CN113037162B - 无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器 - Google Patents

无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器，由位移控制器和转速控制器组成，位移控制器包括振动力补偿控制模块和死区振动补偿模块；振动力补偿控制模块以实际位移与转子机械角度作为输入，输出对应的振动补偿力，由第一神经网络带通滤波器、第二神经网络带通滤波器和第三PID控制器、第四PID控制器组成；死区振动补偿模块以转子电角度与交直轴电流实际电流作为输入，输出交直轴补偿电压，由直轴方向的第三神经网络带通滤波器、交轴方向的第四神经网络带通滤波器以及第六PI控制器、第七PI控制器组成；本发明不仅对偏心问题造成的振动进行分析补偿，还对死区效应造成的振动进行补偿控制，使悬浮控制精度得到有效提高。

Description

无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器
技术领域
本发明属于无轴承电机控制领域，涉及无轴承永磁同步电机死区补偿控制与转子偏心控制技术，用于对无轴承永磁同步电机的振动进行补偿控制。
背景技术
无轴承永磁同步电机是一种高转速，高精度及无需润滑的新型特种电机，在航天航空、化工制造、半导体工业及其他需要特殊环境的领域中具有越来越广泛的应用前景。无轴承永磁同步电机作为旋转驱动电机，由于材质不均、加工误差以及装配误差等问题，不可避免会存在一定程度的转子质量偏心，在旋转时产生于转速同频的离心激振力。同时，在无轴承永磁同步电机控制过程中，必须设置死区时间来避免逆变器上下桥臂短路，而死区时间的引入使电流谐波增加，进一步增大了不平衡力的幅值，导致转子不平衡振动，影响转子的悬浮控制精度。
关于无轴承永磁同步电机的转子不平衡振动控制，现有技术大多是对转子质量偏心造成的不平衡振动进行补偿控制，而对由死区效应引起的不平衡振动却鲜有提及。中国专利公开号为CN104659990A的文献公开了无轴承电机的自适应滤波不平衡振动位移提取方法，为无轴承电机振动补偿控制的首要条件做出铺垫。中国专利公开号为CN105048913A的文献公开了一种基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，通过调节补偿电流实现悬浮振动补偿控制。但是，这些方案中对无轴承电机的振动补偿控制主要以偏心造成的振动情况进行检测与补偿，而对死区效应造成的振动却尚未提及。为提高无轴承永磁同步电机不平衡振动位移控制的精度，不仅需要对由转子质量偏心造成的转子偏心位移进行补偿，还需对死区效应造成的转子不平衡振动进行补偿，这是实现高精度无轴承永磁同步电机控制的重中之重。
发明内容
本发明的目的是提供一种无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器,能抑制无轴承永磁同步电机振动的振动补偿，以解决现有无轴承永磁同步电机在振动补偿控制中只对转子质量偏心进行振动补偿，而忽视死区效应引起的振动问题，从而实现电机转子的稳定悬浮及高效运行，并提高电机控制精度，更好地应用于电气传动系统。
本发明提供的无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器所采用的技术方案是：其由位移控制器和转速控制器组成，所述的位移控制器包括振动力补偿控制模块和死区振动补偿模块；
所述的振动力补偿控制模块以x，y方向上的实际位移x，y与转子机械角度θm作为输入，输出对应的振动补偿力Fxh，Fyh，由第一神经网络带通滤波器、第二神经网络带通滤波器和第三PID控制器、第四PID控制器组成；所述的第一神经网络带通滤波器以x方向上的实际位移x与转子机械角度θm作为输入，输出振动位移
Figure BDA0002946540100000021
以0作为给定值与振动位移
Figure BDA0002946540100000022
作差并将该差值作为第三PID控制器的输入，第三PID控制器输出振动补偿力Fxh；第二神经网络带通滤波器以y方向上的实际位移y与转子机械角度θm作为输入，输出振动位移
Figure BDA0002946540100000023
以0作为给定值与振动位移
Figure BDA00029465401000000212
作差并将该差值作为第四PID控制器的输入，第四PID控制器输出振动补偿力Fyh；所述的振动补偿力Fxh与悬浮绕组x方向的力的给定值Fx求和后输入给力电流转换模块；所述的振动补偿力Fyh与悬浮绕组y方向的力的给定值Fy求和后输入给力电流转换模块，电流转换模块获得交直轴电流给定值
Figure BDA0002946540100000024
和
Figure BDA0002946540100000025
所述的死区振动补偿模块以转子电角度θe与交直轴电流实际电流iBq，iBd作为输入，输出交直轴补偿电压uBqh，uBdh，由直轴方向的第三神经网络带通滤波器、交轴方向的第四神经网络带通滤波器以及第六PI控制器、第七PI控制器组成，第三神经网络带通滤波器以直轴方向上的实际电流iBd与转子电角度θe的6倍作为输入，得到直轴方向的谐波电流
Figure BDA0002946540100000026
以0作为给定值与谐波电流
Figure BDA0002946540100000027
作差并将结果作为第六PI控制器的输入，第六PI控制器得到直轴补偿电压uBdh，将直轴方向上的控制电压uBd与直轴补偿电压uBdh相加获得直轴指令电压
Figure BDA0002946540100000028
第四神经网络带通滤波器以交轴方向上的实际电流iBq与转子电角度θe的6倍作为输入，得到直轴方向的谐波电流
Figure BDA0002946540100000029
以0作为给定值与谐波电流
Figure BDA00029465401000000210
作差并将结果作为第七PI控制器的输入，第七PI控制器得到交轴补偿电压uBqh，将交轴方向上的控制电压uBq与交轴补偿电压uBqh相加获得交轴指令电压
Figure BDA00029465401000000211
本发明的有益效果是：
1)本发明采用死区振动补偿控制，不仅对死区进行了补偿，还能有效地抑制无轴承永磁同步电机运行过程中的振动，提高悬浮控制精度。
2)本发明采用的神经网络带通滤波器，工作原理简单，计算过程简洁，并可以根据电机的实时转速获取所需的信号。
3)本发明采用PI控制器对振动进行调节，该控制器原理简单，系数调整便捷，并且具有较强的鲁棒性。
4)在无轴承永磁同步电机振动补偿控制中，一般只考虑由偏心因素造成的振动并实施补偿控制，而死区效应引起的振动问题却未曾有人提及，这样对整个悬浮控制的精度是不利的。本发明为了使无轴承永磁同步电机有更高的悬浮控制精度，不仅对偏心问题造成的振动进行分析补偿，还对死区效应造成的振动进行补偿控制，使悬浮控制精度得到有效提高。
附图说明
为使本发明的内容更加明显易懂，以下结合附图和具体实施方式对本发明进行详细描述：
图1是本发明所述的结构原理框图；
图2是图1中转速控制器2的结构原理框图；
图3是图1中位移控制器1的结构原理框图；
图4是图3中x方向与y方向的振动力补偿模块5原理框图；
图5是图3中直轴方向与交轴方向的死区振动补偿模块6原理框图；
图6是图4中第一神经网络带通滤波器51的内部结构原理框图；
图7是图5中第二神经网络带通滤波器53的内部结构原理框图；
图8是图6中第三神经网络带通滤波器61的内部结构原理框图；
图9是图7中第四神经网络带通滤波器63的内部结构原理框图；
图10是本发明所述的电机振动补偿控制器结构总体实现原理框图。
图中：1.位移控制器；2.转速控制器；3.无轴承永磁同步电机；11.第一PID控制器；12.第二PID控制器；13.力电流转换模块；14.第四PI控制器；15.第五PI控制器；16.第三坐标变换模块；17.角度计算模块；21.第一PI控制器；22.第二PI控制器；23.第三PI控制器；24.第一坐标变换模块；25.第二坐标变换模块；26.第一SVPWM逆变器；27.编码器；28.速度计算模块；5.振动力补偿模块；51.第一神经网络带通滤波器；52.第三PID控制器；53.第二神经网络带通滤波器；54.第四PID控制器；55.第一权值调整模块；56.第二权值调整模块；6.死区振动补偿模块；61.第三神经网络带通滤波器；62.第六PI控制器；63.第四神经网络带通滤波器；64.第七PI控制器；65.第三权值调整模块；66.第四权值调整模块；90.第二SVPWM逆变器；91.第四坐标变换模块；92.位移计算模块。
具体实施方式
本发明的具体思想以及实施步骤为：
参见图1，本发明所述的无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器由位移控制器1和转速控制器2组成，位移控制器1和转速控制器2的输出端连接无轴承永磁同步电机3，对无轴承永磁同步电机3实现控制。
对于转速控制器2，如图2所示，其采用速度电流双闭环控制，其由第一PI控制器21、第二PI控制器22、第三PI控制器23、第一坐标变换模块24、第二坐标变换模块25、第一SVPWM逆变器26、编码器27和速度计算模块28组成。其中，编码器27的输出端连接速度计算模块28，编码器27从无轴承永磁同步电机3的转轴处采集到转速脉冲信号并进行累加运算，将累加后的结果ΔP输入速度计算模块28，经速度计算模块28计算得到电机转子实际转速n，转速n计算公式为：
Figure BDA0002946540100000041
式中：Ts为转速控制器2的中断周期；Le为编码器的线数。
将计算后的实际转速n与转速给定值n*作差，得到转速误差，并将该误差输入至第一PI控制器21，由第一PI控制器21调节后得到转矩绕组交轴电流给定值
Figure BDA0002946540100000042
与此同时，使用电流传感器采集无轴承永磁同步电机3的转矩两相绕组的转矩电流i2A和i2C，将转矩电流i2A和i2C输入到第二坐标变换模块25中，第二坐标变换模块25由Clarke变换和Park变换组成，经过第二坐标变换模块25对i2A和i2C转换后得到旋转坐标系下的转矩绕组交轴电流实际值iMq和转矩绕组直轴电流实际值iMd。以转矩绕组交轴电流给定值
Figure BDA0002946540100000043
和转矩绕组交轴电流实际值iMq的误差作为第二PI控制器22的输入，得到转矩绕组交轴电压给定值
Figure BDA0002946540100000044
以转矩绕组直轴电流
Figure BDA0002946540100000045
作为给定值，将
Figure BDA0002946540100000046
和转矩绕组直轴电流实际值iMd的误差作为第三PI控制器23的输入，得到转矩绕组直轴电压给定值
Figure BDA0002946540100000047
第二PI控制器22和第三PI控制器23的输出端均连接第一坐标变换模块24的输入端，第一坐标变换模块24由Park逆变换组成，该变换可将转矩绕组交轴电压给定值
Figure BDA0002946540100000048
和转矩绕组直轴电压给定值
Figure BDA0002946540100000049
转化为静止坐标系下的转矩绕组电压uMα和uMβ。第一坐标变换模块24的输出端依次串接第一SVPWM逆变器26和无轴承永磁同步电机3，第一坐标变换模块24将电压uMα和uMβ作为第一SVPWM逆变器26的输入，第一SVPWM逆变器26输出连接无轴承永磁同步电机3的输入，经第一SVPWM逆变器26得到无轴承永磁同步电机3的三相输入电压u2A、u2B、u2C。
对于位移控制器1，如图3所示，其采用位移电流双闭环控制，其由第一PID控制器11、第二PID控制器12、振动力补偿模块5、力电流转换模块13、第四PI控制器14、第五PI控制器15、死区振动补偿模块6、第三坐标变换模块16、角度计算模块17、第二SVPWM逆变器90、第四坐标变换模块91、位移计算模块92和编码器27组成。其中，通过位移传感器采集无轴承永磁同步电机3的转子位置并输入位移计算模块92，位移计算模块92将采集到的位移信号转换为实际的x和y方向的位移，将x方向的实际位移x与给定值x*作差，得到位移误差，并将该误差输入至第一PID控制器11中，由第一PID控制器11调节后得到悬浮绕组x方向的力的给定值Fx；将y方向的实际位移y与给定值y*作差，得到位移误差，并将该误差输入至第二PID控制器82中，由第二PID控制器12调节后得到悬浮绕组y方向的力的给定值Fy。
编码器27的输出端还连接角度计算模块17，编码器27输出的脉冲信号经过角度计算模块17得到转子机械角度θm，k时刻的转子机械角度计算过程为：
Figure BDA0002946540100000051
式中：ΔP为编码器27输出的脉冲的累加结果。
角度计算模块17和位移计算模块92的输出端均连接振动力补偿控制模块5的输入端，振动力补偿控制模块5以角度计算模块17输出的转子机械角度θm和位移计算模块92输出的转子实际位移x，y作为输入，获得补偿力Fxh和Fyh。
如图4所示，振动力补偿控制模块5由第一神经网络带通滤波器51、第二神经网络带通滤波器53和第三PID控制器52、第四PID控制器54组成。以x方向上的位移与转子机械角度θm作为第一神经网络带通滤波器51的输入，其输出的是振动位移
Figure BDA0002946540100000052
信号。x方向的第一神经网络带通滤波器51的具体结构如图6所示，其包括第一权值调整模块5，将实际位移x与第一神经网络带通滤波器51输出的振动位移
Figure BDA0002946540100000053
作差，得到误差信号ex，将误差信号ex与转子机械角度θm的正弦和余弦值作为第一权值调整模块55的输入，从而获得更新后的x方向上的权值ωx_1和ωx_2。第一神经网络带通滤波器51输出的振动位移
Figure BDA0002946540100000056
在k时刻的计算公式为：
Figure BDA0002946540100000054
权值ωx_1和ωx_2的计算过程采用如下公式：
Figure BDA0002946540100000055
式中：ex为x方向上滤除谐波后的分量；ωx_1，ωx_2为x方向上更新的权值；μ1为步长因子。
从而得到x方向的振动位移
Figure BDA0002946540100000061
如图4，以0作为给定值与振动位移
Figure BDA0002946540100000062
作差，并将位移差值的结果作为第三PID控制器52的输入，经第三PID控制器52调节后获得振动补偿力Fxh。
第二神经网络带通滤波器53与第一神经网络带通滤波器51的结构和原理雷同。同理，以y方向上的位移与转子机械角度θm作为第二神经网络带通滤波器53的输入，y方向的第二神经网络带通滤波器53的具体结构如图7所示，将实际位移y与第二神经网络带通滤波器53输出的振动位移
Figure BDA0002946540100000063
作差，得到误差信号ey，并将误差信号ey与转子机械角度θm的正弦和余弦值作为第二权值调整模块56的输入，从而获得更新后的y方向上的权值ωy_1和ωy_2。第二神经网络带通滤波器53输出的k时刻的振动位移信号
Figure BDA0002946540100000064
的计算公式为：
Figure BDA0002946540100000065
权值ωy_1和ωy_2的计算过程采用如下公式：
Figure BDA0002946540100000066
式中：ey为y方向上滤除谐波后的分量；ωy_1，ωy_2为y方向上更新的权值；μ1为步长因子。
从而得到y方向的振动位移信号
Figure BDA0002946540100000067
如图4，以0作为给定值与振动位移信号
Figure BDA0002946540100000068
作差，并将位移差值的结果作为第四PID控制器54的输入，经第四PID控制器54调节后得到振动补偿力Fyh。
将第一PID控制器11输出的x方向上的力Fx与振动力补偿模块5输出的x方向上的振动补偿力Fxh求和，与第二PID控制器12输出的y方向上的力Fy与振动力补偿模块5输出的y方向上的振动补偿力Fyh求和后一并输入给力电流转换模块13中，进而获得悬浮绕组的交直轴电流给定值
Figure BDA0002946540100000069
和
Figure BDA00029465401000000610
将得到的交直轴电流给定值
Figure BDA00029465401000000611
和
Figure BDA00029465401000000612
与悬浮绕组交直轴电流的实际电流iBq和iBd分别作差。其中，iBq和iBd通过电流传感器对无轴承永磁同步电机3的两相悬浮绕组电流进行采集，并将采集到的电流i1A和i1C输入至第四坐标变换模块91中，第四坐标变换模块91由Clarke变换和Park变换组成，i1A和i1C经过第四坐标变换模块91即可获得悬浮绕组交直轴的实际电流iBq和iBd，将
Figure BDA00029465401000000613
与iBq作差后的结果输入至第四PI控制器14中，进而获得悬浮绕组交轴控制电压uBq；将
Figure BDA00029465401000000614
与iBd作差后的结果输入至第五PI控制器15中，进而获得悬浮绕组直轴控制电压uBd。
以转子电角度θe和悬浮绕组交轴电流实际值iBq、悬浮绕组直轴电流实际值iBd一并输入至死区振动补偿模块6中得到补偿电压uBqh和uBdh。其中，通过编码器27采集的无轴承永磁同步电机3的脉冲信号经角度计算模块17后得到转子电角度θe，计算过程为：
θe(k)＝PMθm(k) (7)
式中：θm(k)为公式(2)中k时刻的转子机械角度；PM为转矩绕组极对数。
将得到的转子电角度θe与交直轴电流实际值iBq和iBd一并输入至死区振动补偿模块6，死区振动补偿模块6由直轴方向第三神经网络带通滤波器61、交轴第四神经网络带通滤波器63以及第六PI控制器62、第七PI控制器64组成。在死区振动补偿模块6中，直轴方向与交轴方向的补偿如图5所示。以直轴方向上的电流iBd与转子电角度θe的6倍作为直轴方向的第三神经网络带通滤波器61的输入，从而得到直轴方向的谐波电流信号
Figure BDA0002946540100000071
其中，直轴方向第三神经网络带通滤波器61的内部结构原理图如图8所示，其包括第三权值调整模块65。图8中，将直轴方向上的电流iBd与第三神经网络带通滤波器61输出的谐波电流信号
Figure BDA0002946540100000072
作差，获得误差信号eBd，将误差信号eBd与转子电角度θe的6倍的正余弦值作为第三权值调整模块65的输入，从而获得更新后的直轴方向上的权值ωd6_1和ωd6_2。第三神经网络带通滤波器61输出的k时刻的谐波电流
Figure BDA0002946540100000073
的计算公式为：
Figure BDA0002946540100000074
权值ωd6_1和ωd6_2的计算过程采用如下公式：
Figure BDA0002946540100000075
式中：eBd为直轴方向上滤除谐波后的分量；ωd6_1，ωd6_2为直轴方向上更新的6次谐波的权值；μ2为步长因子。
从而得到直轴方向的谐波电流信号
Figure BDA0002946540100000076
如图5中，以0作为给定值与谐波电流信号
Figure BDA0002946540100000077
作差，并将结果作为第六PI控制器62的输入，经第六PI控制器62调节后得到直轴补偿电压uBdh。
交轴第四神经网络带通滤波器63和第三神经网络带通滤波器61的结构雷同。同理，以交轴方向上的电流iBq与转子电角度θe的6倍作为交轴第四神经网络带通滤波器63的输入，从而得到直轴方向的谐波电流信号
Figure BDA0002946540100000078
其中，交轴方向第四神经网络带通滤波器63的内部结构原理图如图9所示，其包括第四权值调整模块66。图9中，将交轴方向上的电流iBq与第四神经网络带通滤波器63输出的谐波电流信号
Figure BDA0002946540100000081
作差，获得电流误差eBq信号，将电流误差eBq信号与转子电角度θe的6倍的正余弦值作为第四权值调整模块66的输入，从而获得更新后的直轴方向上的权值ωq6_1和ωq6_2。第四神经网络带通滤波器63输出谐波电流
Figure BDA0002946540100000082
k时刻的谐波电流
Figure BDA0002946540100000083
的计算公式为：
Figure BDA0002946540100000084
权值ωd6_1和ωd6_2的计算过程采用如下公式：
Figure BDA0002946540100000085
式中：eBq为交轴方向上滤除谐波后的分量；ωq6_1和ωq6_2为交轴方向上更新的6次谐波的权值；μ2为步长因子。
从而得到直轴方向的谐波电流信号
Figure BDA0002946540100000086
如图5所示，以0作为给定值与谐波电流信号
Figure BDA0002946540100000087
作差，并将结果作为第七PI控制器64的输入，经第七PI控制器64调节后得到交轴补偿电压uBqh。
将第四PI控制器14输出的直轴方向上的电压uBd与死区振动补偿模块中输出的直轴补偿电压uBdh相加，获得直轴指令电压
Figure BDA0002946540100000088
将第五PI控制器15输出的交轴方向上的电压uBq与死区振动补偿模块中输出的交轴补偿电压uBqh相加，获得交轴指令电压
Figure BDA0002946540100000089
将得到的
Figure BDA00029465401000000810
与
Figure BDA00029465401000000811
作为第三坐标变换模块16的输入，第三坐标变换模块16由Park反变换组成，经第三坐标变换模块16后得到静止坐标系下的悬浮绕组电压uBα和uBβ。
将悬浮绕组电压uBα和uBβ作为第二SVPWM逆变器90的输入，第二SVPWM逆变器90输出连接无轴承永磁同步电机3的输入，经第二SVPWM逆变器90得到无轴承永磁同步电机3的三相输入电压u1A、u1B、u1C。
图10示出的是本发明电机振动补偿控制器结构的总体实现原理框图，通过位移控制器1、转速控制器2以及对其中各个模块进行设计，对速度闭环和位置闭环调节器参数进行调整，实现速度闭环控制和振动补偿控制。其中，转速控制器2采用常用的直轴指令电流为0的矢量控制方法进行调速控制，位移控制器1中通过对位移的调节完成矢量控制，使无轴承永磁同步电机3的转子保持稳定运行，并通过振动力补偿模块5对位移信号中的偏心振动信号进行补偿控制，同时利用死区振动补偿控制模块6对由死区效应引起的存在于电流中的高次谐波信号进行再次补偿，可实现更加精确的振动补偿控制。
根据以上所述，便可实现本发明。对本领域的技术人员在不背离本发明的精神和保护范围的情况下做出的其它的变化和修改，仍包括在本发明保护范围之内。

Claims (10)

1.一种无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器，其由位移控制器(1)和转速控制器(2)组成，其特征是：所述的位移控制器(1)包括振动力补偿控制模块(5)和死区振动补偿模块(6)；
所述的振动力补偿控制模块(5)以x，y方向上的实际位移x，y与转子机械角度θm作为输入，输出对应的振动补偿力Fxh，Fyh，由第一神经网络带通滤波器(51)、第二神经网络带通滤波器(53)和第三PID控制器(52)、第四PID控制器(54)组成；所述的第一神经网络带通滤波器(51)以x方向上的实际位移x与转子机械角度θm作为输入，输出振动位移
Figure FDA0003491688510000011
以0作为给定值与振动位移
Figure FDA0003491688510000012
作差并将该差值作为第三PID控制器(52)的输入，第三PID控制器(52)输出振动补偿力Fxh；第二神经网络带通滤波器(53)以y方向上的实际位移y与转子机械角度θm作为输入，输出振动位移
Figure FDA0003491688510000013
以0作为给定值与振动位移
Figure FDA0003491688510000014
作差并将该差值作为第四PID控制器(54)的输入，第四PID控制器(54)输出振动补偿力Fyh；所述的振动补偿力Fxh与悬浮绕组x方向的力的给定值Fx求和后输入给力电流转换模块(13)；所述的振动补偿力Fyh与悬浮绕组y方向的力的给定值Fy求和后输入给力电流转换模块(13)，电流转换模块(13)获得交直轴电流给定值
Figure FDA0003491688510000015
和
Figure FDA0003491688510000016
所述的死区振动补偿模块(6)以转子电角度θe与交直轴电流实际电流iBq，iBd作为输入，输出交直轴补偿电压uBqh，uBdh，由直轴方向的第三神经网络带通滤波器(61)、交轴方向的第四神经网络带通滤波器(63)以及第六PI控制器(62)、第七PI控制器(64)组成，第三神经网络带通滤波器(61)以直轴方向上的实际电流iBd和6倍的转子电角度θe作为输入，得到直轴方向的谐波电流
Figure FDA0003491688510000017
以0作为给定值与谐波电流
Figure FDA0003491688510000018
作差并将结果作为第六PI控制器(62)的输入，第六PI控制器(62)得到直轴补偿电压uBdh，将直轴方向上的控制电压uBd与直轴补偿电压uBdh相加获得直轴指令电压
Figure FDA0003491688510000019
第四神经网络带通滤波器(63)以交轴方向上的实际电流iBq和6倍的转子电角度θe作为输入，得到交轴方向的谐波电流
Figure FDA00034916885100000110
以0作为给定值与谐波电流
Figure FDA00034916885100000111
作差并将结果作为第七PI控制器(64)的输入，第七PI控制器(64)得到交轴补偿电压uBqh，将交轴方向上的控制电压uBq与交轴补偿电压uBqh相加获得交轴指令电压
Figure FDA00034916885100000112
2.根据权利要求1所述的无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器，其特征是：所述的x方向的第一神经网络带通滤波器(51)包括第一权值调整模块(55)，实际位移x与振动位移
Figure FDA00034916885100000113
作差得到误差ex，误差ex与转子机械角度θm的正弦和余弦值作为第一权值调整模块(55)的输入，获得更新后的x方向上的权值ωx_1和ωx_2；第二神经网络带通滤波器(53)包括第二权值调整模块(56)，将实际位移y与振动位移
Figure FDA0003491688510000021
作差得到误差信号ey，将误差信号ey与转子机械角度θm的正弦和余弦值作为第二权值调整模块(56)的输入，获得更新后的y方向上的权值ωy_1和ωy_2。
3.根据权利要求2所述的无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器，其特征是：k时刻的振动位移
Figure FDA0003491688510000022
其中，ωx_1(k+1)＝ωx_1(k)+2μ1excosθm，ωx_2(k+1)＝ωx_2(k)+2μ1exsinθm，ωx_1，ωx_2为x方向上更新的权值；μ1为步长因子。
4.根据权利要求1所述的无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器，其特征是：所述的第三神经网络带通滤波器(61)包括第三权值调整模块(65)，直轴方向上的电流iBd与第三神经网络带通滤波器(61)输出的谐波电流信号
Figure FDA0003491688510000023
作差获得电流误差eBd，将电流误差eBd与sin6θe、cos6θe作为第三权值调整模块(65)的输入，获得更新后的直轴方向上的权值ωd6_1和ωd6_2，第三神经网络带通滤波器(61)输出谐波电流
Figure FDA0003491688510000024
第四神经网络带通滤波器(63)包括第四权值调整模块(66)，交轴方向上的电流iBq与第四神经网络带通滤波器(63)输出的谐波电流信号
Figure FDA0003491688510000025
作差获得电流误差eBq信号，将电流误差eBq与sin6θe、cos6θe作为第四权值调整模块(66)的输入，获得更新后的直轴方向上的权值ωq6_1和ωq6_2，输出谐波电流
Figure FDA0003491688510000026
5.根据权利要求4所述的无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器，其特征是：k时刻的谐波电流
Figure FDA0003491688510000027
其中，ωd6_1(k+1)＝ωd6_1(k)+2μ2eBdcos6θe，ωd6_2(k+1)＝ωd6_2(k)+2μ2eBdsin6θe，ωd6_1，ωd6_2为直轴方向上更新的6次谐波的权值，μ2为步长因子。
6.根据权利要求1所述的无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器，其特征是：x方向的实际位移x与给定值x*作差得到位移误差，并将该误差输入至第一PID控制器(11)中，由第一PID控制器(11)调节后得到悬浮绕组x方向的力的给定值Fx；将y方向的实际位移y与给定值y*作差得到位移误差并将该误差输入至第二PID控制器(12)中，由第二PID控制器(12)调节后得到悬浮绕组y方向的力的给定值Fy。
7.根据权利要求1所述的无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器，其特征是：采集无轴承永磁同步电机的两相悬浮绕组电流并将采集到的电流i1A和i1C输入至第四坐标变换模块(91)，经第四坐标变换模块(91)获得悬浮绕组的交直轴的实际电流iBq和iBd；所述的交直轴电流给定值
Figure FDA0003491688510000031
和
Figure FDA0003491688510000032
与实际电流iBq和iBd分别作差且作差后的结果输入至对应的第四PI控制器(14)和第五PI控制器(15)中，第四PI控制器(14)输出所述的直轴方向上的控制电压uBd，第五PI控制器(15)输出所述的交轴方向上的控制电压uBq。
8.根据权利要求1所述的无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器，其特征是：所述的交直轴指令电压
Figure FDA0003491688510000033
与
Figure FDA0003491688510000034
作为第三坐标变换模块(16)的输入，第三坐标变换模块(16)输出静止坐标系下的悬浮绕组电压uBα和uBβ，悬浮绕组电压uBα和uBβ作为第二SVPWM逆变器(90)的输入，第二SVPWM逆变器(90)得到无轴承永磁同步电机的三相输入电压u1A、u1B、u1C。
9.根据权利要求1所述的无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器，其特征是：采用编码器采集无轴承永磁同步电机的脉冲信号并经角度计算模块(17)得到k时刻的转子机械角度
Figure FDA0003491688510000035
△P为编码器输出的脉冲的累加结果，Le为编码器的线数。
10.根据权利要求9所述的无轴承永磁同步电机神经网络带通滤波器振动补偿控制器，其特征是：k时刻的转子电角度θe(k)＝PMθm(k)，θm(k)为k时刻的转子机械角度，PM为转矩绕组极对数。
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