，该子程序通过在预定的间隔中断来执来。
执行子程序时首先检查是否a相的电压Va大于电池电压VB(步200)。如果它较大，则高侧开关11a导通(步202)。如果Va等于或小于VB，则高侧开关11a截止(步204)。然后，检查是否a相电压Va低于电池的低电平端的电位即OV(步206)。如果它较低，则低侧开关11d导通(步208)。如果Va不低于OV，则低侧开关11d截止(步210)。
接着，检查是否b相的电压Vb大于电池电压VB(步212)，如果它大于VB，则高侧开关11b导通(步214)。如果Vb等于或低于VB，则高侧开关11b截止(步216)。然后，检查是否b相电压Vb低于OV，即电池低电平端的电位(步218)。如果是，则低侧开关11e导通(步220)。如果不低于OV，则低侧开关11e截止(步222)。
然后，检查C相电压Vc是否大于电池电压VB(步224)。如果大于，则高侧开关11c导通(步226)。如果等于或小于VB，则高侧开关11c截止(步228)。然后，检查C相电压Vc是否低于OV，即电池低电平端的电位(步230)，如果低于，则低侧开关11f导通(步232)。如果它不低于OV，则低侧开关11f截止(步234)。然后操作返回主程序(图7)。
现在参照图9图10说明执行相位超前控制方式的子程序。如果图7所示的程序的步314选择了相位超前方式，则在预定的间隔内通过中断执行该子程序。
图9表示确定零交叉点的程序。图10说明控制MOSFET 11a-11f的开关操作的程序。
首先检查标记F2是否已被设为1从而表明该程序正打算执行第一次或已经执行了一次或多次(步290)。如果该程序已经执行了一次或多次(F2＝1)，则操作跳到步300。如果该程序正被打算执行第一次(F2＝0)，则按照图8的程序(步292)只执行Si-MOSFET 11a-11f的通电(导通)。在把标记F2设为1之后(步294)，操作进行步300。当电池电压开始施加时，标记F2被设为0。
步300检查在低侧开关11d的闭合期间，通过低侧开关11d的电流即电枢电流Ia是否已从负变正，即从电流流进定子的方向变为电流流进直流电源端(OV)的方向。如果电流方向已变，则内装的定时器d被启动(步302)。如果还没变，则检查在高侧开关11a的闭合期间是否通过高侧开关11a的电流即电枢电流Ia已经由正变负，即从电流流出定子绕组5a流入高侧直流电源端的方向变为电流流入定子绕组5a的方向(步304)。如果电流方向已变，则内装计时器启动(步306)，如果未变，则操作进行步308。
步308检查在低侧开关11e的闭合期间，通过低侧开关11e的电流即电枢电流Ib是否已经由负变正，即从电流流进定子绕组的方向变为电流流出进入低侧直流电源端(OV)的方向，如果电流方向已变，则内装计时器e被启动(步310)。如果它未变，则检查在高侧开关11b闭合期间，通过高侧开关11b的电流即电枢电流Ia是否已由正变负，即从电流流出定子绕组5b进入高侧直流电源端变为电流流入定子绕组5b的方向(步312)。如果电流方向未变，则内装计时器b被启动(步314)。如果电流方向已变，则操作进行步316。
步316检查在低侧开关11f的闭合期间，通过低侧开关11f的电流即电枢电流Ic是否已从负变正、即从电流流电定子绕组5c的方向变为电流流进低侧直流电源端(OV)的方向。如果方向已变，则内装计时器f被启动(步318)。如果电流方向未变，则检查在高侧开关11c的闭合期间，通过高侧开关11c的电流，即电枢电流Ic，是否由正变负，即从电流流出定子绕组5c流进高侧直流电源端的方向变为电流流进定子绕组5c的方向(步320)。如果电流方向已变，则内装计时器C被启动(步322)。如果尚未改变，则操作进行步400。
步400检查计时器d是否时间已到，即是否预定的延迟间隔ΔT＝T2＝T4(见图5A-5F)已经过。如果计时器d已时间到，则操作立即进行步404。如果计时时间未到，则低侧开关11d被截止，高侧开关11a导通，计时器d置0。然后操作进行步404。
步404检查计时器a是否时间到，即是否已经过预定的延迟期间ΔT＝T2＝T4。如果计时器尚未时间到，则操作立即进行步408。如果时间已到，则低侧开关11d导通，高侧开关11a截止，并把计时器a置0。然后操作进行步408。
步408检查计时器e是否已时间到，即是否已经过预定的延迟期间ΔT＝T2＝T4。如果计时器e时间未到，则立即进行步412。如果时间已到，则使低侧开关11e截止，高侧开关11b导通，并把计时器e置0。然后进行步412。
步412检查计时器b是否已经时间到，即是否已经过预定的延迟时间ΔT＝T2＝T4。如果计时器b尚未时间到，则立即进行步416的操作。如果计时器b时间已到，则使低侧开关1e导通，高侧开关11b截止，并使计时器b置0。然后进行步416。
步416检查计时器f是否时间到，即是否已经过预定的延迟时间ΔT＝T2＝T4。如果计时器f尚未时间到，则立即进行步420。如果计时器f已时间到，则使低侧开关11f截止，高侧开关11c导通，并把计时器f是0。然后进行步420。
步420检查计时器c是否时间到，即是否已经过预定的延迟时间ΔT＝T2＝T4。如果尚未时间到，则立即返回主程序(图7)。如果计时器c已时间到，则使低侧开关11f导通，高侧开关11c截止，然后把计时器c置0，操作返回主程序(图7)。
虽然按照本实施例每个开关11a-11f被闭合180°的电角度，但闭合期间可以小于180°。不过，在这种情况下，因为存在各相逆变器电路的高侧开关和低侧开关被截止的期间，所以应该进行如下的控制。
说明将以a相为侧进行。如果a相的定子绕组5a的相电压Va在高侧开关11a和低侧开关11d的截止期间高于电池电压VB，则使高侧开关11a导通。这样被导通的高侧开关11a应该在从相电压Va低于电池电压VB时起的一段预定延迟期间ΔT之后被截止，如上所述。
类似地，如果在高侧开关11a和低侧开关11d的截止期间相电压Va低于地电位，则低侧开关11d将被导通。这样彼导通的低侧开关11d应该在相电压Va高于地电位OV之后的预定的延持时间ΔT被截止，如上所述。对于b相和c相的控制以相同方式进行。此外，上述的元件开关操作控制可以只对a相进行，而b相和c相的开关11b，11c，11e和11f的控制与a相的控制定时移开120°。
按照本实施例，因为磁极位置可以被检测而不需任何专门的单独的位置检测器用来控制超前相位电流，所以本装置的结构可以简化。
(实施例2)
图11表示按照第二实施例的交流发电机的电路方块图、它除去包括用来检测转子4的磁极位置的磁极位置检测器16之外，其余部分基本和实施例1的电路方块图相同。还有一点差别在于，不象Si-MOSFET 11a-11f(图3)那样，Si-MOSFET 17a-17f没有用来检测电流的低值电阻。
按照第二实施例，转子4的磁极位置由图11所示的磁极位置检测器16检测。在图12A-12C中，t″^m″‰代表转子4的N极到达磁极位置检测器16的角位置的时刻，tm′代表转子4的S极到达磁极位置检测器16的角位置的时刻。时间间隔tm-tm′相应于180°的电角。
因此，使Si-MOSFET 17a导通的时刻(相角)根据相对于时刻tm已被确定的预定的相角差δ1确定并被储存。类似地，使Si-MOSFET 17d导通的时刻(相角)根据相对于时刻tm′的预定相角差δ1确定。
类似地，使Si-MOSFET 17b导通的时刻(相角)根据相对于时刻tm已被确定的预定的相角差δ2(＝δ1＋120°电角)被确定并被储存使Si-MOSFET 17e导通的时刻(相角)根据相对于时刻t″^m″‰′预先确定的相角差δ2确定。
类似地，使Si-MOSFET 17C导通的时刻(相角)根据相对于tm已被预先确定的相角差δ3(＝δ1－120°电角)确定并被存储。使Si-MOSFET导通的时刻(相角)根据相对于时刻tm′预先确定的相角δ3确定。按照本实施例，使Si-MOSFET 17a-17f导通的时间间隔被设定为大约180°电角。
这样，便可精确地确定超前角。通过控制从调节器7加到Si-MOSFET 17a-17f的控制极的开关指令电压来进行相位超前控制和非相位超前控制。
现在参照图13所示的流程图说明按照实施例2的控制。由该流程说明的控制由调节器7进行。
在图13中的步101-126和图7中所示的相同，不再进行说明。步1010-1340和第一实施例不同，下面进行说明。
在步1010从磁极位置检测器16读入相角之后，调节器7进行和图7所示的相同的处理。如果电池电压VB等于或小于预定值(步114)，调节器7就把预定值Δδ加于预定的延迟角δ(步1160)，然后进行步1300。象实施例1那样，实施例2以相反的操作关系操作同一相的高侧和低侧开关。此外，在δ1＝90°的条件下，进行这一实施例的非相位超前方式。
步1050使用曲线根据转速来确定最大延迟角δmax。
步1300检查延迟角δ的当前值是否大于最大延迟角δmax。如果不大于，操作返回步101。如果δ大于δmax，则调节器7把延迟角δ设为最大延迟角δmax(步1320)，并设相位超前控制方式有效(步1340)，然后返回步100。
在另一方面，如步步104确定不需相位超前控制，则调节器7设定非相位超前控制方式(延迟角δ1被控制为90°电角)有效(步120)，并根据电池电压VB转向一般的磁场电流控制(步122，124，126)。
按照实施例2，因为开关17a-17f的导通截止定时根据相角被确定，所以可相对于相角定时来控制相位超前方式的执行。这里省略这一操作的详细说明。
此外，超前相位的电源的无功电流分量由电池供给并被返回电池，因此，如果忽略发热损失，不会引起电池容量的消耗。此外，虽然按照本实施例Si-MOSFET的导通时间被设为180°电角，但应当理解，导通时间可以处于小于180°电角的范围内。
(实施例3)
现在参照图14说明按照本实施例的发电装置。在图14所示的装置中，图1所示的三相全波整流器11的MOSFET 11a-11f被不具有用来检测电流的低值电阻的MOSFET 17a-17f代替，如实施例2一样。
本实施例和实施例1的区别在于，通断MOSFET 17a-17f的定时根据MOSFET 17a-17f的源极和漏极之间的电位差确定。非相位超前控制通过使用图8所示的方法进行。按照本实施例的超前相位电流控制的方法将参照图15所示的类似于图9和图10的流程图进行说明。图15说明按照本实施例用来确定每个电枢电流过零点的程序。图15所示的操作除去步300′，304′，308′，312′316′和320′之外和图9所示的操作相同。用来控制MOSFET 17a-17f的开关操作总体上和图10所示的程序相同。
首先，检查对指示该程序是要执行第一次或已被执行过一次或多次的标记F2是否已被设为1(步290)。如果该程序已被执行过一次或多次(F2＝1)，则操作跳到步300。如果该程序是第一次要被执行(F2＝0)，则按照图8所示的程序只进行Si-MOSFET的通电(导通)(步292)。在把标记F2设为1之后(步294)，操作进行步300。当电池电压开始施加时，标记F2被置为0。
步300′检查电压Va在低侧开关17d的导通期间是否已等于或大于OV，从而确定通过低侧开关17d的电流即电枢电流Ia是否从负变正，即从电流流入定子绕组5a的方向变到电流流出而进入低侧直流电源端(OV)的方向。如果电流方向已变，则启动内装计时器d(步302)。如果未变，则检查在高侧开关17a的导通期间Va是否已等于或低于输出电压VB，从而确定通过高侧开关17a的电流即电枢电流Ia是否已从正变负，即从电流流出定子绕组5a流入高侧直流电源端的方向变到电流流入定子绕组5a的方向(步304′)。如果电流方向已变，则启动内装的计时器(步306)。如果方向未变，则进行步308′。
步308′检查在低侧开关17e闭合期间电压Vb是否等于或大于OV，从而确定通过低侧开关17e的电流即电枢电流Ib是否已从负变正，即从电流流入定子绕组5b的方向变到流出而进入低侧直流电源端(OV)的方向。如果电流方向已变，就启动内装的计时器e(步310)。如果方向未变，就检查在高侧开关17b导通期间Vb是否已经等于或小于输出电压VB，从而确定通过高侧开关17b的电流即电枢电流Ib是否已从正变负，即从电流流出定子绕组5b流入高侧直流电源端的方向变到流入定子绕组5b的方向(步312′)。如果电流方向已变，内装计时器b就被启动(步314)。如果方向未变，则进行步316′。
步316′检查在低侧开关17f闭合期间电压Vc是否已等于或大于OV，从而确定通过低侧开关17f的电流即电枢电流Ic是否已由负变正，即从流进定子绕组5C的方向变为流出而进入低侧直流电源端(OV)的方向。如果电流方向已变就启动内装计时器f(步318)。如果方向未变，则检查在高侧开关17C的导通期间Vc是否已等于或小于输出电压VB，从而确定通过高侧开关17C的电流即电枢电流Ic是否已从正变负，即从电流流出定子绕组5C流入高侧直流电源端的方向变到流入定子绕组5C的方向(步320′)。如果电流方向已变，则启动内装计时器C(步322)。如果方向未变，则进行图10中的步400。在步400以及以后的操作和图10所示的相同。
按照本实施例，不但不需要磁极位置检测器来进行超前相位电流控制，而且也不需要MOSFET具有电流检测功能。
虽然上述说明是结合三相同步发电机进行的，但应当理解，本发明的提供超前相位电流的方法的发电技术可以应用于除三相之外的多相同步发电机。

Claims (24)

1.一种同步发电装置，包括：
同步发电机，具有转子，围绕转子绕有磁场绕组用来形成磁场磁通，以及定子，围绕定子绕有用于发电的定子绕组；
控制装置，用于控制同步发电机的发电状态；
转速检测装置，用来检测关于发电机转速的物理量；以及
控制装置，其中包括超前相位电流提供装置，用来向磁场绕组供以磁场电流，并在发电机的预定的低速范围内向定子绕组供以超前相位电流，从而借助于磁场绕组和定子绕组形成磁场磁通，□并在发电机的预定的高速范围内减少超前相位电流，使得主要由磁场绕组形成磁场磁通。
2.如权利要求1的同步发电装置，其中所述的超前相位电流提供装置在预定的高速范围内中断超前相位电流。
3.如权利要求1的同步发电装置，其中超前相位电流提供装置使磁场电流在预定的低转速范围内比预定的高转速范围内的小。
4.如权利要求1的同步发电装置，其中同步发电机的转子具有Lundell型爪形铁心。
5.如权利要求1的同步发电装置，其中超前相位电流提供装置包括：
双向导通开关电路，由半导体开关元件构成，并连接于多相的定子绕组的相应的输出端；
控制电路，用来控制双向导通开关电路，并在半导体开关元件的整流期间调整导通时间，使得产生流入定子绕组的超前相位的电流。
6.如权利要求5的同步发电装置，其中半导体开关元件包括双向导通元件。
7.如权利要求5的同步发电装置，其中半导体开关元件包括MOSFET。
8.如权利要求7的同步发电装置，其中MOSFET由SiC材料制成。
9.如权利要求5的同步发电装置，还包括：相角检测装置，用来检测同步发电机的转子的旋转相角；以及
超前相位电流提供装置，用来根据旋转相角控制半导体开关元件的整流期间的截止时刻。
10.如权利要求1的同步电装置，其中在预定的低转速范围和预定的高转速范围之间的边界转速被确定为同步发电机发出的电压超过预定的电池电压的同步发电机的高转速的2倍到4倍。
11.如权利要求1的同步发电装置，还包括：
温度检测装置，用于检测关于转子的磁场绕组的温度的物理量；以及
超前相位电流供给装置，当在基于所检测的物理量的温度是高和低时分别增加超前相位电流并减少磁场电流
12.如权利要求11的同步发电装置，还包括：温度确定装置，用来确定由温度检测装置检测的温度是否超过一预定值；
超前相位电流供给装置，当温度超过预定值时，供给超前相位的电流并减少磁场电流；以及
超前相位电流提供装置，当温度小于预定值时减小超前相位电流。
13.如权利要求1的同步发电装置，其中同步发电机具有至少三相定子绕组。
14.如权利要求5的同步发电装置，还包括：电流检测装置，用于检测关于电枢电流的物理量；以及
控制电路，用来根据关于电枢电流的物理量确定向定子绕组供给超前相位电流的开始时刻和结束时刻。
15.如权利要求14的同步发电装置，其中控制电路在从电流检测装置的输出值达到预定值时经过一预定的时间长度之后，使高压侧开关和压低侧开关导通与截止。
16.一种用于同步发电装置的激磁控制方法，该方法控制流过同步发电机的磁场绕组的磁场电流从而控制定子绕组的功率输出，所述方法包括下列步骤：
检测关于同步发电机的转速的物理量；
在预定的发电机低转速范围内，向定子绕组供给超前相位电流，从而使定子绕组产生磁场磁通，通过使用由定子绕组形成的磁场磁通和由磁场绕组形成的磁场磁通进行发电；以及
在预定的发电机的高转速范围内，利用主要由磁场绕组形成的磁场磁通减少供给定子绕组的超前相位的电流并进行发电。
17.如权利要求16的同步发电装置的激磁控制方法，其中使所述磁场电流在低转速范围内比在高转速范围内小。
18.一种同步发电装置，包括：
同步发电机，具有转子，围绕转子绕有磁场绕组，用来形成磁场磁通，以及定子，围绕定子绕有定子绕组用来发电；
双向导通开关电路，包括多个高压侧开关，用于把高电平直流电源端各自和相应的定子绕组相连，以及多个低压侧开关，用于把低电平直流电源端和相应的定子绕组相连；
控制电路，用于控制高压侧开关和低压侧开关的开关操作，从而控制定子绕组的电枢电流；
电流检测装置，用于检测关于电枢电流的实际值；以及
控制电路，根据关于电枢电流的实际量，确定向定子绕组供给超前相位电流的开始时刻和结束时刻。
19.如权利要求18的同步发电装置，其中控制电路在从电流检测装置的输出值达到预定值起经过一预定的时间长度之后使高压侧开关和低压侧开关导通与截止。
20.如权利要求19的同步发电装置，其中控制电路在从通过高压侧开关的电枢电流从流入高电平直流电源端的方向变为流入定子绕组的方向时起经过一预定的时间长度之后，使高压侧开关截止。
21.如权利要求19的同步发电装置，其中控制电路在从通过低压侧开关的电枢电流由流入定子绕组的方向变为流入低电平直流电源端时起经过一预定时间长度之后使低压侧开关截止。
22.如权利要求19的同步发电装置，其中控制电路在通过高压侧开关的电枢电流由流入高电平直流电源端变为流入定子绕组的时刻或在从该时刻起经过一预定的时间长度之后，使低压侧开关导通。
23.如权利要求19的同步发电装置，其中控制电路在通过低压侧开关的电枢电流从流入定子绕组的方向变为流入低电平直流电源端的时刻，或在从此时刻经过一预定的时间长度之后使高压侧开关导通。
24.如权利要求18的同步发电装置，其中：
高压侧开关和低压侧开关包括MOSFET；以及
电流检测装置包括和MOSFET一起集成的低值电阻元件。
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