CN105048914A - 基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，包括逆动态解耦转矩控制系统、转子径向位移分离与不平衡力补偿控制系统；逆动态解耦转矩控制系统是将转矩逆系统串接在原系统前形成转子磁链和转速两个线性子系统，磁链调节器及转速调节器分别对应连接原系统输出端和逆系统输入端，构成闭环系统；转子径向位移分离与不平衡力补偿控制系统将转子径向位移分解为随机位移、不平衡振动位移后分别调节，得到随机位移控制力和不平衡振动位移补偿控制力，与单边电磁拉力补偿信号比较并经力/流变换，得到综合磁悬浮控制电流，实现在转矩系统逆动态解耦控制基础上的不平衡振动补偿控制，提高了转子悬浮运行控制精度。

Description

基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统

技术领域

本发明涉及特种交流电机驱动控制技术领域，尤其适用于无轴承异步电机的高精度磁悬浮运行控制，是一种实用的基于转矩逆的转子不平衡振动控制系统。

背景技术

无轴承电机是基于磁轴承与交流电机定子结构的相似性，近年来发展起来的适合于高速运转的新型电机，在航空航天、物料密封传输、先进制造等领域具有广泛的应用前景。作为旋转驱动电机，由于材质不均、加工精度、装配误差等原因，不可避免会存在一定程度的转子质量偏心，在旋转时将产生与转速同频的不平衡激振力，导致转子不平衡振动，影响转子的悬浮控制精度。

经对现有文献和专利的检索发现，关于无轴承电机的转子不平衡振动控制技术，国内外的研究成果较少，现有研究主要集中在同步型无轴承电机控制，而且没有进行转子位移的有效分解，基本都是在传统静态磁场定向控制的基础上对不平衡激振力进行补偿。无轴承异步电机具有健壮的机械结构、适合于高速运行的特点，为在转矩系统高性能动态控制的基础上提高其转子径向位移控制的精度和实时性，急需在其转矩系统逆动态解耦控制的基础上，对转子随机位移和不平衡振动位移进行有效分解和独立控制，给出适于无轴承异步电机的转子振动补偿控制系统结构。

发明内容

本发明的主要目的在于，提供一种基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，所解决的技术问题是在转矩系统逆动态解耦控制的基础上对转子径向位移进行分离和综合补偿控制，实现转矩系统逆动态解耦控制与无轴承异步电机转子位移分离补偿控制的有机结合。

本发明是采用以下技术方案及技术措施来实现的。

本发明提出一种基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，包括逆动态解耦转矩控制系统，以及转子径向位移分离与不平衡力补偿控制系统，其中，

所述逆动态解耦转矩控制系统包括考虑电流动态的转矩逆系统、考虑电流动态的转矩原系统、转子磁链调节器及电机转速调节器，所述转矩逆系统串接在转矩原系统之前形成转子磁链和电机转速两个二阶线性子系统，所述转矩原系统包括反电压型SPWM逆变器、转子磁链观测器及无轴承异步电机，转矩逆系统输出的解耦控制变量经反矢量坐标变换送入电压型SPWM逆变器，输出三相转矩绕组电流量到无轴承异步电机，由转子磁链观测器得到的转子磁链相位角用于反矢量坐标变换，所述转子磁链调节器及电机转速调节器对应连接到转矩原系统输出端和转矩逆系统输入端，构成转子磁链与电机转速的动态解耦闭环控制系统；

所述转子径向位移分离与不平衡力补偿控制系统包括转子径向位移分离补偿控制器及电流跟踪控制PWM逆变器，结合所述转矩逆系统的状态变量，转子径向位移分离补偿控制器首先把转子径向位移信号分离为随机位移与不平衡振动位移分量信号，然后对两类位移分量信号分别独立调节，与不平衡单边电磁补偿力给定信号比较后，得到综合磁悬浮控制力给定信号，最后通过力/流变换得到综合磁悬浮控制电流给定信号，结合所述逆动态解耦转矩控制系统的转子磁链相位角，对该综合磁悬浮控制电流给定信号进行反矢量坐标变换，再送入所述电流跟踪控制PWM逆变器，得到三相磁悬浮控制电流给无轴承异步电机的三相悬浮绕组，实现转矩系统逆动态解耦控制与无轴承转子位移分离补偿控制的有机结合。

较佳的，前述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，所述考虑电流动态的转矩原系统的状态方程为：

，

式中，定义αβ为静止两相对称正交坐标系，dq为转矩系统转子磁链定向同步旋转两相对称正交坐标系，选取dq坐标系中的定子电压分量为输入变量，即，同时选取转矩系统的状态变量为 ，输出变量为 ，电机同步角速度的算式为，为转矩绕组的磁极对数，为转子旋转角速度，、为转矩绕组的d、q轴电流分量，、为转矩绕组的d、q轴电压分量，为转子时常，、为定、转子电阻，为微分算子，为转子磁链幅值，为转子磁链相位角，为dq坐标系中转矩绕组等效互感，、分别为dq坐标系中转矩绕组定、转子漏感，为dq坐标系中转矩绕组自感，，为dq坐标系中转子绕组自感，，为漏磁系数，为负载扭矩，，，，。

较佳的，前述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，所述考虑电流动态的转矩原系统的是由如下方法得到的：

（1）定义αβ为静止两相对称正交坐标系，dq为转矩系统转子磁链定向同步旋转两相对称正交坐标系；

（2）建立基于转子磁链定向的转矩系统动态数学模型：

，

建立转子磁链观测模型：

，，

其中，电机同步角速度的算式为，为转矩绕组的磁极对数，为转子旋转角速度，、为转矩绕组的d、q轴电流分量，、为转矩绕组的d、q轴电压分量，为转子时常，、为定、转子电阻，为微分算子，为转子磁链幅值，为转子磁链相位角，为dq坐标系中转矩绕组等效互感，、分别为dq坐标系中转矩绕组定、转子漏感，为dq坐标系中转矩绕组自感，，为dq坐标系中转子绕组自感，，为漏磁系数，为负载扭矩；

（3）为引入转矩系统的定子电流动态微分方程，选取dq坐标系中的定子电压分量为输入变量，即，同时选取转矩系统的状态变量为 ，输出变量为 ；

（4）由步骤（2）、（3），得到考虑电流动态的转矩原系统状态方程：

式中的系数分别为，，，。

较佳的，前述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，所述考虑电流动态的转矩逆系统的状态方程为：

，

该转矩逆系统的输出变量为即是所述转矩原系统的输入变量。

较佳的，前述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，其中所述考虑电流动态的转矩逆系统是由如下方法得到的：

（1）根据Interactor算法得出转矩原系统是可逆的，对转矩原系统的输出变量对时间求二阶导数，得到：

；

（2）取转矩逆系统的输入变量为 ，则由步骤（1）中表达式得到转矩原系统的输入变量表达式，即是考虑电流动态的转矩逆系统的状态方程：

。

较佳的，前述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，其中所述转子径向位移分离与不平衡力补偿控制系统中将转子径向位移信号经转子径向位移分离补偿控制器处理得到综合磁悬浮控制电流给定信号的方法是：

（1）定义uv为随无轴承异步电机转子同步旋转的机械坐标系，对转子径向位移信号α和β进行转子同步旋转坐标变换，经低通滤波器提取出uv坐标系中的转子不平衡振动位移信号、；

（2）对、进行反转子同步旋转坐标变换，得到αβ坐标系中的不平衡振动位移信号、，再将、与当前转子径向位移信号α和β对应比较，获得静止αβ坐标系中的转子随机位移信号、，实现随机位移与不平衡振动位移的有效分离；

（3）对转子随机位移信号、进行零值给定闭环调节，得到静止αβ坐标系中的随机位移控制力给定信号、，用以控制转子随机位移；与此同时，对转子不平衡振动位移信号、进行零值给定闭环调节，获得uv坐标系中的不平衡振动补偿控制力给定信号、，再对、进行反转子同步旋转变换，得到静止αβ坐标系中的不平衡振动补偿力给定信号、，用以控制αβ坐标系中的转子不平衡振动位移；

（4）将无轴承异步电机转子的当前径向位移信号α、β送入单边电磁拉力补偿器，得到不平衡单边电磁补偿力给定信号、，在αβ坐标系中将随机位移控制力给定信号和、不平衡振动补偿力给定信号和、不平衡单边电磁补偿力给定信号和进行对应比较，得到综合磁悬浮控制力给定信号和；

（5）根据所述逆动态解耦转矩控制系统的状态变量计算获得磁悬浮解耦运算所需要的转矩系统气隙磁链分量、；

（6）结合、对和进行力/流变换，可在dq坐标系中计算得到随机位移控制力、不平衡振动位移控制力与不平衡单边电磁补偿力的综合磁悬浮控制电流给定信号和，用以对转子随机位移、不平衡振动位移和单边电磁拉力的综合补偿控制。

较佳的，前述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，由所述综合磁悬浮控制力给定信号得到综合磁悬浮控制电流给定信号的力/流变换表达式为：

，

式中的是由电机结构决定的磁悬浮力系数，、分别为磁悬浮系统解耦运算所需要的沿d、q坐标轴向的转矩系统气隙磁链分量，在转矩系统逆动态解耦控制的基础上，和的状态变量表达式为：

，。

较佳的，前述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，由所述当前径向位移信号α、β得到不平衡单边电磁补偿力给定信号、的方法是：将所述当前径向位移信号带入单边电磁拉力补偿器公式：、，其中，为电机结构决定的径向位移刚度系数。

与现有技术相比，本发明至少具有下列优点及有益效果：

1、本发明的逆动态解耦转矩控制系统是在考虑定子电流动态的条件下对转矩系统进行逆系统动态解耦控制，可实现转子磁链和电机转速的高精度控制，省去了转矩原系统中的定子电流闭环及其逆系统实现时的负载转矩在线辨识环节，从而可在一定程度上简化无轴承异步电机控制系统的结构；

2、本发明的转子径向位移分离与不平衡力补偿控制系统是将转子径向位移分离为随机位移和不平衡振动位移两部分，并对其进行独立控制，有利于随机位移与不平衡振动位移之间的解耦独立控制以及对转子不平衡振动的高效抑制，通过单边电磁拉力补偿提高了转子的悬浮控制的稳定性；

3、本发明在转矩系统逆动态解耦控制的基础上，实现了无轴承异步电机转子随机位移、不平衡振动位移和不平衡单边电磁力的分离控制与综合补偿，提高了转子悬浮控制精度。

附图说明

图1是本发明转矩系统逆动态解耦原理图。

图2是本发明转子径向位移分离补偿控制器结构图。

图3是本发明基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统结构图。

具体实施方式

为使本发明的内容更明显易懂，以下结合具体实施例，对本发明进行详细描述。

为提高无轴承异步电机的调速控制性能，实现电机磁链精确控制、为磁悬浮系统高性能解耦控制提供条件，引入转矩系统定子电流动态微分方程，对转矩系统采用转子磁链定向逆系统动态解耦控制，实现电磁转矩控制和转子磁链控制之间的动态解耦，并在转矩系统逆动态解耦控制的基础上进行磁悬浮解耦运算所需的转矩系统气隙磁链信息。

在无轴承异步电机转子的旋转运动过程中，不可避免的转子质量偏心将激发与偏心同向的不平衡激振力；若无振动抑制措施，该激振力将使转子轴心产生周期性的径向位移波动或振动，即产生不平衡振动位移。根据无轴承异步电机转子不平衡振动位移信号与转速同频正弦交变的特征，将转子径向位移量动态分离为随机位移和不平衡振动位移两部分，并根据各自特点进行分别独立控制。

综合考虑转子偏心时的不平衡单边电磁拉力，在静止坐标系中将随机位移控制力和不平衡振动补偿控制力进行比较，得到磁悬浮控制合力的给定信号，再根据转矩系统气隙磁链信息等对磁悬浮控制合力给定进行力/流变换，可得到兼顾随机位移控制、不平衡振动位移控制及单边电磁力补偿的综合磁悬浮控制电流给定信号，在经矢量变换和电流跟踪控制逆变器等环节，在转矩系统逆动态解耦控制的基础上实现三相无轴承异步电机转子随机位移、不平衡振动位移和不平衡单边电磁力的分离控制与综合补偿。

基于上述理论分析，本发明提出了一种基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，包括逆动态解耦转矩控制系统，以及转子径向位移分离与综合补偿控制系统。其中：

所述逆动态解耦转矩控制系统包括考虑电流动态的转矩逆系统和原系统、转子磁链调节器及电机转速调节器，转矩原系统由反矢量坐标变换、电压型SPWM逆变器、转子磁链观测器构成，转矩逆系统串接在转矩原系统之前形成转子磁链和电机转速两个二阶线性子系统，两个调节器分别对应连接到转矩原系统输出端和逆系统输入端，构成转子磁链与电机转速的动态解耦闭环控制系统；

所述转子径向位移分离与综合补偿控制系统包括转子径向位移分离补偿控制器、电流跟踪控制PWM逆变器等部分，结合转矩逆系统状态变量，转子径向位移分离补偿控制器计算出兼顾随机位移控制、不平衡振动位移控制及单边电磁力补偿的综合磁悬浮控制电流给定信号，结合逆动态解耦转矩控制系统的转子磁链定向角，对该信号进行反矢量坐标变换，再经电流跟踪控制PWM逆变器控制三相悬浮绕组产生所需要的综合磁悬浮控制电流量，在转矩系统逆动态解耦控制的基础上实现三相无轴承异步电机转子随机位移、不平衡振动位移和不平衡单边电磁力的分离控制与综合补偿，提高了转子悬浮控制精度。

具体包括如下步骤：

步骤一、建立转矩系统动态数学模型

定义αβ为静止两相对称坐标系，dq为转矩系统转子磁链定向同步旋转两相对称坐标系。忽略二极悬浮磁场对四极转矩磁场的影响，考虑电机转矩绕组的定子电流动态微分方程，结合转子磁链定向的静态与动态控制约束条件，可建立式（1）中的基于转子磁链定向的转矩系统动态数学模型和式（2）中的转子磁链观测计算模型：

(1)

，(2)

其中，电机同步角速度的算式为，为转矩绕组的磁极对数，为转子旋转角速度，、为转矩绕组的d、q轴电流分量，、为转矩绕组的d、q轴电压分量，为转子时常，、为定、转子电阻，为微分算子，为转子磁链幅值，为转子磁链相位角，为dq坐标系中转矩绕组等效互感，、分别为dq坐标系中转矩绕组定、转子漏感，为dq坐标系中转矩绕组自感，，为dq坐标系中转子绕组自感，，为漏磁系数，为负载扭矩。

式（1）中定子电流分量控制和分别控制转子磁链与电机转速，其间存在复杂的非线性耦合关系。要实现转子磁链与电机转速之间的高性能解耦控制，从而为磁悬浮系统高性能控制提供条件，需要消除或抑制和之间的相互耦合，一般矢量控制变频器采用定子电流闭环对其间的相互耦合进行抑制，不但结构复杂，而且不能消除其间的耦合影响。

步骤二、考虑定子电流动态变化规律，求取转矩原系统的状态方程

1、为引入转矩系统的定子电流动态微分方程，选取dq坐标系中的定子电压分量为输入变量，即，同时选取转矩系统的状态变量为 ，输出变量为 。

2、由前述公式，可推导出考虑电流动态的转矩原系统状态方程：

(3)

式中的系数分别为，，，。

步骤三、考虑定子电流动态变化规律，求取转矩逆系统动态模型

1、根据Interactor算法分析转矩原系统的可逆性

求取对时间的导数直到输出量的导数中显含输入控制量，得如下求解结果：

(4)

(5)

取对输入变量的Jacobi矩阵为：

(6)

由于、，则Jacobi矩阵的秩为非奇异矩阵，而且系统的矢量相对阶为，可确定原SPWM转矩系统是可逆的。

2、取 ，为考虑定子电流动态的逆系统输入量，带入式(4)～(5)，可求得转矩原系统输入变量表达式，即考虑电流动态的转矩逆系统的数学模型：

(7)

考虑定子电流动态特性后，逆系统模型中不含负载转矩变量。

步骤四、采用逆系统方法对转矩系统进行动态解耦控制

如图1所示为转矩系统逆动态解耦原理图，将式（7）所表示的转矩逆系统串联在转矩原系统之前，转矩系统被动态解耦为电机转速、转子磁量两个二阶线性积分子系统，两个线性子系统的输入、输出量为、，、；对二个线性积分子系统分别配置转速调节器和转子磁链调节器，将转子磁链给定信号与转矩原系统输出的转子磁链信号进行比较后输送到磁链调节器，同时将电机转速给定信号与转矩原系统的电机转速输出信号进行比较后送到转速调节器，转子磁链调节器与转速调节器的输出信号分别对应连接到所述转矩逆系统的输入端，构成转子磁链与电机转速的动态解耦闭环控制系统。

本发明的逆动态解耦转矩控制系统考虑了定子电流动态微分方程，主要特点是：转矩原系统内部不再需要定子电流闭环、逆系统实现环节中也不再需要负载转矩变量的在线辨识计算环节，可在的一定程度上简化无轴承异步电机解耦控制系统的结构。

步骤五、建立磁悬浮系统数学模型

忽略转子偏心引起的两套绕组之间的互感耦合影响，根据无轴承异步电机的工作原理，可得到可控制磁悬浮力信号到磁悬浮绕组控制电流信号之间的力/流变换模型：

(8)

式中（8）的、分别为可控磁悬浮力给定信号的α和β轴分量，和分别为悬浮绕组控制电流给定信号的d、q轴分量，是由电机结构决定的磁悬浮力系数，其表达式为，其中的为气隙磁导率，、分别为定子铁心长度和内径；为三相对称悬浮绕组的单相激磁电感，、分别为三相整矩集中转矩绕组、三相整矩集中悬浮绕组的每相有效串联匝数。

式（8）中的、分别为磁悬浮系统解耦运算所需要的转矩系统气隙磁链的d、q坐标轴向分量，在转矩系统逆动态解耦控制的基础上，其状态变量运算表达式为：

(9)

根据径向悬浮运动动力学原理，可得到转子的径向悬浮运动方程：

(10)

式中：m为转子的质量；、为不平衡单边电磁拉力分量，其数值随转子位移量而变化，其计算表达式为：

、(11)

其中的为电机结构决定的径向位移刚度系数，α和β为转子沿静止坐标轴向的转子偏心位移分量。

步骤六、构造转子径向位移分离补偿控制器

因机械加工精度等原因，转子会存在不同程度的质量偏心，在无轴承转子旋转过程中，质量偏心将引起作用于转子的周期性不平衡离心激振力，其沿α、β方向的分量为、，其中的m为转子质量，为转子的质量偏心距，为转子的旋转机械角速度；为相对于无轴承转子同步旋转坐标系的转子质量偏心方向角。鉴于电机结构的对称性，沿α和β方向的位移刚度相等，在周期性激振力的作用下将使无轴承转子的轴心产生周期性径向位移波动，即产生不平衡振动位移。

为提高转子的悬浮控制精度，需要实时产生不平衡振动补偿控制力以克服不平衡离心激振力的影响，约束无轴承转子绕其几何轴心旋转，基于不平衡振动位移信号与转速同频正弦交变的特征，可将转子径向位移动态分离为随机位移和不平衡振动位移，并进行独立调控。为此，构造如图2所示的转子径向位移分离补偿控制器。具体步骤如下：

（1）定义为随无轴承异步电机转子同步旋转的机械坐标系，对转子径向位移信号α和β进行转子同步旋转坐标变换，经低通滤波器提取出坐标系中的转子不平衡振动位移信号、；

（2）对、进行反转子同步旋转坐标变换，得到αβ坐标系中的不平衡振动位移信号、，再将、与当前转子径向位移信号α和β对应比较，获得静止αβ坐标系中的转子随机位移信号、，实现随机位移与不平衡振动位移的有效分离；

（3）对转子随机位移信号、进行零值给定闭环调节，得到静止αβ坐标系中的随机位移控制力给定信号、，用以控制转子随机位移；与此同时，对转子不平衡振动位移信号、进行零值给定闭环调节，获得uv坐标系中的不平衡振动补偿控制力给定信号、，再对、进行反转子同步旋转变换，得到静止αβ坐标系中的不平衡振动补偿力给定信号、，用以控制αβ坐标系中的转子不平衡振动位移；

（4）将无轴承异步电机转子的当前径向位移信号α、β送入单边电磁拉力补偿器，得到不平衡单边电磁补偿力给定信号和，在αβ坐标系中将随机位移控制力给定信号和、不平衡振动补偿力给定信号和、不平衡单边电磁补偿力给定信号和进行对应比较，得到综合磁悬浮控制力给定信号和；

（5）根据逆动态解耦转矩控制系统的状态变量计算获得磁悬浮解耦运算所需要的转矩系统气隙磁链分量、；

（6）结合、对和进行“力/流变换”，可在dq坐标系中计算得到随机位移控制力、不平衡振动位移控制力与不平衡单边电磁补偿力的综合磁悬浮控制电流给定信号、，用以对转子随机位移、不平衡振动位移和单边电磁拉力的综合补偿控制。

步骤七、构造基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统

图3是本发明基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统结构图。具体方法或步骤如下：

1、把电压型SPWM逆变器与无轴承异步电机转矩系统组成的SPWM转矩系统作为控制对象，把考虑定子电流动态的转矩逆系统输出量进行反矢量坐标变换，得到三相转矩绕组电压给定信号，把电压给定信号送入电压型SPWM转矩系统逆变器，转矩系统即被动态解耦为转子磁链与电机转速两个线性子系统，再对转子磁链与电机转速两个线性子系统分别配置合适的PID调节控制器，两个调节器分别对应连接到转矩原系统的输出端和逆系统的输入端，构成转子磁链与电机转速的动态解耦闭环控制系统，即逆动态解耦转矩控制系统。

2、把无轴承异步电机转子径向位移的实时测量值α和β、考虑定子电流动态的转矩逆系统状态变量送入“转子径向位移分离补偿控制器”后输出综合磁悬浮控制电流给定信号和；结合逆动态解耦转矩控制系统的转子磁链定向角，对和信号进行反矢量坐标变换，得到三相定子悬浮绕组的电流给定信号，将经电流跟踪控制PWM逆变器，产生需要的三相磁悬浮控制电流量，送入三相磁悬浮控制绕组，构成转子径向位移分离与综合补偿控制系统，完成随机位移、不平衡振动位移的分立控制与不平衡单边电磁拉力的综合补偿。

需要说明的是，本发明的公式及字母较多，为突出本发明的重点，未释义的字母均有固定的参数含义，是本领域技术人员知悉的。

除了以上描述外,本发明还可以广泛地用在其他实施例中，并且本发明的保护范围并不受实施例的限定，其以权利要求的保护范围为准。任何熟悉本专业的技术人员，依据本发明的技术实质对以上实施例的简单修改，仍属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (8)

1.一种基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，其特征在于，其包括逆动态解耦转矩控制系统，以及转子径向位移分离与不平衡力补偿控制系统，其中，

所述逆动态解耦转矩控制系统包括考虑电流动态的转矩逆系统、考虑电流动态的转矩原系统、转子磁链调节器及电机转速调节器，所述转矩逆系统串接在转矩原系统之前形成转子磁链和电机转速两个二阶线性子系统，所述转矩原系统包括反电压型SPWM逆变器、转子磁链观测器及无轴承异步电机，转矩逆系统输出的解耦控制变量经反矢量坐标变换送入电压型SPWM逆变器，输出三相转矩绕组电流量到无轴承异步电机，由转子磁链观测器得到的转子磁链相位角用于反矢量坐标变换，所述转子磁链调节器及电机转速调节器对应连接到转矩原系统输出端和转矩逆系统输入端，构成转子磁链与电机转速的动态解耦闭环控制系统；

所述转子径向位移分离与不平衡力补偿控制系统包括转子径向位移分离补偿控制器及电流跟踪控制PWM逆变器，结合所述转矩逆系统的状态变量，转子径向位移分离补偿控制器首先把转子径向位移信号分离为随机位移与不平衡振动位移分量信号，然后对两类位移分量信号分别独立调节，与不平衡单边电磁补偿力给定信号比较后，得到综合磁悬浮控制力给定信号，最后通过力/流变换得到综合磁悬浮控制电流给定信号，结合所述逆动态解耦转矩控制系统的转子磁链相位角，对该综合磁悬浮控制电流给定信号进行反矢量坐标变换，再送入所述电流跟踪控制PWM逆变器，得到三相磁悬浮控制电流给无轴承异步电机的三相悬浮绕组，实现转矩系统逆动态解耦控制与无轴承转子位移分离补偿控制的有机结合。

2.根据权利要求1所述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，其特征在于，所述考虑电流动态的转矩原系统的状态方程为：

，

式中，定义αβ为静止两相对称正交坐标系，dq为转矩系统转子磁链定向同步旋转两相对称正交坐标系，选取dq坐标系中的定子电压分量为输入变量，即，同时选取转矩系统的状态变量为 ，输出变量为 ，电机同步角速度的算式为，为转矩绕组的磁极对数，为转子旋转角速度，、为转矩绕组的d、q轴电流分量，、为转矩绕组的d、q轴电压分量，为转子时常，、为定、转子电阻，为微分算子，为转子磁链幅值，为转子磁链相位角，为dq坐标系中转矩绕组等效互感，、分别为dq坐标系中转矩绕组定、转子漏感，为dq坐标系中转矩绕组自感，，为dq坐标系中转子绕组自感，，为漏磁系数，为负载扭矩，，，，。

3.根据权利要求2所述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，其特征在于，所述考虑电流动态的转矩原系统是由如下方法得到的：

（1）定义αβ为静止两相对称正交坐标系，dq为转矩系统转子磁链定向同步旋转两相对称正交坐标系；

（2）建立基于转子磁链定向的转矩系统动态数学模型：

，

建立转子磁链观测模型：

，，

其中，电机同步角速度的算式为，为转矩绕组的磁极对数，为转子旋转角速度，、为转矩绕组的d、q轴电流分量，、为转矩绕组的d、q轴电压分量，为转子时常，、为定、转子电阻，为微分算子，为转子磁链幅值，为转子磁链相位角，为dq坐标系中转矩绕组等效互感，、分别为dq坐标系中转矩绕组定、转子漏感，为dq坐标系中转矩绕组自感，，为dq坐标系中转子绕组自感，，为漏磁系数，为负载扭矩；

（3）为引入转矩系统的定子电流动态微分方程，选取dq坐标系中的定子电压分量为输入变量，即，同时选取转矩系统的状态变量为 ，输出变量为 ；

（4）由步骤（2）、（3），得到考虑电流动态的转矩原系统状态方程：

式中的系数分别为，，，。

4.根据权利要求1所述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，其特征在于，所述考虑电流动态的转矩逆系统的状态方程为：

，

该转矩逆系统的输出变量为即是所述转矩原系统的输入变量。

5.根据权利要求4所述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，其特征在于，所述考虑电流动态的转矩逆系统是由如下方法得到的：

（1）根据Interactor算法得出转矩原系统是可逆的，对转矩原系统的输出变量对时间求二阶导数，得到：

；

（2）取转矩逆系统的输入变量为 ，则由步骤（1）中表达式得到转矩原系统的输入变量表达式，即是考虑电流动态的转矩逆系统的状态方程：

。

6.根据权利要求1所述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，其特征在于，所述转子径向位移分离与不平衡力补偿控制系统中将转子径向位移信号经转子径向位移分离补偿控制器处理得到综合磁悬浮控制电流给定信号的方法是：

（1）定义uv为随无轴承异步电机转子同步旋转的机械坐标系，对转子径向位移信号α和β进行转子同步旋转坐标变换，经低通滤波器提取出uv坐标系中的转子不平衡振动位移信号、；

（2）对、进行反转子同步旋转坐标变换，得到αβ坐标系中的不平衡振动位移信号、，再将、与当前转子径向位移信号α和β对应比较，获得静止αβ坐标系中的转子随机位移信号、，实现随机位移与不平衡振动位移的有效分离；

（3）对转子随机位移信号、进行零值给定闭环调节，得到静止αβ坐标系中的随机位移控制力给定信号、，用以控制转子随机位移；与此同时，对转子不平衡振动位移信号、进行零值给定闭环调节，获得uv坐标系中的不平衡振动补偿控制力给定信号、，再对、进行反转子同步旋转变换，得到静止αβ坐标系中的不平衡振动补偿力给定信号、，用以控制αβ坐标系中的转子不平衡振动位移；

（4）将无轴承异步电机转子的当前径向位移信号α、β送入单边电磁拉力补偿器，得到不平衡单边电磁补偿力给定信号、，在αβ坐标系中将随机位移控制力给定信号和、不平衡振动补偿力给定信号和、不平衡单边电磁补偿力给定信号和进行对应比较，得到综合磁悬浮控制力给定信号和；

（5）根据所述逆动态解耦转矩控制系统的状态变量计算获得磁悬浮解耦运算所需要的转矩系统气隙磁链分量、；

（6）结合、对和进行力/流变换，可在dq坐标系中计算得到随机位移控制力、不平衡振动位移控制力与不平衡单边电磁补偿力的综合磁悬浮控制电流给定信号和，用以对转子随机位移、不平衡振动位移和单边电磁拉力的综合补偿控制。

7.根据权利要求1或6所述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，其特征在于，由所述综合磁悬浮控制力给定信号得到综合磁悬浮控制电流给定信号的力/流变换表达式为：

，

式中的是由电机结构决定的磁悬浮力系数，、分别为磁悬浮系统解耦运算所需要的沿d、q坐标轴向的转矩系统气隙磁链分量，在转矩系统逆动态解耦控制的基础上，和的状态变量表达式为：

，。

8.根据权利要求6所述基于转矩逆的无轴承异步电机转子振动补偿控制系统，其特征在于，由所述当前径向位移信号α、β得到不平衡单边电磁补偿力给定信号、的方法是：将所述当前径向位移信号带入单边电磁拉力补偿器公式：、，其中，为电机结构决定的径向位移刚度系数。