JPH0919194A - 車両用同期発電装置及びその励磁制御方法 - Google Patents
車両用同期発電装置及びその励磁制御方法Info
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- JPH0919194A JPH0919194A JP7317994A JP31799495A JPH0919194A JP H0919194 A JPH0919194 A JP H0919194A JP 7317994 A JP7317994 A JP 7317994A JP 31799495 A JP31799495 A JP 31799495A JP H0919194 A JPH0919194 A JP H0919194A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P9/00—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output
- H02P9/14—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of field
- H02P9/34—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of field using magnetic devices with controllable degree of saturation in combination with controlled discharge tube or controlled semiconductor device
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
- H02J7/14—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries for charging batteries from dynamo-electric generators driven at varying speed, e.g. on vehicle
- H02J7/16—Regulation of the charging current or voltage by variation of field
- H02J7/24—Regulation of the charging current or voltage by variation of field using discharge tubes or semiconductor devices
Abstract
(57)【要約】
【課題】ロータの温度上昇や界磁束低下を抑止可能な車
両用同期発電装置及びその励磁制御方法を提供する。 【解決手段及び効果】三相同期発電機１００の発電時に
半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｆを制御してバッ
テリ９から半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｆを通
じて三相同期発電機１００の固定子巻線５ａ〜５ｃへ進
相電流を給電する。このようにすれば、この進相電流に
より、界磁束が増磁され、その分、発電電圧が増大する
ので、発電出力を増加することができる。また、この増
加分だけ、界磁電流を低減すれば界磁コイルの温度上昇
を低減できる。
両用同期発電装置及びその励磁制御方法を提供する。 【解決手段及び効果】三相同期発電機１００の発電時に
半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｆを制御してバッ
テリ９から半導体スイッチング素子１１ａ〜１１ｆを通
じて三相同期発電機１００の固定子巻線５ａ〜５ｃへ進
相電流を給電する。このようにすれば、この進相電流に
より、界磁束が増磁され、その分、発電電圧が増大する
ので、発電出力を増加することができる。また、この増
加分だけ、界磁電流を低減すれば界磁コイルの温度上昇
を低減できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、同期発電機を用い
た車両用発電装置に関し、詳しくは、同期発電機の固定
子巻線に進相電流を給電する車両用発電装置及びその励
磁制御方法に関する。
た車両用発電装置に関し、詳しくは、同期発電機の固定
子巻線に進相電流を給電する車両用発電装置及びその励
磁制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】車両用発電装置としては、通常、ロータ
に界磁コイルを有する三相同期発電機（いわゆるオルタ
ネータ）を用い、その発電電圧を内蔵の三相全波整流器
で整流してバッテリを充電している。
に界磁コイルを有する三相同期発電機（いわゆるオルタ
ネータ）を用い、その発電電圧を内蔵の三相全波整流器
で整流してバッテリを充電している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】近年、自動車のエンジ
ンルームの省スペース化、高密度化のため、交流発電機
の周辺温度がますます高くなる傾向にあり、界磁巻線式
ロータを有する車両交流発電機は、使用頻度の高い低回
転数域すなわちロータに固定された冷却ファンの能力が
小さい領域で、界磁電流による発熱により界磁巻線の温
度上昇を抑えることができず、界磁電流の低下、出力の
低下、絶縁樹脂の耐久性の低下を招く可能性が生じた。
ンルームの省スペース化、高密度化のため、交流発電機
の周辺温度がますます高くなる傾向にあり、界磁巻線式
ロータを有する車両交流発電機は、使用頻度の高い低回
転数域すなわちロータに固定された冷却ファンの能力が
小さい領域で、界磁電流による発熱により界磁巻線の温
度上昇を抑えることができず、界磁電流の低下、出力の
低下、絶縁樹脂の耐久性の低下を招く可能性が生じた。
【０００４】上記した問題は、特に一般的なランデル形
回転子では、コイルを囲包する如くポールコアがコイル
の熱の放散を妨げる構成であるために、コイルに熱がこ
もり、昇温が著しいという問題があり、この形式の車両
用交流発電機の小型軽量大出力化を図る場合、一層重大
となった。本発明は上記問題点に鑑みなされたものであ
り、界磁コイル型のロータの温度上昇が抑止可能で低回
転数域での出力も向上できる車両用同期発電装置及びそ
の励磁制御方法を提供することを、その目的としてい
る。
回転子では、コイルを囲包する如くポールコアがコイル
の熱の放散を妨げる構成であるために、コイルに熱がこ
もり、昇温が著しいという問題があり、この形式の車両
用交流発電機の小型軽量大出力化を図る場合、一層重大
となった。本発明は上記問題点に鑑みなされたものであ
り、界磁コイル型のロータの温度上昇が抑止可能で低回
転数域での出力も向上できる車両用同期発電装置及びそ
の励磁制御方法を提供することを、その目的としてい
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の第１の構成は、
界磁束発生用の界磁巻線が巻装される回転子及び発電出
力発生用の固定子巻線が巻装される固定子を備える同期
発電機と、該同期発電機の発電状態を制御する制御手段
と、前記発電機の回転数に関連する物理量を検出する回
転数検出手段とを備える車両用同期発電装置において、
前記制御手段が、前記発電機の所定の低回転数域にて前
記固定子巻線へ進相電流を通電しかつ前記界磁巻線に界
磁電流を通電することにより前記固定子巻線及び前記界
磁巻線の両方により界磁束を形成し、かつ、前記発電機
の所定の高回転数域にて前記進相電流を遮断乃至低減し
て前記界磁巻線により主として前記界磁束を形成する進
相電流給電手段を備えることを特徴としている。
界磁束発生用の界磁巻線が巻装される回転子及び発電出
力発生用の固定子巻線が巻装される固定子を備える同期
発電機と、該同期発電機の発電状態を制御する制御手段
と、前記発電機の回転数に関連する物理量を検出する回
転数検出手段とを備える車両用同期発電装置において、
前記制御手段が、前記発電機の所定の低回転数域にて前
記固定子巻線へ進相電流を通電しかつ前記界磁巻線に界
磁電流を通電することにより前記固定子巻線及び前記界
磁巻線の両方により界磁束を形成し、かつ、前記発電機
の所定の高回転数域にて前記進相電流を遮断乃至低減し
て前記界磁巻線により主として前記界磁束を形成する進
相電流給電手段を備えることを特徴としている。
【０００６】本発明の第２の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記進相電流給電手段が、前記高回転数域
にて前記進相電流を遮断するものであることを特徴とし
ている。本発明の第３の構成は、上記第１又は第２の構
成において更に、前記進相電流給電手段が、前記低回転
数域の前記界磁電流を前記高い回転数域の前記界磁電流
より低減するものであることを特徴としている。
おいて更に、前記進相電流給電手段が、前記高回転数域
にて前記進相電流を遮断するものであることを特徴とし
ている。本発明の第３の構成は、上記第１又は第２の構
成において更に、前記進相電流給電手段が、前記低回転
数域の前記界磁電流を前記高い回転数域の前記界磁電流
より低減するものであることを特徴としている。
【０００７】本発明の第４の構成は、上記第１乃至第３
のいずれかの構成において更に、前記同期発電機の回転
子がランデル型爪状鉄心を有するものであることを特徴
としている。本発明の第５の構成は、上記第１乃至第４
のいずれかの構成において更に、前記進相電流給電手段
は、半導体スイッチング素子で構成されるとともに複数
相の前記固定子巻線の各出力端に接続される正逆両方向
通電開閉回路と、該正逆両方向通電開閉回路を制御する
制御回路とを有し、該制御回路が、前記半導体スイッチ
ング素子の整流動作時の導通期間を調整して前記固定子
巻線へ流入する方向へ前記進相電流を発生させるもので
あることを特徴としている。
のいずれかの構成において更に、前記同期発電機の回転
子がランデル型爪状鉄心を有するものであることを特徴
としている。本発明の第５の構成は、上記第１乃至第４
のいずれかの構成において更に、前記進相電流給電手段
は、半導体スイッチング素子で構成されるとともに複数
相の前記固定子巻線の各出力端に接続される正逆両方向
通電開閉回路と、該正逆両方向通電開閉回路を制御する
制御回路とを有し、該制御回路が、前記半導体スイッチ
ング素子の整流動作時の導通期間を調整して前記固定子
巻線へ流入する方向へ前記進相電流を発生させるもので
あることを特徴としている。
【０００８】本発明の第６の構成は、上記第５の構成に
おいて更に、前記半導体スイッチング素子が、双方向導
通素子からなることを特徴としている。本発明の第７の
構成は、上記第５の構成において更に、前記半導体スイ
ッチング素子が、ＭＯＳＦＥＴからなることを特徴とし
ている。本発明の第８の構成は、上記第７の構成におい
て更に、前記ＭＯＳＦＥＴが、ＳｉＣを素材とするもの
であることを特徴としている。
おいて更に、前記半導体スイッチング素子が、双方向導
通素子からなることを特徴としている。本発明の第７の
構成は、上記第５の構成において更に、前記半導体スイ
ッチング素子が、ＭＯＳＦＥＴからなることを特徴とし
ている。本発明の第８の構成は、上記第７の構成におい
て更に、前記ＭＯＳＦＥＴが、ＳｉＣを素材とするもの
であることを特徴としている。
【０００９】本発明の第９の構成は、上記第５乃至第８
のいずれかの構成において更に、前記同期発電機の回転
子の回転位相角を検出する位相角検出手段を有し、前記
進相電流給電手段が前記回転位相角に基づいて前記半導
体スイッチング素子の整流動作時のターンオフ時点を制
御するものであることを特徴としている。本発明の第１
０の構成は、上記第１乃至第９のいずれかの構成におい
て更に、前記所定の低回転数域と所定の高回転数域との
境界回転数が、前記同期発電機の発電電圧が所定のバッ
テリ電圧値を超える前記同期発電機の立ち上がり回転数
の２〜４倍の値に設定されていることを特徴としてい
る。
のいずれかの構成において更に、前記同期発電機の回転
子の回転位相角を検出する位相角検出手段を有し、前記
進相電流給電手段が前記回転位相角に基づいて前記半導
体スイッチング素子の整流動作時のターンオフ時点を制
御するものであることを特徴としている。本発明の第１
０の構成は、上記第１乃至第９のいずれかの構成におい
て更に、前記所定の低回転数域と所定の高回転数域との
境界回転数が、前記同期発電機の発電電圧が所定のバッ
テリ電圧値を超える前記同期発電機の立ち上がり回転数
の２〜４倍の値に設定されていることを特徴としてい
る。
【００１０】本発明の第１１の構成は、上記第１乃至第
１０のいずれかの構成において更に、前記回転子の界磁
巻線の温度に関連する物理量を検出する温度検出手段を
備え、前記進相電流給電手段が、検出された前記物理量
に基づいて前記温度が低い場合より高い場合に前記進相
電流を増大するとともに前記界磁電流を低減するもので
あることを特徴としている。
１０のいずれかの構成において更に、前記回転子の界磁
巻線の温度に関連する物理量を検出する温度検出手段を
備え、前記進相電流給電手段が、検出された前記物理量
に基づいて前記温度が低い場合より高い場合に前記進相
電流を増大するとともに前記界磁電流を低減するもので
あることを特徴としている。
【００１１】本発明の第１２の構成は、上記第１１の構
成において更に、前記温度検出手段により検出された温
度が所定値以上かどうかを判定する温度判定手段を有
し、前記進相電流給電手段が、前記温度が所定値を超え
る場合に前記進相電流の給電を行うとともに前記界磁電
流を低減し、前記温度が所定値以下の場合に前記進相電
流の給電を低減乃至停止するものであることを特徴とし
ている。
成において更に、前記温度検出手段により検出された温
度が所定値以上かどうかを判定する温度判定手段を有
し、前記進相電流給電手段が、前記温度が所定値を超え
る場合に前記進相電流の給電を行うとともに前記界磁電
流を低減し、前記温度が所定値以下の場合に前記進相電
流の給電を低減乃至停止するものであることを特徴とし
ている。
【００１２】本発明の第１３の構成は、上記第１乃至第
１２の構成において更に、前記同期発電機は、三相以上
の前記固定子巻線を有することを特徴としている。本発
明の第１４の構成は、上記第５の構成において更に、前
記電機子電流に関連する物理量を検出する電流検出手段
を備え、前記制御回路が、前記電機子電流に関連する物
理量に基づいて前記固定子巻線へ通電する進相電流の通
電開始時点及び通電終了時点を決定するものであること
を特徴としている。
１２の構成において更に、前記同期発電機は、三相以上
の前記固定子巻線を有することを特徴としている。本発
明の第１４の構成は、上記第５の構成において更に、前
記電機子電流に関連する物理量を検出する電流検出手段
を備え、前記制御回路が、前記電機子電流に関連する物
理量に基づいて前記固定子巻線へ通電する進相電流の通
電開始時点及び通電終了時点を決定するものであること
を特徴としている。
【００１３】本発明の第１５の構成は、上記第１４の構
成において更に、前記制御回路が、前記電流検出手段の
出力値が所定値に達した時点から所定時間遅延後、前記
ハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチを導通又は
遮断するものであることを特徴としている。本発明の第
１６の構成は、同期発電機の界磁巻線に流れる界磁電流
を制御して、固定子巻線より発生する発電出力を制御す
る車両用同期発電装置の励磁制御方法において、前記同
期発電機の回転数に関連する物理量を検出し、前記発電
機の所定の低回転数域では前記固定子巻線へ進相電流を
給電して前記固定子巻線から界磁束を発生させ、該固定
子巻線の界磁束と前記界磁巻線に発生する界磁束とによ
り発電を行い、且つ、前記発電機の所定の高回転数域で
は前記固定子巻線への前記進相電流の通電を停止乃至低
減して主として前記界磁巻線の界磁束により発電を行な
うことを特徴としている。
成において更に、前記制御回路が、前記電流検出手段の
出力値が所定値に達した時点から所定時間遅延後、前記
ハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチを導通又は
遮断するものであることを特徴としている。本発明の第
１６の構成は、同期発電機の界磁巻線に流れる界磁電流
を制御して、固定子巻線より発生する発電出力を制御す
る車両用同期発電装置の励磁制御方法において、前記同
期発電機の回転数に関連する物理量を検出し、前記発電
機の所定の低回転数域では前記固定子巻線へ進相電流を
給電して前記固定子巻線から界磁束を発生させ、該固定
子巻線の界磁束と前記界磁巻線に発生する界磁束とによ
り発電を行い、且つ、前記発電機の所定の高回転数域で
は前記固定子巻線への前記進相電流の通電を停止乃至低
減して主として前記界磁巻線の界磁束により発電を行な
うことを特徴としている。
【００１４】本発明の第１７の構成は、上記第１６の構
成において更に、前記低回転数域の前記界磁電流を前記
高い回転数域の前記界磁電流より低減することを特徴と
している。本発明の第１８の構成は、界磁束発生用の界
磁巻線が巻装される回転子及び発電出力発生用の固定子
巻線が巻装される固定子を備える同期発電機と、各相の
前記固定子巻線の出力端と高位直流電源端とを個別に接
続する複数のハイサイドスイッチ及び各相の前記固定子
巻線の出力端と低位直流電源端とを個別に接続する複数
のローサイドスイッチを有する正逆両方向通電開閉回路
と、前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを
断続制御して前記固定子巻線に通電される電機子電流を
制御する制御回路と、前記電機子電流に関連する物理量
を検出する電流検出手段とを備え、前記制御回路が、前
記電機子電流に関連する物理量に基づいて前記固定子巻
線へ通電する進相電流の通電開始時点及び通電終了時点
を決定することを特徴とするものであることを特徴とす
る車両用同期発電装置である。
成において更に、前記低回転数域の前記界磁電流を前記
高い回転数域の前記界磁電流より低減することを特徴と
している。本発明の第１８の構成は、界磁束発生用の界
磁巻線が巻装される回転子及び発電出力発生用の固定子
巻線が巻装される固定子を備える同期発電機と、各相の
前記固定子巻線の出力端と高位直流電源端とを個別に接
続する複数のハイサイドスイッチ及び各相の前記固定子
巻線の出力端と低位直流電源端とを個別に接続する複数
のローサイドスイッチを有する正逆両方向通電開閉回路
と、前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを
断続制御して前記固定子巻線に通電される電機子電流を
制御する制御回路と、前記電機子電流に関連する物理量
を検出する電流検出手段とを備え、前記制御回路が、前
記電機子電流に関連する物理量に基づいて前記固定子巻
線へ通電する進相電流の通電開始時点及び通電終了時点
を決定することを特徴とするものであることを特徴とす
る車両用同期発電装置である。
【００１５】本発明の第１９の構成は、上記第１８の構
成において更に、前記制御回路が、前記電流検出手段の
出力値が所定値に達した時点から所定時間遅延後、前記
ハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチを導通又は
遮断するものであることを特徴としている。本発明の第
２０の構成は、上記第１９の構成において更に、前記制
御回路が、前記ハイサイドスイッチを流れる前記電機子
電流が前記高位直流電源端へ流出する向きから前記固定
子巻線へ流入する向きへ変化した時点から所定時間遅延
して前記ハイサイドスイッチを遮断するものであること
を特徴としている。
成において更に、前記制御回路が、前記電流検出手段の
出力値が所定値に達した時点から所定時間遅延後、前記
ハイサイドスイッチ又はローサイドスイッチを導通又は
遮断するものであることを特徴としている。本発明の第
２０の構成は、上記第１９の構成において更に、前記制
御回路が、前記ハイサイドスイッチを流れる前記電機子
電流が前記高位直流電源端へ流出する向きから前記固定
子巻線へ流入する向きへ変化した時点から所定時間遅延
して前記ハイサイドスイッチを遮断するものであること
を特徴としている。
【００１６】本発明の第２１の構成は、上記第１９の構
成において更に、前記制御回路が、前記ローサイドスイ
ッチを流れる前記電機子電流が前記固定子巻線へ流入す
る向きから前記低位直流電源端へ流出する向きへ変化し
た時点から所定時間遅延して前記ローサイドスイッチを
遮断するものであることを特徴としている。本発明の第
２２の構成は、上記第１９の構成において更に、前記制
御回路が、前記制御回路が、前記ハイサイドスイッチを
流れる前記電機子電流が前記高位直流電源端へ流出する
向きから前記固定子巻線へ流入する向きへ変化した時点
又は前記時点から所定時間遅延する時点にて前記ローサ
イドスイッチを導通するものであることを特徴としてい
る。
成において更に、前記制御回路が、前記ローサイドスイ
ッチを流れる前記電機子電流が前記固定子巻線へ流入す
る向きから前記低位直流電源端へ流出する向きへ変化し
た時点から所定時間遅延して前記ローサイドスイッチを
遮断するものであることを特徴としている。本発明の第
２２の構成は、上記第１９の構成において更に、前記制
御回路が、前記制御回路が、前記ハイサイドスイッチを
流れる前記電機子電流が前記高位直流電源端へ流出する
向きから前記固定子巻線へ流入する向きへ変化した時点
又は前記時点から所定時間遅延する時点にて前記ローサ
イドスイッチを導通するものであることを特徴としてい
る。
【００１７】本発明の第２３の構成は、上記第１９の構
成において更に、前記制御回路が、前記ローサイドスイ
ッチを流れる前記電機子電流が前記固定子巻線へ流入す
る向きから前記低位直流電源端へ流出する向きへ変化し
た時点又は前記時点から所定時間遅延する時点にて前記
ハイサイドスイッチを導通するものであることを特徴と
している。
成において更に、前記制御回路が、前記ローサイドスイ
ッチを流れる前記電機子電流が前記固定子巻線へ流入す
る向きから前記低位直流電源端へ流出する向きへ変化し
た時点又は前記時点から所定時間遅延する時点にて前記
ハイサイドスイッチを導通するものであることを特徴と
している。
【００１８】本発明の第２４の構成は、上記第１８の構
成において更に、前記ハイサイドスイッチ及び前記ロー
サイドスイッチがＭＯＳＦＥＴからなり、前記電流検出
手段が前記ＭＯＳＦＥＴとともに集積された低抵抗素子
からなることを特徴としている。
成において更に、前記ハイサイドスイッチ及び前記ロー
サイドスイッチがＭＯＳＦＥＴからなり、前記電流検出
手段が前記ＭＯＳＦＥＴとともに集積された低抵抗素子
からなることを特徴としている。
【００１９】
【作用及び発明の効果】本発明の第１、第２、第３、第
１６及び第１７の構成において、低回転数域では固定子
巻線へ進相電流を給電し、かつ、界磁巻線に界磁電流を
給電して進相電流により増強された界磁束（すなわち回
転磁界）を発生する。一方、高回転数域では固定子巻線
への進相電流を停止乃至削減して主として界磁電流によ
る界磁束により発電を行なう。したがって、本発明によ
れば、低回転数域において上記進相電流により界磁束が
増加され、その結果として、同一の発電出力を得るのに
必要な界磁電流を低減でき、低回転数域における冷却が
相対的に難しい界磁巻線の温度上昇を抑制できる。ま
た、高回転数域においては固定子巻線の温度上昇を従来
並みに抑えることもできる。
１６及び第１７の構成において、低回転数域では固定子
巻線へ進相電流を給電し、かつ、界磁巻線に界磁電流を
給電して進相電流により増強された界磁束（すなわち回
転磁界）を発生する。一方、高回転数域では固定子巻線
への進相電流を停止乃至削減して主として界磁電流によ
る界磁束により発電を行なう。したがって、本発明によ
れば、低回転数域において上記進相電流により界磁束が
増加され、その結果として、同一の発電出力を得るのに
必要な界磁電流を低減でき、低回転数域における冷却が
相対的に難しい界磁巻線の温度上昇を抑制できる。ま
た、高回転数域においては固定子巻線の温度上昇を従来
並みに抑えることもできる。
【００２０】本発明の第４の構成では、コイルを磁極鉄
心でおおうための昇温が大きいランデル型爪状鉄心を有
する回転子に対して上記界磁電流を減らし上記進相電流
成分を増す制御を行うことにより、上記界磁電流の温度
上昇の抑制効果が大きく、特にこの技術を適用した場合
の有用性が大きい。本発明の第５乃至第７の構成では、
半導体スイッチング素子の整流動作時の導通期間を調整
して固定子巻線へ流れ込む方向の進相電流を発生させる
ので、簡単に進相電流の給電が実現できる。
心でおおうための昇温が大きいランデル型爪状鉄心を有
する回転子に対して上記界磁電流を減らし上記進相電流
成分を増す制御を行うことにより、上記界磁電流の温度
上昇の抑制効果が大きく、特にこの技術を適用した場合
の有用性が大きい。本発明の第５乃至第７の構成では、
半導体スイッチング素子の整流動作時の導通期間を調整
して固定子巻線へ流れ込む方向の進相電流を発生させる
ので、簡単に進相電流の給電が実現できる。
【００２１】例えば、三相の固定子コイルを備え、半導
体スイッチング素子として双方向導通素子を用いた三相
全波整流器においては、発電電流は発電相電圧のピーク
位相角を中心として前後に所定の位相角度期間の幅を有
し、この位相角度期間は、通常、発電相電圧から双方向
導通素子の電圧降下を差し引いた差電圧がバッテリ電圧
を上回る期間とされていた。これに対し、本構成では、
上記差電圧がバッテリ電圧を下回るようになってもその
後の所定の位相角度期間だけは双方向導通素子の導通を
持続する。このようにすれば、発電相電圧のピーク位相
角に対して所定位相角度期間だけずれた位相角位置にて
バッテリから固定子コイルへ電流が流れる。この進相電
流は、回転する界磁電流ベクトル（界磁束ベクトル）と
同相成分を含むので、実質的に界磁束が増強されたと見
做すことができる。
体スイッチング素子として双方向導通素子を用いた三相
全波整流器においては、発電電流は発電相電圧のピーク
位相角を中心として前後に所定の位相角度期間の幅を有
し、この位相角度期間は、通常、発電相電圧から双方向
導通素子の電圧降下を差し引いた差電圧がバッテリ電圧
を上回る期間とされていた。これに対し、本構成では、
上記差電圧がバッテリ電圧を下回るようになってもその
後の所定の位相角度期間だけは双方向導通素子の導通を
持続する。このようにすれば、発電相電圧のピーク位相
角に対して所定位相角度期間だけずれた位相角位置にて
バッテリから固定子コイルへ電流が流れる。この進相電
流は、回転する界磁電流ベクトル（界磁束ベクトル）と
同相成分を含むので、実質的に界磁束が増強されたと見
做すことができる。
【００２２】また、半導体スイッチング素子がＭＯＳＦ
ＥＴの様な双方向導通素子からなるので、整流器を構成
するインバータ回路は発電、充電制御用のスイッチング
素子と進相電流給電用のスイッチング素子とを別個に備
える必要がなく、回路構成を簡単化できる。本発明の第
８の構成では、上記ＭＯＳＦＥＴを高耐熱のＳｉＣ材に
て形成するので、素子の冷却フィンを小型化できる。
ＥＴの様な双方向導通素子からなるので、整流器を構成
するインバータ回路は発電、充電制御用のスイッチング
素子と進相電流給電用のスイッチング素子とを別個に備
える必要がなく、回路構成を簡単化できる。本発明の第
８の構成では、上記ＭＯＳＦＥＴを高耐熱のＳｉＣ材に
て形成するので、素子の冷却フィンを小型化できる。
【００２３】本発明の第９の構成では、回転子の回転位
相角を検出して半導体スイッチング素子のターンオフ時
点を制御しているので、進相電流の正確な位相制御を行
うことができる。本発明の第１０の構成では、低回転数
域と高回転数域との境界回転数を発電電圧が所定のバッ
テリ電圧を超える立ち上がり回転数（例えば、５００ｒ
ｐｍ〜１５００ｒｐｍ）の２〜４倍に設定しているの
で、出力増加と発熱増加とのバランスを適切に制御でき
る。
相角を検出して半導体スイッチング素子のターンオフ時
点を制御しているので、進相電流の正確な位相制御を行
うことができる。本発明の第１０の構成では、低回転数
域と高回転数域との境界回転数を発電電圧が所定のバッ
テリ電圧を超える立ち上がり回転数（例えば、５００ｒ
ｐｍ〜１５００ｒｐｍ）の２〜４倍に設定しているの
で、出力増加と発熱増加とのバランスを適切に制御でき
る。
【００２４】本発明の第１１乃至第１２のいずれかの構
成では、界磁巻線の温度を検出して温度が低い場合より
高い場合に進相電流を増大しかつ界磁電流を低減するの
で、出力電流の低下を抑止しつつ界磁巻線の温度を低減
できる。また、温度が所定値以下のときに進相電流を停
止するようにすることもできる。本発明の第１４、第１
５、第１８乃至第２４のいずれかの構成では、進相電流
通電制御を簡単に実施することができる。
成では、界磁巻線の温度を検出して温度が低い場合より
高い場合に進相電流を増大しかつ界磁電流を低減するの
で、出力電流の低下を抑止しつつ界磁巻線の温度を低減
できる。また、温度が所定値以下のときに進相電流を停
止するようにすることもできる。本発明の第１４、第１
５、第１８乃至第２４のいずれかの構成では、進相電流
通電制御を簡単に実施することができる。
【００２５】本発明の第２０の構成では、上記第１９の
構成において更に、ハイサイドスイッチを流れる電流が
流出する向きから流入する向きへ変化した時点から所定
時間遅延してからこのハイサイドスイッチを遮断する。
このようにすれば、以下に説明する作用効果が得られ
る。まず、固定子巻線へ流入する向きに進相電流である
相電流が上記所定時間（例えば第５図におけるＴ2 ）だ
け流れ、この所定時間において、相電圧（ここで相電圧
とはその相の固定子巻線の出力端の電位をいう）はまだ
反転する前であるので、相電流が先に反転したことにな
り、その分、電流位相が電圧位相より進相され、これに
より上述したように界磁束増加効果が得られる。
構成において更に、ハイサイドスイッチを流れる電流が
流出する向きから流入する向きへ変化した時点から所定
時間遅延してからこのハイサイドスイッチを遮断する。
このようにすれば、以下に説明する作用効果が得られ
る。まず、固定子巻線へ流入する向きに進相電流である
相電流が上記所定時間（例えば第５図におけるＴ2 ）だ
け流れ、この所定時間において、相電圧（ここで相電圧
とはその相の固定子巻線の出力端の電位をいう）はまだ
反転する前であるので、相電流が先に反転したことにな
り、その分、電流位相が電圧位相より進相され、これに
より上述したように界磁束増加効果が得られる。
【００２６】また、この所定時間Ｔ2 が終了した時点ｔ
1 ’において、上記進相電流が通電されない場合には、
相電圧は通常、低位直流電源端の電圧（図１では０Ｖ）
より大きい値であり、上記進相電流を通電しない場合に
は、時点ｔ1 ’後、相電流（進相電流）が低位直流電源
端から固定子巻線へ流れ込むことはない。しかし、所定
時間Ｔ2 の間、ハイサイドスイッチから固定子巻線へ進
相電流を流入させると、時点ｔ1 ’におけるハイサイド
スイッチの遮断時に各固定子巻線に発生する逆起電力が
この相の固定子巻線の出力端の電位すなわちこの相の相
電圧を低下させる向きに発生し、この逆起電力の分だけ
相電圧が低下して相電圧Ｖａが低位直流電源端の電位よ
り低下し、その結果として、進相電流が低位直流電源端
からオンしているローサイドスイッチ又はこのローサイ
ドスイッチと並列接続されたローサイドのダイオードを
通じてこの相の固定子巻線に流入することになる。
1 ’において、上記進相電流が通電されない場合には、
相電圧は通常、低位直流電源端の電圧（図１では０Ｖ）
より大きい値であり、上記進相電流を通電しない場合に
は、時点ｔ1 ’後、相電流（進相電流）が低位直流電源
端から固定子巻線へ流れ込むことはない。しかし、所定
時間Ｔ2 の間、ハイサイドスイッチから固定子巻線へ進
相電流を流入させると、時点ｔ1 ’におけるハイサイド
スイッチの遮断時に各固定子巻線に発生する逆起電力が
この相の固定子巻線の出力端の電位すなわちこの相の相
電圧を低下させる向きに発生し、この逆起電力の分だけ
相電圧が低下して相電圧Ｖａが低位直流電源端の電位よ
り低下し、その結果として、進相電流が低位直流電源端
からオンしているローサイドスイッチ又はこのローサイ
ドスイッチと並列接続されたローサイドのダイオードを
通じてこの相の固定子巻線に流入することになる。
【００２７】言い換えれば、進相電流非給電時には流れ
ない所定時間Ｔ2 の間の進相電流により固定子巻線に電
磁エネルギが蓄積され、この電磁エネルギが時点ｔ1 ’
以後に放出されると考えられる。この時点ｔ1 ’以後の
進相電流も電流波形を進相状態側に歪めるので、進相電
流として界磁束を増強し、更に、この時点ｔ1 ’以後の
進相電流は実際に高位直流電源端から回収される。
ない所定時間Ｔ2 の間の進相電流により固定子巻線に電
磁エネルギが蓄積され、この電磁エネルギが時点ｔ1 ’
以後に放出されると考えられる。この時点ｔ1 ’以後の
進相電流も電流波形を進相状態側に歪めるので、進相電
流として界磁束を増強し、更に、この時点ｔ1 ’以後の
進相電流は実際に高位直流電源端から回収される。
【００２８】結局、図４の非進相制御モード時と、図５
の進相制御モード時とを比較すると、所定時間Ｔ2 の
間、進相電流を通電することにより、発電に有効な界磁
束を増強するとともに、１周期中の固定子巻線から高位
直流電源端に電流が流出する期間が増大し、発電能力が
増大することがわかる。本発明の第２１の構成では、上
記第１９の構成において更に、ローサイドスイッチを流
れる電流が固定子巻線へ流入する向きからそれから流出
する向きへ変化した時点から所定時間遅延してからこの
ローサイドスイッチを遮断する。
の進相制御モード時とを比較すると、所定時間Ｔ2 の
間、進相電流を通電することにより、発電に有効な界磁
束を増強するとともに、１周期中の固定子巻線から高位
直流電源端に電流が流出する期間が増大し、発電能力が
増大することがわかる。本発明の第２１の構成では、上
記第１９の構成において更に、ローサイドスイッチを流
れる電流が固定子巻線へ流入する向きからそれから流出
する向きへ変化した時点から所定時間遅延してからこの
ローサイドスイッチを遮断する。
【００２９】このようにすれば、上記第２０の構成で説
明したと同じ作用及び効果により発電能力が増大する。
なお、上述した所定時間（進相電流給電時間）の最大値
は回転数に依存する最長時間（最大遅延時間）をもつこ
とは容易にわかる。また、この最大遅延時間は各相の電
機子電流の１周期（電気角２π）が回転数に応じて変化
するため、回転数の増減に反比例的に変化することもわ
かる。更に、回転数の増大とともに各相の発電電圧の立
ち上がりが早くなるので、回転数が増大すると、最大遅
延時間は更に一層短縮される。したがって、最大遅延時
間（最長進相電流給電期間）と回転数との関係を示すマ
ップを予め制御回路に記憶しておき、この制御回路に回
転数を導入してこの回転数に対して最大遅延時間を求め
るとともに、算出遅延時間がこの最大遅延時間を超える
場合には遅延時間をこの最大遅延時間に固定することが
できる。
明したと同じ作用及び効果により発電能力が増大する。
なお、上述した所定時間（進相電流給電時間）の最大値
は回転数に依存する最長時間（最大遅延時間）をもつこ
とは容易にわかる。また、この最大遅延時間は各相の電
機子電流の１周期（電気角２π）が回転数に応じて変化
するため、回転数の増減に反比例的に変化することもわ
かる。更に、回転数の増大とともに各相の発電電圧の立
ち上がりが早くなるので、回転数が増大すると、最大遅
延時間は更に一層短縮される。したがって、最大遅延時
間（最長進相電流給電期間）と回転数との関係を示すマ
ップを予め制御回路に記憶しておき、この制御回路に回
転数を導入してこの回転数に対して最大遅延時間を求め
るとともに、算出遅延時間がこの最大遅延時間を超える
場合には遅延時間をこの最大遅延時間に固定することが
できる。
【００３０】
（第１の実施例）本発明の車両用発電装置の一実施例を
図１に示すブロック図及び図２に示す三相同期発電機１
００の断面図を参照して説明する。この車両用発電装置
は、図１のブロック図に示すように、三相同期発電機１
００と、その交流発電電流を整流する三相全波整流器
（整流器ともいう）１１と、レギュレータ７とからな
る。この三相全波整流器１１及びレギュレータ７にて、
本発明でいう進相電流給電手段（制御手段）を構成して
いる。
図１に示すブロック図及び図２に示す三相同期発電機１
００の断面図を参照して説明する。この車両用発電装置
は、図１のブロック図に示すように、三相同期発電機１
００と、その交流発電電流を整流する三相全波整流器
（整流器ともいう）１１と、レギュレータ７とからな
る。この三相全波整流器１１及びレギュレータ７にて、
本発明でいう進相電流給電手段（制御手段）を構成して
いる。
【００３１】三相同期発電機１００は、図２に示すよう
に、ドライブフレーム１及びリアフレーム２を有し、ド
ライブフレーム１及びリアフレーム２は軸受３ａ、３ｂ
を介してロータ４を回転自在に支持している。ドライブ
フレーム１にはロータ４の外周を囲包してステータ５が
固定され、ステータ５の電機子コイル５ａ〜５ｃで生じ
た発電電流はＭＯＳＦＥＴで構成された整流器１１によ
り整流される。ロータ４の界磁コイル４ｃに通電される
界磁電流はレギュレータ７により制御され、ロータ４の
ポールコア４ｅの両端には冷却用ファン４ａ、４ｂが取
り付けられている。
に、ドライブフレーム１及びリアフレーム２を有し、ド
ライブフレーム１及びリアフレーム２は軸受３ａ、３ｂ
を介してロータ４を回転自在に支持している。ドライブ
フレーム１にはロータ４の外周を囲包してステータ５が
固定され、ステータ５の電機子コイル５ａ〜５ｃで生じ
た発電電流はＭＯＳＦＥＴで構成された整流器１１によ
り整流される。ロータ４の界磁コイル４ｃに通電される
界磁電流はレギュレータ７により制御され、ロータ４の
ポールコア４ｅの両端には冷却用ファン４ａ、４ｂが取
り付けられている。
【００３２】この三相同期発電機１００は、良く知られ
ているように、界磁コイル４ｃに界磁電流を通電し、プ
ーリ８を介しエンジン（図には表示せず）によりロータ
４を回転することにより、ステータ５の内周側に回転磁
界が発生し電機子コイル５ａ〜５ｃに三相交流電圧が誘
導される。三相全波整流器１１は、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ
１１ａ〜１１ｆを三相ブリッジ接続したインバータ回路
からなり、この三相全波整流器１１は周知であり、その
構造説明は省略する。三相全波整流器１１の高位直流出
力端はバッテリ９の高位端及び電気負荷１０の＋端に接
続され、三相全波整流器１１の低位直流出力端はバッテ
リ９の低位端及び電気負荷１０の他端とともに接地され
ている。なお、上記Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴに代えて、Ｓｉ
とＣの化合物であるＳｉＣ材料にてＭＯＳＦＥＴを構成
してもよく、より高温下でも使用できるため冷却フィン
を小型にできる。
ているように、界磁コイル４ｃに界磁電流を通電し、プ
ーリ８を介しエンジン（図には表示せず）によりロータ
４を回転することにより、ステータ５の内周側に回転磁
界が発生し電機子コイル５ａ〜５ｃに三相交流電圧が誘
導される。三相全波整流器１１は、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ
１１ａ〜１１ｆを三相ブリッジ接続したインバータ回路
からなり、この三相全波整流器１１は周知であり、その
構造説明は省略する。三相全波整流器１１の高位直流出
力端はバッテリ９の高位端及び電気負荷１０の＋端に接
続され、三相全波整流器１１の低位直流出力端はバッテ
リ９の低位端及び電気負荷１０の他端とともに接地され
ている。なお、上記Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴに代えて、Ｓｉ
とＣの化合物であるＳｉＣ材料にてＭＯＳＦＥＴを構成
してもよく、より高温下でも使用できるため冷却フィン
を小型にできる。
【００３３】レギュレータ７は、マイコン構成を有し、
バッテリ電圧ＶＢを所定の発電電圧値に一致するよう界
磁電流Ｉｆの導通率をＰＷＭ制御するとともに、各Ｓｉ
−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆから個別に入力する後述
の電圧降下信号Ｐａ〜Ｐｆに基づいてゲート電圧信号Ｇ
ａ〜Ｇｆを形成し、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１
ｆのゲート電極に個別に印加する。なお、７０は界磁温
度検出器であり、発電機に取り付けられ、界磁巻線の温
度に相当する温度信号を検出する。
バッテリ電圧ＶＢを所定の発電電圧値に一致するよう界
磁電流Ｉｆの導通率をＰＷＭ制御するとともに、各Ｓｉ
−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆから個別に入力する後述
の電圧降下信号Ｐａ〜Ｐｆに基づいてゲート電圧信号Ｇ
ａ〜Ｇｆを形成し、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１
ｆのゲート電極に個別に印加する。なお、７０は界磁温
度検出器であり、発電機に取り付けられ、界磁巻線の温
度に相当する温度信号を検出する。
【００３４】次に、本実施例の動作原理を前もって簡単
に説明する。本実施例では、低回転数域において、後述
する所定のタイミングでレギュレータ７からインバータ
回路１１へゲート電圧信号Ｇａ〜Ｇｆを出力して、ステ
ータコイル５ａ〜５ｃに進相電流を流し、この進相電流
に起因する電機子反作用の増磁作用により界磁束が増加
し、発電電圧及び出力電流が増加する。更に、この出力
増加した分だけ界磁電流を低減し、界磁コイル４ｃの発
熱を低減し、出力を低下することなくロータコイル４ｃ
の温度上昇を抑圧する。
に説明する。本実施例では、低回転数域において、後述
する所定のタイミングでレギュレータ７からインバータ
回路１１へゲート電圧信号Ｇａ〜Ｇｆを出力して、ステ
ータコイル５ａ〜５ｃに進相電流を流し、この進相電流
に起因する電機子反作用の増磁作用により界磁束が増加
し、発電電圧及び出力電流が増加する。更に、この出力
増加した分だけ界磁電流を低減し、界磁コイル４ｃの発
熱を低減し、出力を低下することなくロータコイル４ｃ
の温度上昇を抑圧する。
【００３５】三相全波整流器１１のａ相のインバータを
図３を参照して説明する。ハイサイドスイッチであるＳ
ｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ及びローサイドスイッチである
Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄはそれぞれＮチャンネルタイ
プであり、互いに直列接続されている。Ｓｉ−ＭＯＳＦ
ＥＴ１１ａは、発電時のドレイン領域である電機子コイ
ル側のＮ型領域と、その発電時のソース領域であるバッ
テリ側のＮ型領域と、ゲート電極１１４ａ直下のＰウエ
ル領域とを有し、これらＮ型領域とＰウエル領域との間
のＰＮ接合が寄生ダイオードを形成している。
図３を参照して説明する。ハイサイドスイッチであるＳ
ｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ及びローサイドスイッチである
Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄはそれぞれＮチャンネルタイ
プであり、互いに直列接続されている。Ｓｉ−ＭＯＳＦ
ＥＴ１１ａは、発電時のドレイン領域である電機子コイ
ル側のＮ型領域と、その発電時のソース領域であるバッ
テリ側のＮ型領域と、ゲート電極１１４ａ直下のＰウエ
ル領域とを有し、これらＮ型領域とＰウエル領域との間
のＰＮ接合が寄生ダイオードを形成している。
【００３６】本実施例では、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ
のチャンネル直下のＰウエル領域の電位設定のためにこ
のＰウエル領域が電機子コイル側のＮ型領域と短絡接続
されており、更にこの電機子コイル５ａ側のＮ型領域は
電流検出用の低抵抗１１３ａを通じて電機子コイル５ａ
に接続されている。なお、この低抵抗は、チップ上に絶
縁膜を介して所定抵抗率の半導体層又は金属配線層など
をパターニングして形成したものである。
のチャンネル直下のＰウエル領域の電位設定のためにこ
のＰウエル領域が電機子コイル側のＮ型領域と短絡接続
されており、更にこの電機子コイル５ａ側のＮ型領域は
電流検出用の低抵抗１１３ａを通じて電機子コイル５ａ
に接続されている。なお、この低抵抗は、チップ上に絶
縁膜を介して所定抵抗率の半導体層又は金属配線層など
をパターニングして形成したものである。
【００３７】同様に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのチャ
ンネル直下のＰウエル領域の電位設定のためにこのＰウ
エル領域が接地端側のＮ型領域と短絡接続されており、
更にこの接地端側のＮ型領域は電流検出用の低抵抗１１
３ａを通じて接地されている。他の相のＳｉ−ＭＯＳＦ
ＥＴ１１ｂ、１１ｅ、１１ｃ、１１ｆも同様の低抵抗を
有し、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆは、電機子
コイル側のＮ型領域と低抵抗との接続端子Ｐａ〜Ｐｆを
有している。寄生ダイオード１１２ａ、１１２ｄは発電
電流をバッテリ９に給電する際の電流経路にもなる。
ンネル直下のＰウエル領域の電位設定のためにこのＰウ
エル領域が接地端側のＮ型領域と短絡接続されており、
更にこの接地端側のＮ型領域は電流検出用の低抵抗１１
３ａを通じて接地されている。他の相のＳｉ−ＭＯＳＦ
ＥＴ１１ｂ、１１ｅ、１１ｃ、１１ｆも同様の低抵抗を
有し、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆは、電機子
コイル側のＮ型領域と低抵抗との接続端子Ｐａ〜Ｐｆを
有している。寄生ダイオード１１２ａ、１１２ｄは発電
電流をバッテリ９に給電する際の電流経路にもなる。
【００３８】したがって、相電圧Ｖａと接続端子Ｐａの
電位との差からＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａがターンオン
している場合のチャンネル電流を検出することができ
る。同様に、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｂ〜１１ｆのチ
ャンネル電流が検出できる。なお、ゲート電圧は充分に
高く、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆは非飽和動作
領域（すなわち、チャンネルが空乏層でピンチオフされ
ない動作モード）で用いられる。
電位との差からＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａがターンオン
している場合のチャンネル電流を検出することができ
る。同様に、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｂ〜１１ｆのチ
ャンネル電流が検出できる。なお、ゲート電圧は充分に
高く、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆは非飽和動作
領域（すなわち、チャンネルが空乏層でピンチオフされ
ない動作モード）で用いられる。
【００３９】次に、三相全波整流器１１の各Ｓｉ−ＭＯ
ＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆの開閉タイミングについて、説
明する。 （進相電流給電を実施しない場合）まず、進相電流給電
を実施しない場合を説明する。図４は電機子コイル５ａ
の相電圧Ｖａのタイミングチャートを示す。
ＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆの開閉タイミングについて、説
明する。 （進相電流給電を実施しない場合）まず、進相電流給電
を実施しない場合を説明する。図４は電機子コイル５ａ
の相電圧Ｖａのタイミングチャートを示す。
【００４０】相電圧Ｖａを出力するａ相のハイサイドス
イッチであるＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａの制御は以下の
ように行われる。そのターンオンは、電機子コイル５ａ
の相電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢ及び他の相電圧Ｖｂ、
Ｖｃより高いかどうかを調べ、高い場合にオンする。タ
ーンオフは相電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢより低くなっ
た時点に行う。他の相のハイサイドスイッチであるＳｉ
−ＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、１１ｃの開閉制御も同じように
行う。
イッチであるＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａの制御は以下の
ように行われる。そのターンオンは、電機子コイル５ａ
の相電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢ及び他の相電圧Ｖｂ、
Ｖｃより高いかどうかを調べ、高い場合にオンする。タ
ーンオフは相電圧Ｖａがバッテリ電圧ＶＢより低くなっ
た時点に行う。他の相のハイサイドスイッチであるＳｉ
−ＭＯＳＦＥＴ１１ｂ、１１ｃの開閉制御も同じように
行う。
【００４１】次に、ａ相のローサイドスイッチであるＳ
ｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄの制御は以下のように行われ
る。そのターンオンは、電機子コイル５ａの相電圧Ｖａ
が接地電圧Ｖ及び他の相電圧Ｖｂ、Ｖｃより低いかどう
かを調べ、低い場合にオンする。ターンオフは相電圧Ｖ
ａが接地電圧より高くなった時点に行う。他の相のロー
サイドスイッチであるＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｅ、１１
ｆの開閉制御も同じように行う。
ｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄの制御は以下のように行われ
る。そのターンオンは、電機子コイル５ａの相電圧Ｖａ
が接地電圧Ｖ及び他の相電圧Ｖｂ、Ｖｃより低いかどう
かを調べ、低い場合にオンする。ターンオフは相電圧Ｖ
ａが接地電圧より高くなった時点に行う。他の相のロー
サイドスイッチであるＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｅ、１１
ｆの開閉制御も同じように行う。
【００４２】（進相電流給電を実施する場合）次に、進
相電流給電を実施する場合を説明する。図５は電機子コ
イル５ａの相電圧Ｖａのタイミングチャートを示す。こ
の実施例では、ハイサイドスイッチである各Ｓｉ−ＭＯ
ＳＦＥＴ１１ａのターンオンタイミングは、その相電流
が負から正になる時点、すなわち低抵抗１１３ｄの電圧
降下Ｖｐｓｄが負から正になる時点ｔ2 よりＴ4 （＝Ｔ
2 ）だけ遅れた時点ｔ2 ’（＝ｔ0 ）に実施され、他の
ハイサイドスイッチである各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１
ｂ、１１ｃのターンオンタイミングも同様である。ま
た、ローサイドスイッチである各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１
１ｄのターンオンタイミングは、その相電流が正から負
になる時点、すなわち低抵抗１１３ａの電圧降下Ｖｐｓ
ａが正から負になる時点ｔ1 よりＴ2 だけ遅れた時点ｔ
1 ’に実施され、他のローサイドスイッチである各Ｓｉ
−ＭＯＳＦＥＴ１１ｅ、１１ｆのターンオンタイミング
も同様である。
相電流給電を実施する場合を説明する。図５は電機子コ
イル５ａの相電圧Ｖａのタイミングチャートを示す。こ
の実施例では、ハイサイドスイッチである各Ｓｉ−ＭＯ
ＳＦＥＴ１１ａのターンオンタイミングは、その相電流
が負から正になる時点、すなわち低抵抗１１３ｄの電圧
降下Ｖｐｓｄが負から正になる時点ｔ2 よりＴ4 （＝Ｔ
2 ）だけ遅れた時点ｔ2 ’（＝ｔ0 ）に実施され、他の
ハイサイドスイッチである各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１
ｂ、１１ｃのターンオンタイミングも同様である。ま
た、ローサイドスイッチである各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１
１ｄのターンオンタイミングは、その相電流が正から負
になる時点、すなわち低抵抗１１３ａの電圧降下Ｖｐｓ
ａが正から負になる時点ｔ1 よりＴ2 だけ遅れた時点ｔ
1 ’に実施され、他のローサイドスイッチである各Ｓｉ
−ＭＯＳＦＥＴ１１ｅ、１１ｆのターンオンタイミング
も同様である。
【００４３】一方、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１
ｆのターンオフタイミングは、本実施例では、ターンオ
ンタイミングから略１８０度位相期間後まで延長してい
る。すなわち、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａのターンオフ
はＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターンオンと同時又はそ
の直前に実施され、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターン
オフはＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａのターンオンと同時又
はその直前に実施される。
ｆのターンオフタイミングは、本実施例では、ターンオ
ンタイミングから略１８０度位相期間後まで延長してい
る。すなわち、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａのターンオフ
はＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターンオンと同時又はそ
の直前に実施され、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ｄのターン
オフはＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａのターンオンと同時又
はその直前に実施される。
【００４４】このようにすれば、このターンオフ時点の
遅延により進相電流成分がバッテリ９から各電機子コイ
ル５ａ、５ｂ、５ｃに給電され、これにより界磁が増強
される。例えば、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａは、図５に
示すように、ｔ１に達してもＯＦＦせず、期間Ｔ２だけ
ＯＦＦタイミングを遅らせる。同様にＳｉ−ＭＯＳＦＥ
Ｔ１１ｄのＯＦＦタイミングはｔ2 からＴ４（＝Ｔ２）
だけ遅らせたｔ2 ' とされる。
遅延により進相電流成分がバッテリ９から各電機子コイ
ル５ａ、５ｂ、５ｃに給電され、これにより界磁が増強
される。例えば、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａは、図５に
示すように、ｔ１に達してもＯＦＦせず、期間Ｔ２だけ
ＯＦＦタイミングを遅らせる。同様にＳｉ−ＭＯＳＦＥ
Ｔ１１ｄのＯＦＦタイミングはｔ2 からＴ４（＝Ｔ２）
だけ遅らせたｔ2 ' とされる。
【００４５】このようにすれば、バッテリ９から電機子
コイル５ａ〜５ｃへ電流を引き込むことができ、これに
より増磁作用を生むα（図５参照）だけ位相の進んだ電
流がステータコイル５ａに供給されることになる。ここ
で充電期間Ｔ１（＝Ｔ３）とＯＦＦ遅延期間Ｔ２との和
は電気角で１８０°以下にする必要がある。これら一連
の制御をｂ相には電気的に１２０°遅らせて、ｃ相には
電気的に１２０°進ませて制御することで３相の進相制
御が可能となる。
コイル５ａ〜５ｃへ電流を引き込むことができ、これに
より増磁作用を生むα（図５参照）だけ位相の進んだ電
流がステータコイル５ａに供給されることになる。ここ
で充電期間Ｔ１（＝Ｔ３）とＯＦＦ遅延期間Ｔ２との和
は電気角で１８０°以下にする必要がある。これら一連
の制御をｂ相には電気的に１２０°遅らせて、ｃ相には
電気的に１２０°進ませて制御することで３相の進相制
御が可能となる。
【００４６】この時、同時に増加した界磁束を元に戻す
ために界磁電流Ｉｆを減少させる制御を行わなければな
らないが、バッテリ電圧ＶＢと界磁巻線温度θｒを逐次
モニタしながら制御を行う。本実施例では相電圧Ｖａを
検出し、その周波数から回転子回転数を算出し、前記制
御が必要な回転数域であれば、界磁巻線温度θｒの上昇
と共に界磁電流Ｉｆを減少させるため界磁電流断続用ス
イッチングトランジスタ（図示せず）のデューティ比を
小さくする。
ために界磁電流Ｉｆを減少させる制御を行わなければな
らないが、バッテリ電圧ＶＢと界磁巻線温度θｒを逐次
モニタしながら制御を行う。本実施例では相電圧Ｖａを
検出し、その周波数から回転子回転数を算出し、前記制
御が必要な回転数域であれば、界磁巻線温度θｒの上昇
と共に界磁電流Ｉｆを減少させるため界磁電流断続用ス
イッチングトランジスタ（図示せず）のデューティ比を
小さくする。
【００４７】同時にバッテリ電圧ＶＢの低下と共に遅延
期間Ｔ２（＝Ｔ４）を大きくしていく。この時、素子の
ＯＮ時間は電気角で１８０度以下にしなければならな
い。本例ではＯＮ時間は１８０度である。この制御を界
磁巻線温度θｒ、バッテリ電圧ＶＢが安定するまで継続
する。また、算出された回転数が前記制御を必要としな
い回転数域であれば、直ちに非進相制御モード（前記遅
延期間Ｔ２、Ｔ４を電気角で０度とする制御モード。）
にセットし、且つバッテリ電圧ＶＢに基づいて従来の界
磁電流制御に切り換える。
期間Ｔ２（＝Ｔ４）を大きくしていく。この時、素子の
ＯＮ時間は電気角で１８０度以下にしなければならな
い。本例ではＯＮ時間は１８０度である。この制御を界
磁巻線温度θｒ、バッテリ電圧ＶＢが安定するまで継続
する。また、算出された回転数が前記制御を必要としな
い回転数域であれば、直ちに非進相制御モード（前記遅
延期間Ｔ２、Ｔ４を電気角で０度とする制御モード。）
にセットし、且つバッテリ電圧ＶＢに基づいて従来の界
磁電流制御に切り換える。
【００４８】上記制御の結果、固定子コイル５ａ〜５ｃ
は進相電流による相電流増加に伴い温度上昇するが、固
定子コイル５ａ〜５ｃの温度がピークとなる回転数Ｎ２
は界磁コイル４ｃの温度がピークとなる回転数Ｎ１に比
べ高回転側であるため（図６参照）、界磁コイル４ｃの
温度が問題となる回転数では固定子コイル５ａ〜５ｃの
絶縁材料の耐熱には余裕があるため問題はない。又、固
定子コイル５ａ〜５ｃの温度上昇がピークとなる回転数
では界磁コイルの冷却風が充分発生しているため界磁電
流を元に戻しても温度上昇は従来並みである。ちなみ
に、本実施例に於いては３０００ｒｐｍ以下で上述した
進相電流給電、及び、界磁電流低減の制御を行ってい
る。ここで、進相制御を行うか否かの境界回転数は、例
えば発電電圧が所定のバッテリ電圧（通常１３．５Ｖ）
を超える立上り回転数（５００ｒｐｍ〜１５００ｒｐ
ｍ）の２〜４倍の値に設定すればよく、この値は、出力
の増加と発熱の増加とのバランスより決定すればよい。
なお、界磁巻線温度θｒが所定値（例えば１７０℃）以
下の場合、進相電流の給電を停止してもよい。
は進相電流による相電流増加に伴い温度上昇するが、固
定子コイル５ａ〜５ｃの温度がピークとなる回転数Ｎ２
は界磁コイル４ｃの温度がピークとなる回転数Ｎ１に比
べ高回転側であるため（図６参照）、界磁コイル４ｃの
温度が問題となる回転数では固定子コイル５ａ〜５ｃの
絶縁材料の耐熱には余裕があるため問題はない。又、固
定子コイル５ａ〜５ｃの温度上昇がピークとなる回転数
では界磁コイルの冷却風が充分発生しているため界磁電
流を元に戻しても温度上昇は従来並みである。ちなみ
に、本実施例に於いては３０００ｒｐｍ以下で上述した
進相電流給電、及び、界磁電流低減の制御を行ってい
る。ここで、進相制御を行うか否かの境界回転数は、例
えば発電電圧が所定のバッテリ電圧（通常１３．５Ｖ）
を超える立上り回転数（５００ｒｐｍ〜１５００ｒｐ
ｍ）の２〜４倍の値に設定すればよく、この値は、出力
の増加と発熱の増加とのバランスより決定すればよい。
なお、界磁巻線温度θｒが所定値（例えば１７０℃）以
下の場合、進相電流の給電を停止してもよい。
【００４９】以上により出力低下を招くことなく界磁コ
イル４ｃの温度を低減でき、絶縁劣化の問題が解決でき
る。図６に本実施例の実験結果を参考として示す。界磁
コイル４ｃの温度を約摂氏１５℃だけ低下することがで
きた。尚、上記した進相制御及び非進相制御はレギュレ
ータ７から各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆのゲー
ト電極への開閉指令電圧のタイミング制御で行われる。
イル４ｃの温度を低減でき、絶縁劣化の問題が解決でき
る。図６に本実施例の実験結果を参考として示す。界磁
コイル４ｃの温度を約摂氏１５℃だけ低下することがで
きた。尚、上記した進相制御及び非進相制御はレギュレ
ータ７から各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆのゲー
ト電極への開閉指令電圧のタイミング制御で行われる。
【００５０】この実施例１の詳細な制御を図７のフロー
チャートを参照して説明する。このフローチャートはレ
ギュレータ７により遂行される。まず、非進相モードで
運転して各相電圧Ｖａ〜Ｖｃを検出し（１００）、この
電圧（又は波形）より回転数を算出する（１０２）。次
に、この回転数に基づいて、具体的に説明すれば回転数
が所定のしきい値回転数以下かどうかにより進相制御が
必要か否かを判定する（１０４）。以下であれば進相制
御が必要であるとしてステップ１０５に進んで回転数に
基づいて最大遅延時間（最長進相電流給電時間）Ｔｍａ
ｘをマップから読出し、その後、界磁コイル温度θｒ検
出し（１０６）、θｒが上記所定値を超えれば界磁電流
Ｉｆを所定値に減少させる（１０８、１１０）。次に、
バッテリ電圧ＶＢを検出し（１１２）、ＶＢが所定値
（例えば、１３．５Ｖ）より低下すれば遅延期間Ｔ２＝
Ｔ４を小さい一定値ΔＴだけ増加させて（１１４、１１
６）、ステップ１３０に進む。ＶＢが所定値以上なら非
進相モードにセットして（１１８）。ステップ１００に
リターンする。
チャートを参照して説明する。このフローチャートはレ
ギュレータ７により遂行される。まず、非進相モードで
運転して各相電圧Ｖａ〜Ｖｃを検出し（１００）、この
電圧（又は波形）より回転数を算出する（１０２）。次
に、この回転数に基づいて、具体的に説明すれば回転数
が所定のしきい値回転数以下かどうかにより進相制御が
必要か否かを判定する（１０４）。以下であれば進相制
御が必要であるとしてステップ１０５に進んで回転数に
基づいて最大遅延時間（最長進相電流給電時間）Ｔｍａ
ｘをマップから読出し、その後、界磁コイル温度θｒ検
出し（１０６）、θｒが上記所定値を超えれば界磁電流
Ｉｆを所定値に減少させる（１０８、１１０）。次に、
バッテリ電圧ＶＢを検出し（１１２）、ＶＢが所定値
（例えば、１３．５Ｖ）より低下すれば遅延期間Ｔ２＝
Ｔ４を小さい一定値ΔＴだけ増加させて（１１４、１１
６）、ステップ１３０に進む。ＶＢが所定値以上なら非
進相モードにセットして（１１８）。ステップ１００に
リターンする。
【００５１】ステップ１３０では、遅延期間Ｔ２＝Ｔ４
の今回値が最大遅延時間Ｔｍａｘを超えたかどうかを調
べ、超えていなければステップ１００にリターンし、超
えていれば遅延期間Ｔ２＝Ｔ４を最大遅延時間Ｔｍａｘ
にセットし（１３２）、進相モードにセットして（１３
４）、ステップ１００にリターンする。一方、ステップ
１０４にて進相制御不要と判定すれば、非進相制御モー
ド（遅延期間Ｔ２、Ｔ４を電気角で０度に制御する制御
モード）にセットし（１２０）、かつ、バッテリ電圧Ｖ
Ｂに基づいて従来の界磁電流制御に切り換える（１２
２、１２４、１２６）。
の今回値が最大遅延時間Ｔｍａｘを超えたかどうかを調
べ、超えていなければステップ１００にリターンし、超
えていれば遅延期間Ｔ２＝Ｔ４を最大遅延時間Ｔｍａｘ
にセットし（１３２）、進相モードにセットして（１３
４）、ステップ１００にリターンする。一方、ステップ
１０４にて進相制御不要と判定すれば、非進相制御モー
ド（遅延期間Ｔ２、Ｔ４を電気角で０度に制御する制御
モード）にセットし（１２０）、かつ、バッテリ電圧Ｖ
Ｂに基づいて従来の界磁電流制御に切り換える（１２
２、１２４、１２６）。
【００５２】前記非進相モードはまた、ＭＯＳＦＥＴ１
１１ａ〜１１１ｆを全てＯＦＦし、ＭＯＳＦＥＴの寄生
ダイオード１１２ａ〜１１２ｆにて三相全波整流しても
同様の効果が得られる。本実施例では界磁コイル温度、
及びバッテリ電圧を検出してそれぞれの検出値により制
御を行っているが予め発電機のそれぞれの回転数での界
磁コイル温度上昇が最低になるように、遅延期間Ｔ２、
Ｔ４、界磁流Ｉｆを算出しておきマップ情報として与え
ておいても同様の効果が得られる。
１１ａ〜１１１ｆを全てＯＦＦし、ＭＯＳＦＥＴの寄生
ダイオード１１２ａ〜１１２ｆにて三相全波整流しても
同様の効果が得られる。本実施例では界磁コイル温度、
及びバッテリ電圧を検出してそれぞれの検出値により制
御を行っているが予め発電機のそれぞれの回転数での界
磁コイル温度上昇が最低になるように、遅延期間Ｔ２、
Ｔ４、界磁流Ｉｆを算出しておきマップ情報として与え
ておいても同様の効果が得られる。
【００５３】図８のフローチャートにより、非進相モー
ドを行うサブルーチンを説明する。なお、このサブルー
チンは、図７のルーチンにより非進相モードが選択され
ている場合に所定間隔毎に割り込んで実行される割り込
みルーチンである。まず、ｘ相の相電圧Ｖａがバッテリ
電圧ＶＢを超えるかどうかを調べ（２００）、超えれば
ハイサイドスイッチ１１ａをオンし（２０２）、以下で
あればハイサイドスイッチ１１ａをオフする（２０
４）。次に、ｘ相の相電圧Ｖａがバッテリ低位端の電位
である０Ｖより小さいかどうかを調べ（２０６）、小さ
ければローサイドスイッチ１１ｄをオンし（２０８）、
小さくなければローサイドスイッチ１１ｄをオフする
（２１０）。
ドを行うサブルーチンを説明する。なお、このサブルー
チンは、図７のルーチンにより非進相モードが選択され
ている場合に所定間隔毎に割り込んで実行される割り込
みルーチンである。まず、ｘ相の相電圧Ｖａがバッテリ
電圧ＶＢを超えるかどうかを調べ（２００）、超えれば
ハイサイドスイッチ１１ａをオンし（２０２）、以下で
あればハイサイドスイッチ１１ａをオフする（２０
４）。次に、ｘ相の相電圧Ｖａがバッテリ低位端の電位
である０Ｖより小さいかどうかを調べ（２０６）、小さ
ければローサイドスイッチ１１ｄをオンし（２０８）、
小さくなければローサイドスイッチ１１ｄをオフする
（２１０）。
【００５４】次に、ｙ相の相電圧Ｖｂがバッテリ電圧Ｖ
Ｂを超えるかどうかを調べ（２１２）、超えればハイサ
イドスイッチ１１ｂをオンし（２１４）、以下であれば
ハイサイドスイッチ１１ｂをオフする（２１６）。次
に、ｙ相の相電圧Ｖｂがバッテリ低位端の電位である０
Ｖより小さいかどうかを調べ（２１８）、小さければロ
ーサイドスイッチ１１ｅをオンし（２２０）、小さくな
ければローサイドスイッチ１１ｅをオフする（２２
２）。
Ｂを超えるかどうかを調べ（２１２）、超えればハイサ
イドスイッチ１１ｂをオンし（２１４）、以下であれば
ハイサイドスイッチ１１ｂをオフする（２１６）。次
に、ｙ相の相電圧Ｖｂがバッテリ低位端の電位である０
Ｖより小さいかどうかを調べ（２１８）、小さければロ
ーサイドスイッチ１１ｅをオンし（２２０）、小さくな
ければローサイドスイッチ１１ｅをオフする（２２
２）。
【００５５】次に、ｚ相の相電圧Ｖｃがバッテリ電圧Ｖ
Ｂを超えるかどうかを調べ（２２４）、超えればハイサ
イドスイッチ１１ｃをオンし（２２６）、以下であれば
ハイサイドスイッチ１１ｃをオフする（２２８）。次
に、ｚ相の相電圧Ｖｃがバッテリ低位端の電位である０
Ｖより小さいかどうかを調べ（２３０）、小さければロ
ーサイドスイッチ１１ｆをオンし（２３２）、小さくな
ければローサイドスイッチ１１ｆをオフする（２３
４）。そして、メインルーチン（図７）にリターンす
る。
Ｂを超えるかどうかを調べ（２２４）、超えればハイサ
イドスイッチ１１ｃをオンし（２２６）、以下であれば
ハイサイドスイッチ１１ｃをオフする（２２８）。次
に、ｚ相の相電圧Ｖｃがバッテリ低位端の電位である０
Ｖより小さいかどうかを調べ（２３０）、小さければロ
ーサイドスイッチ１１ｆをオンし（２３２）、小さくな
ければローサイドスイッチ１１ｆをオフする（２３
４）。そして、メインルーチン（図７）にリターンす
る。
【００５６】図９及び図１０のフローチャートにより、
進相制御モードを行うサブルーチンを説明する。なお、
このサブルーチンは、図７のルーチンのステップ１３４
により進相モードが選択された場合に所定間隔毎に割り
込んで実行される割り込みルーチンである。ある。
進相制御モードを行うサブルーチンを説明する。なお、
このサブルーチンは、図７のルーチンのステップ１３４
により進相モードが選択された場合に所定間隔毎に割り
込んで実行される割り込みルーチンである。ある。
【００５７】図９はゼロクロス点を判定するルーチンで
あり、図１０はＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆを開閉制御
するルーチンである。まず、このルーチンを実行するの
が初回か２回目以降かを判定するフラグＦ２が１かどう
かを調べ（２９０）、２回目以降（Ｆ２＝１）であれ
ば、ステップ３００に飛び、初回（Ｆ２＝０）であれ
ば、各ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆの導通（オン）動作
だけを図８のルーチンを用いて行い（２９２）、フラグ
Ｆ２を１にセットしてステップ３００に進む（２９
４）。なお、フラグＦ２は電源電圧投入時に０にリセッ
トされるものとする。
あり、図１０はＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆを開閉制御
するルーチンである。まず、このルーチンを実行するの
が初回か２回目以降かを判定するフラグＦ２が１かどう
かを調べ（２９０）、２回目以降（Ｆ２＝１）であれ
ば、ステップ３００に飛び、初回（Ｆ２＝０）であれ
ば、各ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆの導通（オン）動作
だけを図８のルーチンを用いて行い（２９２）、フラグ
Ｆ２を１にセットしてステップ３００に進む（２９
４）。なお、フラグＦ２は電源電圧投入時に０にリセッ
トされるものとする。
【００５８】ステップ３００では、まず、ローサイドス
イッチ１１ｄがオンしている期間においてローサイドス
イッチ１１ｄの電流すなわち電機子電流ｉｘが負から正
へ、すなわち固定子巻線５ａへ流入する向きから低位直
流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマｄをスタートし（３０
２）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ａ
がオンしている期間においてハイサイドスイッチ１１ａ
の電流すなわち電機子電流ｉｘが正から負へ、すなわち
固定子巻線５ａから高位直流電源端へ流出する向きから
固定子巻線５ａへ流入する向きに変化したかどうかを調
べ（３０４）、変化したら内蔵タイマａをスタートし
（３０６）、変化しなければステップ３０８へ進む。
イッチ１１ｄがオンしている期間においてローサイドス
イッチ１１ｄの電流すなわち電機子電流ｉｘが負から正
へ、すなわち固定子巻線５ａへ流入する向きから低位直
流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマｄをスタートし（３０
２）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ａ
がオンしている期間においてハイサイドスイッチ１１ａ
の電流すなわち電機子電流ｉｘが正から負へ、すなわち
固定子巻線５ａから高位直流電源端へ流出する向きから
固定子巻線５ａへ流入する向きに変化したかどうかを調
べ（３０４）、変化したら内蔵タイマａをスタートし
（３０６）、変化しなければステップ３０８へ進む。
【００５９】ステップ３０８では、まず、ローサイドス
イッチ１１ｅがオンしている期間においてローサイドス
イッチ１１ｅの電流すなわち電機子電流ｉｙが負から正
へ、すなわち固定子巻線５ｂへ流入する向きから低位直
流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマｅをスタートし（３１
０）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ｂ
がオンしている期間においてハイサイドスイッチ１１ｂ
の電流すなわち電機子電流ｉｙが正から負へ、すなわち
固定子巻線５ｂから高位直流電源端へ流出する向きから
固定子巻線５ｂへ流入する向きに変化したかどうかを調
べ（３１２）、変化したら内蔵タイマｂをスタートし
（３１４）、変化しなければステップ３１６へ進む。
イッチ１１ｅがオンしている期間においてローサイドス
イッチ１１ｅの電流すなわち電機子電流ｉｙが負から正
へ、すなわち固定子巻線５ｂへ流入する向きから低位直
流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマｅをスタートし（３１
０）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ｂ
がオンしている期間においてハイサイドスイッチ１１ｂ
の電流すなわち電機子電流ｉｙが正から負へ、すなわち
固定子巻線５ｂから高位直流電源端へ流出する向きから
固定子巻線５ｂへ流入する向きに変化したかどうかを調
べ（３１２）、変化したら内蔵タイマｂをスタートし
（３１４）、変化しなければステップ３１６へ進む。
【００６０】ステップ３１６では、まず、ローサイドス
イッチ１１ｆがオンしている期間においてローサイドス
イッチ１１ｆの電流すなわち電機子電流ｉｚが負から正
へ、すなわち固定子巻線５ｃへ流入する向きから低位直
流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマｆをスタートし（３１
８）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ｃ
がオンしている期間において、ハイサイドスイッチ１１
ｃの電流すなわち電機子電流ｉｚが正から負へ、すなわ
ち固定子巻線５ｃから高位直流電源端へ流出する向きか
ら固定子巻線５ｃへ流入する向きに変化したかどうかを
調べ（３２０）、変化したら内蔵タイマｃをスタートし
（３２２）、変化しなければステップ４００へ進む。
イッチ１１ｆがオンしている期間においてローサイドス
イッチ１１ｆの電流すなわち電機子電流ｉｚが負から正
へ、すなわち固定子巻線５ｃへ流入する向きから低位直
流電源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを
調べ、変化したら内蔵タイマｆをスタートし（３１
８）、変化していなければ、ハイサイドスイッチ１１ｃ
がオンしている期間において、ハイサイドスイッチ１１
ｃの電流すなわち電機子電流ｉｚが正から負へ、すなわ
ち固定子巻線５ｃから高位直流電源端へ流出する向きか
ら固定子巻線５ｃへ流入する向きに変化したかどうかを
調べ（３２０）、変化したら内蔵タイマｃをスタートし
（３２２）、変化しなければステップ４００へ進む。
【００６１】ステップ４００では、タイマｄがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４０４に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｄをオフし、ハイサ
イドスイッチ１１ａをオンし、タイマｄを０にリセット
してからステップ４０４へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４０４に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｄをオフし、ハイサ
イドスイッチ１１ａをオンし、タイマｄを０にリセット
してからステップ４０４へ進む。
【００６２】ステップ４０４では、タイマａがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４０８に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｄをオンし、ハイサ
イドスイッチ１１ａをオフし、タイマａを０にリセット
してからステップ４０８へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４０８に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｄをオンし、ハイサ
イドスイッチ１１ａをオフし、タイマａを０にリセット
してからステップ４０８へ進む。
【００６３】ステップ４０８では、タイマｅがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４１２に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｅをオフし、ハイサ
イドスイッチ１１ｂをオンし、タイマｅを０にリセット
してからステップ４１２へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４１２に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｅをオフし、ハイサ
イドスイッチ１１ｂをオンし、タイマｅを０にリセット
してからステップ４１２へ進む。
【００６４】ステップ４１２では、タイマｂがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４１６に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｅをオンし、ハイサ
イドスイッチ１１ｂをオフし、タイマｂを０にリセット
してからステップ４１６へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４１６に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｅをオンし、ハイサ
イドスイッチ１１ｂをオフし、タイマｂを０にリセット
してからステップ４１６へ進む。
【００６５】ステップ４１６では、タイマｆがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４２０に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｆをオフし、ハイサ
イドスイッチ１１ｃをオンし、タイマｆを０にリセット
してからステップ４２０へ進む。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければ直接にステップ４２０に進み、オーバーし
ていれば、ローサイドスイッチ１１ｆをオフし、ハイサ
イドスイッチ１１ｃをオンし、タイマｆを０にリセット
してからステップ４２０へ進む。
【００６６】ステップ４２０では、タイマｃがオーバー
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければメインルーチン（図７）にリターンし、オ
ーバーしていれば、ローサイドスイッチ１１ｆをオン
し、ハイサイドスイッチ１１ｃをオフし、タイマｃを０
にリセットしてからメインルーチンにリターンする。
したかどうかすなわち所定の遅延時間ΔＴ＝Ｔ2 ＝Ｔ4
（図５参照）だけ経過したかどうかを調べ、オーバーし
ていなければメインルーチン（図７）にリターンし、オ
ーバーしていれば、ローサイドスイッチ１１ｆをオン
し、ハイサイドスイッチ１１ｃをオフし、タイマｃを０
にリセットしてからメインルーチンにリターンする。
【００６７】なお上記実施例では、各スイッチ１１ａ〜
１１ｆはそれぞれ１８０度期間だけオンするようにした
が、オン期間は１８０度未満としてもよい。この場合に
は、各相インバータ回路においてそれぞれハイサイドス
イッチ及びローサイドスイッチの両方がオフする期間が
生じるので、この場合には、以下のように制御を行えば
よい。
１１ｆはそれぞれ１８０度期間だけオンするようにした
が、オン期間は１８０度未満としてもよい。この場合に
は、各相インバータ回路においてそれぞれハイサイドス
イッチ及びローサイドスイッチの両方がオフする期間が
生じるので、この場合には、以下のように制御を行えば
よい。
【００６８】例えば、ａ相について説明すれば、ハイサ
イドスイッチ１１ａ及びローサイドスイッチ１１ｄがオ
フしている期間に、ａ相の固定子巻線５ａの相電圧Ｖａ
がバッテリ電圧ＶＢより高くなればハイサイドスイッチ
１１ａをオンする。一方、オンしたハイサイドスイッチ
１１ａのオフは、上記と同様に相電圧Ｖａがバッテリ電
圧ＶＢより低くなってから所定の遅延時間ΔＴ後、実施
すればよい。
イドスイッチ１１ａ及びローサイドスイッチ１１ｄがオ
フしている期間に、ａ相の固定子巻線５ａの相電圧Ｖａ
がバッテリ電圧ＶＢより高くなればハイサイドスイッチ
１１ａをオンする。一方、オンしたハイサイドスイッチ
１１ａのオフは、上記と同様に相電圧Ｖａがバッテリ電
圧ＶＢより低くなってから所定の遅延時間ΔＴ後、実施
すればよい。
【００６９】同様に、ハイサイドスイッチ１１ａ及びロ
ーサイドスイッチ１１ｄがオフしている期間に、相電圧
Ｖａが接地電位より低くなればローサイドスイッチ１１
ｄをオンする。一方、オンしたローサイドスイッチ１１
ｄのオフは、上記と同様に相電圧Ｖａが接地電圧０Ｖよ
り高くなってから所定の遅延時間ΔＴ後、実施すればよ
い。ｂ、ｃ相の制御も同じである。なお、上記素子開閉
制御はａ相だけに行い、ｂ、ｃ相のスイッチ１１ｂ、１
１ｃ、１１ｅ、１１ｆの制御はａ相スイッチングタイミ
ンを１２０度ずらして行うこともできる。
ーサイドスイッチ１１ｄがオフしている期間に、相電圧
Ｖａが接地電位より低くなればローサイドスイッチ１１
ｄをオンする。一方、オンしたローサイドスイッチ１１
ｄのオフは、上記と同様に相電圧Ｖａが接地電圧０Ｖよ
り高くなってから所定の遅延時間ΔＴ後、実施すればよ
い。ｂ、ｃ相の制御も同じである。なお、上記素子開閉
制御はａ相だけに行い、ｂ、ｃ相のスイッチ１１ｂ、１
１ｃ、１１ｅ、１１ｆの制御はａ相スイッチングタイミ
ンを１２０度ずらして行うこともできる。
【００７０】（実施例２）図１１に第２の実施例の車両
用交流発電機のブロック回路図を示す。この発電機はロ
ータの磁極位置を検出する磁極位置検出器１６を備える
他は実施例１（図１参照）のブロック回路図と同じであ
る。なお、この実施例では、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７
ａ〜１７ｆは上記電流検出用の低抵抗を持たない点がＳ
ｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆと異なっている。
用交流発電機のブロック回路図を示す。この発電機はロ
ータの磁極位置を検出する磁極位置検出器１６を備える
他は実施例１（図１参照）のブロック回路図と同じであ
る。なお、この実施例では、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７
ａ〜１７ｆは上記電流検出用の低抵抗を持たない点がＳ
ｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆと異なっている。
【００７１】すなわち、本実施例では、図１２に示す通
り磁極位置検出器１６によりロータの磁極位置を検出す
る。ｔｍは磁極位置検出器１６の角度位置にロータのＮ
極が来た時点であり、ｔｍ’は磁極位置検出器１６の角
度位置にロータのＳ極が来た時点であり、ｔｍ−ｔｍ’
が電気角１８０度に該当する。したがって、Ｓｉ−ＭＯ
ＳＦＥＴ１７ａのターンオン時点（位相角）は時点ｔｍ
から予め求めて記憶した所定の位相角差δ１に基づいて
決定し、同様に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ｄのターンオ
ン時点（位相角）は時点ｔｍ’から上記所定の位相角差
δ１に基づいて決定する。
り磁極位置検出器１６によりロータの磁極位置を検出す
る。ｔｍは磁極位置検出器１６の角度位置にロータのＮ
極が来た時点であり、ｔｍ’は磁極位置検出器１６の角
度位置にロータのＳ極が来た時点であり、ｔｍ−ｔｍ’
が電気角１８０度に該当する。したがって、Ｓｉ−ＭＯ
ＳＦＥＴ１７ａのターンオン時点（位相角）は時点ｔｍ
から予め求めて記憶した所定の位相角差δ１に基づいて
決定し、同様に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ｄのターンオ
ン時点（位相角）は時点ｔｍ’から上記所定の位相角差
δ１に基づいて決定する。
【００７２】同様に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ｂのター
ンオン時点（位相角）は時点ｔｍから予め求めて記憶し
た所定の位相角差δ２（＝δ１＋電気角１２０度）に基
づいて決定し、同様に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ｅのタ
ーンオン時点（位相角）は時点ｔｍ’から上記所定の位
相角差δ２に基づいて決定する。同様に、Ｓｉ−ＭＯＳ
ＦＥＴ１７ｃのターンオン時点（位相角）は時点ｔｍか
ら予め求めて記憶した所定の位相角差δ３（＝δ１−電
気角１２０度）に基づいて決定し、同様に、Ｓｉ−ＭＯ
ＳＦＥＴ１７ｆのターンオン時点（位相角）は時点ｔ
ｍ’から上記所定の位相角差δ３に基づいて決定する。
なお、この実施例でも、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜
１７ｆのターンオン期間はほぼ電気角１８０度にされて
いる。
ンオン時点（位相角）は時点ｔｍから予め求めて記憶し
た所定の位相角差δ２（＝δ１＋電気角１２０度）に基
づいて決定し、同様に、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ｅのタ
ーンオン時点（位相角）は時点ｔｍ’から上記所定の位
相角差δ２に基づいて決定する。同様に、Ｓｉ−ＭＯＳ
ＦＥＴ１７ｃのターンオン時点（位相角）は時点ｔｍか
ら予め求めて記憶した所定の位相角差δ３（＝δ１−電
気角１２０度）に基づいて決定し、同様に、Ｓｉ−ＭＯ
ＳＦＥＴ１７ｆのターンオン時点（位相角）は時点ｔ
ｍ’から上記所定の位相角差δ３に基づいて決定する。
なお、この実施例でも、各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜
１７ｆのターンオン期間はほぼ電気角１８０度にされて
いる。
【００７３】このようにすれば、正確に進相角を決定す
ることができる。上記した進相制御及び非進相制御はレ
ギュレータ７から各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆ
のゲート電極への開閉指令電圧のタイミング制御で行わ
れる。この実施例２の制御を図１３のフローチャートを
参照して説明する。なお、このフローチャートはレギュ
レータ７により遂行される。
ることができる。上記した進相制御及び非進相制御はレ
ギュレータ７から各Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆ
のゲート電極への開閉指令電圧のタイミング制御で行わ
れる。この実施例２の制御を図１３のフローチャートを
参照して説明する。なお、このフローチャートはレギュ
レータ７により遂行される。
【００７４】図１３のフローチャートのステップ番号１
００番台のステップは図７と同じであるので、その説明
は省略し、相違点であるステップ番号１０００番台のス
テップについて説明する。ステップ１０１０にて、磁極
位置検出器１６から角度信号を読み込み、以後のステッ
プでは図７と同様の処理を行う。また、バッテリ電圧Ｖ
Ｂが所定値以下であれば（１１４）、所定の遅延角δに
所定値Δδを加えて（１１６０）、ステップ１３００へ
進む。なおこの実施例では実施例１と同様に、同一相の
ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとは逆動作さ
せている。また、本実施例での非進相モードとはδ１＝
９０°である。
００番台のステップは図７と同じであるので、その説明
は省略し、相違点であるステップ番号１０００番台のス
テップについて説明する。ステップ１０１０にて、磁極
位置検出器１６から角度信号を読み込み、以後のステッ
プでは図７と同様の処理を行う。また、バッテリ電圧Ｖ
Ｂが所定値以下であれば（１１４）、所定の遅延角δに
所定値Δδを加えて（１１６０）、ステップ１３００へ
進む。なおこの実施例では実施例１と同様に、同一相の
ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとは逆動作さ
せている。また、本実施例での非進相モードとはδ１＝
９０°である。
【００７５】ステップ１０５０では、回転数に基づいて
可能な最大遅延角δｍａｘをマップから求める。ステッ
プ１３００では、遅延角δの今回値が最大遅延角δｍａ
ｘを超えたかどうかを調べ、超えていなければステップ
１００にリターンし、超えていれば遅延遅延角δを最大
遅延角δｍａｘにセットし（１３２０）、進相制御モー
ドにセットして（１３４０）、ステップ１００にリター
ンする。
可能な最大遅延角δｍａｘをマップから求める。ステッ
プ１３００では、遅延角δの今回値が最大遅延角δｍａ
ｘを超えたかどうかを調べ、超えていなければステップ
１００にリターンし、超えていれば遅延遅延角δを最大
遅延角δｍａｘにセットし（１３２０）、進相制御モー
ドにセットして（１３４０）、ステップ１００にリター
ンする。
【００７６】一方、ステップ１０４にて進相制御不要と
判定すれば、非進相制御モード（遅延角度δ１を電気角
で９０度に制御する制御モード）にセットし（１２
０）、かつ、バッテリ電圧ＶＢに基づいて従来の界磁電
流制御に切り換える（１２２、１２４、１２６）。な
お、実施例２における進相モードの実施は、各スイッチ
１７ａ〜１７ｆのオン、オフタイミングが位相角で決定
されるので、この位相角タイミングで制御すればよく、
その詳細説明は省略する。
判定すれば、非進相制御モード（遅延角度δ１を電気角
で９０度に制御する制御モード）にセットし（１２
０）、かつ、バッテリ電圧ＶＢに基づいて従来の界磁電
流制御に切り換える（１２２、１２４、１２６）。な
お、実施例２における進相モードの実施は、各スイッチ
１７ａ〜１７ｆのオン、オフタイミングが位相角で決定
されるので、この位相角タイミングで制御すればよく、
その詳細説明は省略する。
【００７７】なお、上記説明では、三相同期発電機につ
いて説明したが、その代わりに三相以上の多相同期発電
機にも、本発明の進相電流給電方式の発電技術を採用で
きることは、もちろんである。また、上記説明した進相
電流の内の無効電流成分はバッテリから回収されたり、
持ち出したりするので、発熱損失を無視すればバッテリ
容量の消費とはならない。また、上記実施例では、各Ｓ
ｉ−ＭＯＳＦＥＴのターンオン期間を１８０電気位相角
としたが、それ以下の電気位相角度範囲でもよいことは
当然である。 （実施例３）この実施例の発電装置を図１４を参照して
説明する。図１４の装置は、図１の三相全波整流器１１
のＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆを、実施例２と同様に、
電流検出用の低抵抗素子を内蔵しないＭＯＳＦＥＴ１７
ａ〜１７ｆに置換しただけのものである。
いて説明したが、その代わりに三相以上の多相同期発電
機にも、本発明の進相電流給電方式の発電技術を採用で
きることは、もちろんである。また、上記説明した進相
電流の内の無効電流成分はバッテリから回収されたり、
持ち出したりするので、発熱損失を無視すればバッテリ
容量の消費とはならない。また、上記実施例では、各Ｓ
ｉ−ＭＯＳＦＥＴのターンオン期間を１８０電気位相角
としたが、それ以下の電気位相角度範囲でもよいことは
当然である。 （実施例３）この実施例の発電装置を図１４を参照して
説明する。図１４の装置は、図１の三相全波整流器１１
のＭＯＳＦＥＴ１１ａ〜１１ｆを、実施例２と同様に、
電流検出用の低抵抗素子を内蔵しないＭＯＳＦＥＴ１７
ａ〜１７ｆに置換しただけのものである。
【００７８】以下、非進相制御自体は図８の制御方式を
採用できるので、この実施例の進相電流制御の方式を前
述の図９、図１０のフローチャートを参照して以下に説
明する。この実施例では、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆ
の開閉タイミングを、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆのソ
ース・ドレイン間の電位差に基づいて決定する点が実施
例１と異なっている。なお、図１５は本実施例の各電機
子電流のゼロクロス点を判定するルーチンであり、ステ
ップ３００’、３０４’、３０８’、３１２’、３１
６’、３２０’以外は図９と同じである。なお、ＭＯＳ
ＦＥＴ１７ａ〜１７ｆを開閉制御するルーチンは図１０
と同様である。
採用できるので、この実施例の進相電流制御の方式を前
述の図９、図１０のフローチャートを参照して以下に説
明する。この実施例では、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆ
の開閉タイミングを、ＭＯＳＦＥＴ１７ａ〜１７ｆのソ
ース・ドレイン間の電位差に基づいて決定する点が実施
例１と異なっている。なお、図１５は本実施例の各電機
子電流のゼロクロス点を判定するルーチンであり、ステ
ップ３００’、３０４’、３０８’、３１２’、３１
６’、３２０’以外は図９と同じである。なお、ＭＯＳ
ＦＥＴ１７ａ〜１７ｆを開閉制御するルーチンは図１０
と同様である。
【００７９】まず、このルーチンを実行するのが初回か
２回目以降かを判定するフラグＦ２が１かどうかを調べ
（２９０）、２回目以降（Ｆ２＝１）であれば、ステッ
プ３００に飛び、初回（Ｆ２＝０）であれば、各ＭＯＳ
ＦＥＴ１７ａ〜１７ｆの導通（オン）動作だけを図８の
ルーチンを用いて行い（２９２）、フラグＦ２を１にセ
ットしてステップ３００に進む（２９４）。なお、フラ
グＦ２は電源電圧投入時に０にリセットされるものとす
る。
２回目以降かを判定するフラグＦ２が１かどうかを調べ
（２９０）、２回目以降（Ｆ２＝１）であれば、ステッ
プ３００に飛び、初回（Ｆ２＝０）であれば、各ＭＯＳ
ＦＥＴ１７ａ〜１７ｆの導通（オン）動作だけを図８の
ルーチンを用いて行い（２９２）、フラグＦ２を１にセ
ットしてステップ３００に進む（２９４）。なお、フラ
グＦ２は電源電圧投入時に０にリセットされるものとす
る。
【００８０】ステップ３００’では、まず、ローサイド
スイッチ１７ｄがオンしている期間において相電圧Ｖａ
が０Ｖ以上になったかどうかにより、ローサイドスイッ
チ１７ｄの電流すなわち電機子電流ｉｘが負から正へ、
すなわち固定子巻線５ａへ流入する向きから低位直流電
源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調
べ、変化したら内蔵タイマｄをスタートし（３０２）、
変化していなければ、ハイサイドスイッチ１７ａがオン
している期間において相電圧Ｖａが出力電圧ＶＢ以下に
なったかどうかにより、ハイサイドスイッチ１７ａの電
流すなわち電機子電流ｉｘが正から負へ、すなわち固定
子巻線５ａから高位直流電源端へ流出する向きから固定
子巻線５ａへ流入する向きに変化したかどうかを調べ
（３０４’）、変化したら内蔵タイマａをスタートし
（３０６）、変化しなければステップ３０８’へ進む。
スイッチ１７ｄがオンしている期間において相電圧Ｖａ
が０Ｖ以上になったかどうかにより、ローサイドスイッ
チ１７ｄの電流すなわち電機子電流ｉｘが負から正へ、
すなわち固定子巻線５ａへ流入する向きから低位直流電
源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調
べ、変化したら内蔵タイマｄをスタートし（３０２）、
変化していなければ、ハイサイドスイッチ１７ａがオン
している期間において相電圧Ｖａが出力電圧ＶＢ以下に
なったかどうかにより、ハイサイドスイッチ１７ａの電
流すなわち電機子電流ｉｘが正から負へ、すなわち固定
子巻線５ａから高位直流電源端へ流出する向きから固定
子巻線５ａへ流入する向きに変化したかどうかを調べ
（３０４’）、変化したら内蔵タイマａをスタートし
（３０６）、変化しなければステップ３０８’へ進む。
【００８１】ステップ３０８’では、まず、ローサイド
スイッチ１７ｅがオンしている期間において相電圧Ｖｂ
が０Ｖ以上になったかどうかにより、ローサイドスイッ
チ１７ｅの電流すなわち電機子電流ｉｙが負から正へ、
すなわち固定子巻線５ｂへ流入する向きから低位直流電
源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調
べ、変化したら内蔵タイマｅをスタートし（３１０）、
変化していなければ、ハイサイドスイッチ１７ｂがオン
している期間において相電圧Ｖｂが出力電圧ＶＢ以下に
なったかどうかにより、ハイサイドスイッチ１７ｂの電
流すなわち電機子電流ｉｙが正から負へ、すなわち固定
子巻線５ｂから高位直流電源端へ流出する向きから固定
子巻線５ｂへ流入する向きに変化したかどうかを調べ
（３１２’）、変化したら内蔵タイマｂをスタートし
（３１４）、変化しなければステップ３１６’へ進む。
スイッチ１７ｅがオンしている期間において相電圧Ｖｂ
が０Ｖ以上になったかどうかにより、ローサイドスイッ
チ１７ｅの電流すなわち電機子電流ｉｙが負から正へ、
すなわち固定子巻線５ｂへ流入する向きから低位直流電
源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調
べ、変化したら内蔵タイマｅをスタートし（３１０）、
変化していなければ、ハイサイドスイッチ１７ｂがオン
している期間において相電圧Ｖｂが出力電圧ＶＢ以下に
なったかどうかにより、ハイサイドスイッチ１７ｂの電
流すなわち電機子電流ｉｙが正から負へ、すなわち固定
子巻線５ｂから高位直流電源端へ流出する向きから固定
子巻線５ｂへ流入する向きに変化したかどうかを調べ
（３１２’）、変化したら内蔵タイマｂをスタートし
（３１４）、変化しなければステップ３１６’へ進む。
【００８２】ステップ３１６’では、まず、ローサイド
スイッチ１７ｆがオンしている期間において相電圧Ｖｃ
が０Ｖ以上になったかどうかにより、ローサイドスイッ
チ１７ｆの電流すなわち電機子電流ｉｚが負から正へ、
すなわち固定子巻線５ｃへ流入する向きから低位直流電
源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調
べ、変化したら内蔵タイマｆをスタートし（３１８）、
変化していなければ、ハイサイドスイッチ１７ｃがオン
している期間において相電圧Ｖｃが出力電圧ＶＢ以下に
なったかどうかにより、ハイサイドスイッチ１７ｃの電
流すなわち電機子電流ｉｚが正から負へ、すなわち固定
子巻線５ｃから高位直流電源端へ流出する向きから固定
子巻線５ｃへ流入する向きに変化したかどうかを調べ
（３２０’）、変化したら内蔵タイマｃをスタートし
（３２２）、変化しなければ図１０のステップ４００へ
進む。ステップ４００以後の処理は図１０と同様であ
る。
スイッチ１７ｆがオンしている期間において相電圧Ｖｃ
が０Ｖ以上になったかどうかにより、ローサイドスイッ
チ１７ｆの電流すなわち電機子電流ｉｚが負から正へ、
すなわち固定子巻線５ｃへ流入する向きから低位直流電
源端（０Ｖ）へ流出する向きに変化したかどうかを調
べ、変化したら内蔵タイマｆをスタートし（３１８）、
変化していなければ、ハイサイドスイッチ１７ｃがオン
している期間において相電圧Ｖｃが出力電圧ＶＢ以下に
なったかどうかにより、ハイサイドスイッチ１７ｃの電
流すなわち電機子電流ｉｚが正から負へ、すなわち固定
子巻線５ｃから高位直流電源端へ流出する向きから固定
子巻線５ｃへ流入する向きに変化したかどうかを調べ
（３２０’）、変化したら内蔵タイマｃをスタートし
（３２２）、変化しなければ図１０のステップ４００へ
進む。ステップ４００以後の処理は図１０と同様であ
る。
【図１】本発明の車両用発電装置の一実施例を示すブロ
ック図である。
ック図である。
【図２】図１の三相同期発電機１００の断面図である。
【図３】図１の三相全波整流器１１の１相分を示す等価
回路図である。
回路図である。
【図４】図１のＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｆのオ
ンタイミングを示す非進相制御時のタイミングチャート
である。
ンタイミングを示す非進相制御時のタイミングチャート
である。
【図５】図１のＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１１ａ、１１ｄのオ
ンタイミングを示す進相制御時のタイミングチャートで
ある。
ンタイミングを示す進相制御時のタイミングチャートで
ある。
【図６】同じ三相同期発電機を進相制御した場合と、進
相制御しない場合とにおける界磁コイル温度とオルタ回
転数とコイル温度との関係の実験結果を示すグラフであ
る。
相制御しない場合とにおける界磁コイル温度とオルタ回
転数とコイル温度との関係の実験結果を示すグラフであ
る。
【図７】図１の実施例の制御を示すフローチャートであ
る。
る。
【図８】実施例１の非進相モードの実行ルーチンを示す
フローチャートである。
フローチャートである。
【図９】実施例１の進相モードの実行ルーチンを示すフ
ローチャートである。
ローチャートである。
【図１０】実施例１の進相モードの実行ルーチンを示す
フローチャートである。
フローチャートである。
【図１１】実施例２の車両用発電装置のブロック回路図
である。
である。
【図１２】図８のＳｉ−ＭＯＳＦＥＴ１７ａ、１７ｄの
オンタイミングを示す進相制御時のタイミングチャート
である。
オンタイミングを示す進相制御時のタイミングチャート
である。
【図１３】図８の実施例の制御を示すフローチャートで
ある。
ある。
【図１４】実施例３の車両用発電装置のブロック図であ
る。
る。
【図１５】実施例３の進相モードの実行ルーチンを示す
フローチャートである。
フローチャートである。
１００は三相同期発電機、１１ａ〜１１ｆはＳｉ−ＭＯ
ＳＦＥＴ（半導体スイッチング素子）、１１は三相全波
整流器（正逆両方向通電開閉回路であり、制御手段の一
部をなす）、７はレギュレータ（制御回路であり、制御
手段の残部をなす）。
ＳＦＥＴ（半導体スイッチング素子）、１１は三相全波
整流器（正逆両方向通電開閉回路であり、制御手段の一
部をなす）、７はレギュレータ（制御回路であり、制御
手段の残部をなす）。
Claims (24)
- 【請求項１】界磁束発生用の界磁巻線が巻装される回転
子及び発電出力発生用の固定子巻線が巻装される固定子
を備える同期発電機と、該同期発電機の発電状態を制御
する制御手段と、前記発電機の回転数に関連する物理量
を検出する回転数検出手段とを備える車両用同期発電装
置において、 前記制御手段は、前記発電機の所定の低回転数域にて前
記固定子巻線へ進相電流を通電しかつ前記界磁巻線に界
磁電流を通電することにより前記固定子巻線及び前記界
磁巻線の両方により界磁束を形成し、かつ、前記発電機
の所定の高回転数域にて前記進相電流を遮断乃至低減し
て前記界磁巻線により主として前記界磁束を形成する進
相電流給電手段を備えることを特徴とする車両用同期発
電装置。 - 【請求項２】前記進相電流給電手段は、前記高回転数域
にて前記進相電流を遮断するものである請求項１記載の
車両用同期発電装置。 - 【請求項３】前記進相電流給電手段は、前記低回転数域
の前記界磁電流を前記高い回転数域の前記界磁電流より
低減するものである請求項１又は２記載の車両用同期発
電装置。 - 【請求項４】前記同期発電機の回転子はランデル型爪状
鉄心を有するものである請求項１乃至３のいずれか記載
の車両用同期発電装置。 - 【請求項５】前記進相電流給電手段は、半導体スイッチ
ング素子で構成されるとともに複数相の前記固定子巻線
の各出力端に接続される正逆両方向通電開閉回路と、該
正逆両方向通電開閉回路を制御する制御回路とを有し、
該制御回路は、前記半導体スイッチング素子の整流動作
時の導通期間を調整して前記固定子巻線へ流入する方向
へ前記進相電流を発生させるものである請求項１乃至４
のいずれか記載の車両用同期発電装置。 - 【請求項６】前記半導体スイッチング素子は、双方向導
通素子からなる請求項５記載の車両用同期発電装置。 - 【請求項７】前記半導体スイッチング素子は、ＭＯＳＦ
ＥＴからなる請求項５記載の車両用同期発電装置。 - 【請求項８】前記ＭＯＳＦＥＴは、ＳｉＣを素材とする
ものである請求項７記載の車両用同期発電装置。 - 【請求項９】前記同期発電機の回転子の回転位相角を検
出する位相角検出手段を有し、前記進相電流給電手段は
前記回転位相角に基づいて前記半導体スイッチング素子
の整流動作時のターンオフ時点を制御するものである請
求項５乃至８のいずれかに記載の車両用同期発電装置。 - 【請求項１０】前記所定の低回転数域と所定の高回転数
域との境界回転数は、前記同期発電機の発電電圧が所定
のバッテリ電圧値を超える前記同期発電機の立ち上がり
回転数の２〜４倍の値に設定されている請求項１乃至９
のいずれかに記載の車両用同期発電装置。 - 【請求項１１】前記回転子の界磁巻線の温度に関連する
物理量を検出する温度検出手段を有し、前記進相電流給
電手段は、検出された前記物理量に基づいて前記温度が
低い場合より高い場合に前記進相電流を増大するととも
に前記界磁電流を低減するものである請求項１乃至１０
のいずれかに記載の車両用同期発電装置。 - 【請求項１２】前記温度検出手段により検出された温度
が所定値以上かどうかを判定する温度判定手段を有し、
前記進相電流給電手段は、前記温度が所定値を超える場
合に前記進相電流の給電を行うとともに前記界磁電流を
低減し、前記温度が所定値以下の場合に前記進相電流の
給電を低減乃至停止するものである請求項１１記載の車
両用同期発電装置。 - 【請求項１３】前記同期発電機は、三相以上の前記固定
子巻線を有する請求項１乃至１２記載の車両用同期発電
装置。 - 【請求項１４】前記電機子電流に関連する物理量を検出
する電流検出手段を備え、 前記制御回路は、前記電機子電流に関連する物理量に基
づいて前記固定子巻線へ通電する進相電流の通電開始時
点及び通電終了時点を決定するものであることを特徴と
する請求項５記載の車両用同期発電装置。 - 【請求項１５】前記制御回路は、前記電流検出手段の出
力値が所定値に達した時点から所定時間遅延後、前記ハ
イサイドスイッチ又はローサイドスイッチを導通又は遮
断するものである請求項１４記載の車両用同期発電装
置。 - 【請求項１６】同期発電機の界磁巻線に流れる界磁電流
を制御して、固定子巻線より発生する発電出力を制御す
る車両用同期発電装置の励磁制御方法において、 前記同期発電機の回転数に関連する物理量を検出し、前
記発電機の所定の低回転数域では前記固定子巻線へ進相
電流を給電して前記固定子巻線から界磁束を発生させ、
該固定子巻線の界磁束と前記界磁巻線に発生する界磁束
とにより発電を行い、且つ、前記発電機の所定の高回転
数域では前記固定子巻線への前記進相電流の通電を停止
乃至低減して主として前記界磁巻線の界磁束により発電
を行なうことを特徴とする車両用同期発電装置の励磁制
御方法。 - 【請求項１７】前記低回転数域の前記界磁電流を前記高
い回転数域の前記界磁電流より低減する請求項１６記載
の車両用同期発電装置の励磁制御方法。 - 【請求項１８】界磁束発生用の界磁巻線が巻装される回
転子及び発電出力発生用の固定子巻線が巻装される固定
子を備える同期発電機と、 各相の前記固定子巻線の出力端と高位直流電源端とを個
別に接続する複数のハイサイドスイッチ及び各相の前記
固定子巻線の出力端と低位直流電源端とを個別に接続す
る複数のローサイドスイッチを有する正逆両方向通電開
閉回路と、 前記ハイサイドスイッチ及びローサイドスイッチを断続
制御して前記固定子巻線に通電される電機子電流を制御
する制御回路と、 前記電機子電流に関連する物理量を検出する電流検出手
段とを備え、 前記制御回路は、前記電機子電流に関連する物理量に基
づいて前記固定子巻線へ通電する進相電流の通電開始時
点及び通電終了時点を決定することを特徴とするもので
あることを特徴とする車両用同期発電装置。 - 【請求項１９】前記制御回路は、前記電流検出手段の出
力値が所定値に達した時点から所定時間遅延後、前記ハ
イサイドスイッチ又はローサイドスイッチを導通又は遮
断するものである請求項１８記載の車両用同期発電装
置。 - 【請求項２０】前記制御回路は、前記ハイサイドスイッ
チを流れる前記電機子電流が前記高位直流電源端へ流出
する向きから前記固定子巻線へ流入する向きへ変化した
時点から所定時間遅延して前記ハイサイドスイッチを遮
断するものである請求項１９記載の車両用同期発電装
置。 - 【請求項２１】前記制御回路は、前記ローサイドスイッ
チを流れる前記電機子電流が前記固定子巻線へ流入する
向きから前記低位直流電源端へ流出する向きへ変化した
時点から所定時間遅延して前記ローサイドスイッチを遮
断するものである請求項１９記載の車両用同期発電装
置。 - 【請求項２２】前記制御回路は、前記ハイサイドスイッ
チを流れる前記電機子電流が前記高位直流電源端へ流出
する向きから前記固定子巻線へ流入する向きへ変化した
時点又は前記時点から所定時間遅延する時点にて前記ロ
ーサイドスイッチを導通するものである請求項１９記載
の車両用同期発電装置。 - 【請求項２３】前記制御回路は、前記ローサイドスイッ
チを流れる前記電機子電流が前記固定子巻線へ流入する
向きから前記低位直流電源端へ流出する向きへ変化した
時点又は前記時点から所定時間遅延する時点にて前記ハ
イサイドスイッチを導通するものである請求項１９記載
の車両用同期発電装置。 - 【請求項２４】前記ハイサイドスイッチ及び前記ローサ
イドスイッチはＭＯＳＦＥＴからなり、前記電流検出手
段は前記ＭＯＳＦＥＴとともに集積された低抵抗素子か
らなる請求項１８記載の車両用同期発電装置。
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