CN109217766B - 无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统 - Google Patents

Abstract

无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统，包括无轴承异步电机原系统、设置在无轴承异步电机原系统之前的无轴承异步电机逆系统，以及设置在无轴承异步电机逆系统之前的四个调节控制器，所述的独立逆解耦控制系统还包括气隙磁链独立观测器和转子磁链辨识器；α位移调节控制器、β位移调节控制器、磁链调节控制器和转速调节控制器均由极点配置法构造而成；无轴承异步电机原系统由独立磁悬浮原系统和独立转矩原系统组成该控制系统是一种实时性较强的高性能磁悬浮解耦控制系统，可实现无轴承异步电机的动态解耦控制、简化系统模型的复杂性、避免磁悬浮系统逆模型对转矩系统磁场定向方式的依赖，尤其适用于对动态控制性能要求较高的高速电机驱动应用场合。

Description

无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统

技术领域

本发明涉及新型特种交流电机驱动与控制技术领域，具体说的是无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统。

背景技术

无轴承电机是基于磁轴承与交流电机定子结构的相似性而提出的适合于高速运转的新型电机，在航空航天、物料密封传输、先进制造等领域具有广泛的应用前景。对现有文献和专利检索发现，无轴承电机内部存在复杂的电磁耦合关系，为此国内外已对其进行过逆解耦控制研究，但整体逆系统模型复杂，不便于工程应用；在逆系统建模时，现有研究大多忽略了定子电流动态方程，导致逆模型中包含有难以预测的负载转矩变量；在原系统中需通过定子电流闭环来抑制电流分量之间的非线性交叉耦合。为实现无轴承异步电机的高性能解耦控制、简化系统模型的复杂性、避免磁悬浮系统逆模型对转矩系统磁场定向方式的依赖，需提出新的无轴承异步电机的控制系统结构。

发明内容

为解决上述技术问题，本发明提供一种无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统，该控制系统是一种实时性较强的高性能磁悬浮解耦控制系统，可实现无轴承异步电机的动态解耦控制、简化系统模型的复杂性、避免磁悬浮系统逆模型对转矩系统磁场定向方式的依赖，尤其适用于对动态控制性能要求较高的高速电机驱动应用场合。

为实现上述技术目的，所采用的技术方案是：无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统，包括无轴承异步电机原系统、设置在无轴承异步电机原系统之前的无轴承异步电机逆系统，以及设置在无轴承异步电机逆系统之前的四个调节控制器，四个调节控制器为α位移调节控制器、β位移调节控制器、磁链调节控制器和转速调节控制器；

所述的独立逆解耦控制系统还包括气隙磁链独立观测器和转子磁链辨识器；

所述的α位移调节控制器、β位移调节控制器、磁链调节控制器和转速调节控制器均由极点配置法构造而成；

所述的无轴承异步电机原系统由独立磁悬浮原系统和独立转矩原系统组成；

所述的无轴承异步电机逆系统由并联排列的独立磁悬浮逆系统和独立转矩逆系统组成；独立磁悬浮逆系统的输入端与α位移调节控制器、β位移调节控制器的输出端连接，独立转矩逆系统的输入端与磁链调节控制器、转速调节控制器的输出端连接；

所述的独立磁悬浮逆系统的输入端与气隙磁链独立观测器的气隙磁链α、β轴分量输出端连接，独立磁悬浮逆系统与独立磁悬浮原系统串联，将独立磁悬浮系统解耦为α径向位移分量伪线性二阶积分子系统和β径向位移分量伪线性二阶积分子系统，α径向位移分量伪线性二阶积分子系统的α向径向位移的给定信号和检测反馈信号连接到α位移调节控制器的输入端，β径向位移分量伪线性二阶积分子系统的β向径向位移的给定信号和检测反馈信号连接到β位移调节控制器的输入端，实现α径向位移分量伪线性二阶积分子系统和β径向位移分量伪线性二阶积分子系统控制闭环；

所述的独立转矩逆系统与独立转矩原系统串联，将独立转矩系统解耦为电机转速伪线性二阶积分子系统和转子磁链伪线性二阶积分子系统，电机转速伪线性二阶积分子系统的电机转速的给定信号和反馈信号连接到转速调节控制器的输入端，转子磁链伪线性二阶积分子系统的转子磁链给定信号和经转子磁链辨识器得到的转子磁链反馈信号连接到磁链调节控制器的输入端，实现电机转速伪线性二阶积分子系统和转子磁链伪线性二阶积分子系统控制闭环。

本发明所述的独立转矩逆系统的模型为

设定x_t＝(x_1t,x_2t,x_3t,x_4t)^T＝(i_s1d,i_s1q,ψ_r1,ω_r)^T，y_t＝(y_1t,y_2t)^T＝(ψ_r1,ω_r)^T，

i_s1d、i_s1q为d-q坐标系下转矩绕组的d、q轴定子电流分量，ψ_r1为d-q坐标系下独立转矩原系统转子磁链的幅值；ω_r为转子机械旋转角速度， u_t＝(u_1t,u_2t)^T＝(u_s1d,u_s1q)^T，u_s1d、u_s1q为d-q坐标系下转矩绕组的d、q轴定子电压分量，式(10)中，

δ＝R_r1/L_r1，ξ＝1/σL_s1，η＝L_m1/L_r1，μ＝p_nL_m1/JL_r1，p_n是磁极对数；R_s1和R_r1分别为独立转矩系统的定子绕组电阻和转子绕组电阻；L_s1为等效两相定子绕组自电感；L_r1为等效两相转子绕组自电感；L_m1为定转子绕组之间的互感；

为电机漏磁系数；J为转动惯量；p_n为转矩绕组的磁极对数。

本发明所述的独立磁悬浮逆系统的模型为

设定

u_s＝(u_1s,u_2s)^T＝(i_s2α,i_s2β)^T， y_s＝(y_1s,y_2s)^T＝(α,β)^T，

变量α和β分别为沿水平和垂直方向的转子径向位移分量，

和

分别为沿水平和垂直方向转子径向位移分量的时间导数项， i_s2α、i_s2β分别为α-β坐标系中的磁悬浮控制电流分量，式(22)中：m为转子质量；ψ_1α、ψ_1β为α-β坐标系中独立转矩系统气隙磁链的α、β轴分量；K_s是径向位移刚度系数； K_m是由电机结构决定的磁悬浮力系数。

本发明所述的独立磁悬浮系统解耦运算所需要的独立转矩原系统气隙磁链的α、β轴分量ψ_1α和ψ_1β，通过气隙磁链观测器独立观测计算得到，所述的气隙磁链观测器表达式为

其中：L_r1l为独立转矩原系统等效两相转子绕组的漏电感；u_s1α、u_s1β为α-β坐标系中转矩绕组定子电压的α、β轴分量；i_s1α、i_s1β为α-β坐标系中转矩绕组定子电流的α、β轴分量，R_s1为独立转矩原系统的定子绕组电阻。

本发明所述的四个调节控制器的构建方法为：

首先，根据解耦后的各个子系统近似传递函数G(s)＝1/s²，以及前馈和反馈调节控制器的传递函数，构造出子系统的闭环传递函数为：

其中，a₀、a₁为前馈和反馈调节控制器的参数，然后，将个子系统转化为“标准二阶系统”，此时各个子系统的闭环传递函数可表示为：

式(24)中的ζ为系统阻尼比，ω_n为系统响应角频率。

最后，确定前馈加反馈调节控制器的参数。对比式(23)和(24)的对应项，按对应项系数相对的原则，可确定出前馈和反馈调节控制器的参数a₀、a₁表达式：

根据前述选定的阻尼比参数ζ和响应角频率参数ω_n，即可求出前馈和反馈调节控制器的参数。

本发明有益效果是：采用本发明给出的无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统，把无轴承异步电机系统中的转矩系统和磁悬浮系统分离为两个独立系统，所得到的独立转矩系统和独立磁悬浮系统的原系统模型和逆系统模型都比较简单，使得无轴承异步电机整体系统模型得到有效简化，便于工程技术实现。同时，因为转矩绕组定子电流动态变化过程中的交叉耦合项已通过逆系统方法实现解耦，可省去独立转矩原系统中的电流闭环；因为系统建模时已考虑了转矩绕组电流动态特性，所建立的独立转矩系统逆模型中不再包含难以预测的负载转矩变量，在独立转矩逆系统实现时可省掉对转矩变量的在线辨识环节；采用极点配置法配置各闭环子系统的调节控制器，可在保证各子系统稳定性的基础上保障其阻尼比和响应速度的需求。总之，本发明给出的无轴承异步电机独立逆解耦控制系统，具有整体系统结构简单、模型和算法简单、易于工程技术实现等优点。

附图说明

图1为无轴承异步电机独立逆系统解耦原理示意图；

图2为闭环子系统调节控制器结构示意图；

图3为无轴承异步电机独立逆解耦控制系统原理结构图；

具体实施方式

无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统，包括无轴承异步电机原系统、设置在无轴承异步电机原系统之前的无轴承异步电机逆系统，以及设置在无轴承异步电机逆系统之前的四个调节控制器，四个调节控制器为α位移调节控制器、β位移调节控制器、磁链调节控制器和转速调节控制器：

所述的独立逆解耦控制系统还包括气隙磁链独立观测器和转子磁链辨识器；

所述的α位移调节控制器、β位移调节控制器、磁链调节控制器和转速调节控制器均由极点配置法构造而成；

所述的无轴承异步电机原系统由独立磁悬浮原系统和独立转矩原系统组成；

所述的无轴承异步电机逆系统由并联排列的独立磁悬逆系统和独立转矩逆系统组成；独立磁悬浮逆系统的输入端与α位移调节控制器、β位移调节控制器的输出端连接，独立转矩逆系统的输入端与磁链调节控制器、转速调节控制器的输出端连接；

所述的独立磁悬浮逆系统的输入端与气隙磁链独立观测器的气隙磁链α、β轴分量输出端连接，独立磁悬浮逆系统与独立磁悬浮原系统串联，将独立磁悬浮系统解耦为α径向位移分量伪线性二阶积分子系统和β径向位移分量伪线性二阶积分子系统，α径向位移分量伪线性二阶积分子系统的α向径向位移的给定信号检测反馈信号连接到α位移调节控制器的输入端，β径向位移分量伪线性二阶积分子系统的β向径向位移的给定信号和检测反馈信号连接到β位移调节控制器的输入端，实现α径向位移分量伪线性二阶积分子系统和β径向位移分量伪线性二阶积分子系统控制闭环。

所述的独立转矩逆系统与独立转矩原系统串联，将独立转矩系统解耦为电机转速伪线性二阶积分子系统和转子磁链伪线性二阶积分子系统，电机转速伪线性二阶积分子系统的电机转速的给定信号和反馈信号连接到转速调节控制器的输入端，转子磁链伪线性二阶积分子系统的转子磁链给定信号和经转子磁链辨识器得到的转子磁链反馈信号连接磁链调节控制器和转速调节控制器的输入端，实现电机转速伪线性二阶积分子系统和转子磁链伪线性二阶积分子系统控制闭环。

专利发明原理依据：

1)无轴承异步电机是一个多变量、非线性、强耦合的复杂对象，其中存在复杂的非线性电磁耦合关系；逆系统法是适于多变量、复杂非线性系统的动态解耦控制方法，能实现无轴承异步电机内部各耦合变量之间的交叉耦合关系。

2)因磁悬浮控制磁场相对比较微弱，无轴承异步电机的转矩系统控制基本不受磁悬浮系统的影响，可以进行独立的逆系统解耦控制；无轴承异步电机的磁悬浮系统，需要根据转矩系统的气隙磁链信息进行控制，而转矩系统的气隙磁链可根据其定子电压、电流和定子电阻参数等实时独立观测计算得到，且不受易变的转子电阻参数影响、不受当前转矩系统磁场定向方式的限制，因此对磁悬浮系统进行独立逆系统解耦控制也是可行的。

3)对转矩系统和磁悬浮系统进行独立逆系统解耦之后，再采用线性系统理论对各子系统进行闭环调节控制器的综合，配置出合适的调节器，即可实现无轴承异步电动机的高性能动态运行控制。

为了实现上述目的，本发明采取的技术手段为：一种无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统，包括以下步骤：

1)独立转矩系统建模

定义：d-q坐标系为转矩系统转子磁链定向坐标系。

首先，建立独立转矩原系统的原模型。考虑转矩系统定子电流动态特性，兼顾考虑约束条件

其中ψ_r1d和ψ_r1q分别是独立转矩原系统转子磁链的d、q轴分量，分别选取独立转矩原系统的输入变量u_t、状态变量x_t、输出变量y_t为：

u_t＝(u_1t,u_2t)^T＝(u_s1d,u_s1q)^T (1)

x_t＝(x_1t,x_2t,x_3t,x_4t)^T＝(i_s1d,i_s1q,ψ_r1,ω_r)^T (2)

y_t＝(y_1t,y_2t)^T＝(ψ_r1,ω_r)^T (3)

其中：u_s1d、u_s1q为d-q坐标系下转矩绕组的d、q轴定子电压分量；i_s1d、i_s1q为d-q 坐标系下转矩绕组的d、q轴定子电流分量；ψ_r1为d-q坐标系下独立转矩原系统转子磁链的幅值；ω_r为转子机械旋转角速度。

则根据无轴承异步电机的工作原理，可推导求出d-q坐标系中的独立转矩原系统状态方程，也即原模型为：

其中：

δ＝R_r1/L_r1，ξ＝1/σL_s1，η＝L_m1/L_r1，μ＝p_nL_m1/JL_r1，p_n是磁极对数；R_s1和R_r1分别为独立转矩原系统的定子绕组电阻和转子绕组电阻；L_s1为等效两相定子绕组自电感；L_r1为等效两相转子绕组自电感；L_m1为定转子绕组之间的互感；

为电机漏磁系数；J为转动惯量；p_n为转矩绕组的磁极对数；T_L为负载转矩。

然后，建立独立转矩逆系统的模型。利用Interactor算法，对独立转矩原系统依次计算其输出变量对时间的导数，直至其某阶导数中显含输入变量为止。具体过程如下：

令：

则可推导出独立转矩原系统的Jacobi矩阵为：

独立转矩原系统的雅克比矩阵A_t是满秩的、且其矢量相对阶之和均等于其状态方程的阶数，因此独立转矩原系统是可逆的。

令：

将式(9)带入式(5)～(6)，可求得d-q坐标系中的独立转矩逆系统的模型：

在考虑定子电流动态之后，在式(10)独立转矩逆系统的模型中不再含有难以预测的负载转矩变量T_L。

2)独立磁悬浮系统建模

定义：α-β坐标系为静止两相对称坐标系，其中α轴与水平方向磁悬浮线圈的轴线方向一致，β轴与垂直方向磁悬浮线圈的轴线方向一致。

首先，建立独立磁悬浮原系统的模型。选取独立磁悬浮原系统的输入变量u_s、状态变量x_s、输出变量y_s分别为：

u_s＝(u_1s,u_2s)^T＝(i_s2α,i_s2β)^T (11)

y_s＝(y_1s,y_2s)^T＝(α,β)^T (13)

其中：i_s2α、i_s2β分别为α-β坐标系中的磁悬浮控制电流分量；变量α和β分别为沿水平和垂直方向的转子径向位移分量，

和

分别为沿水平和垂直方向转子径向位移分量的时间导数项。

根据无轴承异步电机的工作原理，可推导求出α-β坐标系中的独立磁悬浮原系统的状态方程，即模型为：

式(14)中：m为转子质量；ψ_1α、ψ_1β为α-β坐标系中独立转矩原系统气隙磁链的α、β轴分量；K_s是径向位移刚度系数；K_m是由电机结构决定的磁悬浮力系数，其表达式为：

其中的L_2ms为三相悬浮绕组的单相激磁电感；μ₀为气隙磁导率，l为电机铁芯有效长度， r为转子外径；N₁、N₂分别为三相整矩集中转矩绕组和悬浮绕组的单相有效串联匝数。

式(14)中所需要的独立转矩原系统气隙磁链的α、β轴分量ψ_1α和ψ_1β，其独立观测计算表达式，即气隙磁链独立观测器的模型为：

其中：L_r1l为独立转矩原系统等效两相转子绕组的漏电感；u_s1α、u_s1β为α-β坐标系中转矩绕组定子电压的α、β轴分量；i_s1α、i_s1β为α-β坐标系中转矩绕组定子电流的α、β轴分量。

然后，建立独立磁悬浮系统的逆模型。利用Interactor算法，对独立磁悬浮原系统依次计算输出变量对时间的导数，直至其某阶导数中显含输入变量为止。具体过程如下：

令：

则可推导出独立磁悬浮系统的Jacobi矩阵为：

在正常运行过程中，ψ_r和

都不为零，独立磁悬浮系统的雅克比矩阵A_s都是满秩的、且其矢量相对阶之和等于其状态方程的阶数，因此独立磁悬浮系统是可逆的。

令：

将式(21)带入式(17)～(18)，可求得α-β坐标系中的独立磁悬浮系统逆模型：

式(22)所示的独立磁悬浮系统逆模型，其所需要的独立转矩系统气隙磁链，可根据定子电压和定子电流等变量通过实时独立观测计算得到，因此，该独立磁悬浮逆系统的模型与独立转矩系统的磁场定向控制方式无关。

3)无轴承异步电机的独立逆系统解耦

把无轴承异步电机及其驱动逆变器看做无轴承异步电机复合被控对象也即无轴承异步电机原系统；根据(式16)构成气隙磁链独立观测器，把气隙磁链独立观测器输出的独立转矩原系统气隙磁链分量ψ_1α和ψ_1β送入独立磁悬浮系统逆系统的模型(式22)，用于磁悬浮控制电流的解耦计算；把独立转矩系统逆系统(式10)与独立磁悬浮逆系统逆(式 22)并联排列之后，再与无轴承异步电机原系统串联，也即把独立转矩逆系统与独立转矩原系统对应串联，把独立磁悬浮逆系统与独立磁悬浮原系统对应串联，则无轴承异步电机原系统中的独立转矩原系统被线性化解耦为转子磁链、转速两个伪线性二阶线性积分子系统，无轴承异步电机原系统中的独立磁悬浮原系统被线性化解耦为α和β径向位移分量的两个伪线性二阶线性积分子系统，各子系统的线性化传递函数为1/s²，从而完成无轴承异步电机的独立逆系统解耦，如图1所示。

4)子系统的闭环综合

因工况和电机参数时变性等因素，经逆系统解耦得到的各个子系统属于伪线性子系统，需要进行闭环控制系统综合以便提高动态控制性能。经逆系统解耦得到的四个子系统的开环传递函数都可近似表示为G(s)＝1/s²，属于二阶积分型线性子系统。本专利采用前馈加反馈调节控制器结构，附带调节控制器后的单个闭环综合子系统结构图如图2所示，其中的y_i ^*代表子系统的给定信号或期望输出信号，y_i代表子系统的实际输出变量， v_i代表子系统逆模型的输入变量，a₀、a₁为前馈和反馈调节控制器的参数。通过“极点配置”法来完成二阶积分型线性子系统的调节控制器闭环综合设计，具体为：

首先，根据解耦后的子系统近似传递函数G(s)＝1/s²，以及前馈和反馈调节控制器的传递函数，构造出子系统的闭环传递函数为：

然后，将个子系统转化为“标准二阶系统”，此时各个子系统的闭环传递函数可表示为：

式(24)中的ζ为系统阻尼比，ω_n为系统响应角频率。

其次，确定ζ和ω_n参数。通常情况下取ζ＝0.707时，系统的超调适当、调节时间较短，因此选阻尼比为0.707。在阻尼比确定后，根据系统响应速度需求，选取参数ω_n。此处选定各子系统的响应角频率为ω_n＝100rad/s，此时各个子系统的闭环传递函数就转化为：

最后，确定前馈加反馈调节控制器的参数。对比式(23)和(24)的对应项，按对应项系数相对的原则，可确定出前馈和反馈调节控制器的参数a₀、a₁表达式：

根据前述选定的阻尼比参数ζ和响应角频率参数ω_n，即可求出前馈加反馈调节控制器的参数；此处分别为a₀＝10000，a₁＝141.4。

5)构建无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统结构

为提高无轴承异步电机的动态控制性能，本发明提出如图3所示的无轴承异步电机独立逆系统解耦控制系统结构，具体包括如下步骤：

(1)把独立转矩逆系统的输出量u_1t、u_2t分别与独立转矩原系统的

信号端对应连接，通过逆系统方法把独立转矩原系统解耦为电机转速、转子磁链等两个独立的伪线性二阶积分子系统；对独立转矩原系统的输入信号

进行2r/3s坐标变换之后，经SPWM控制逆变器输出独立转矩原系统的三相定子绕组电压u_s1a、u_s1b、u_s1c。

(2)根据式(10)进行独立转矩原系统气隙磁链α、β轴分量ψ_1α和ψ_1β的独立实时观测计算，气隙磁链独立观测器输出的气隙磁链α、β轴分量ψ_1α和ψ_1β送入独立磁悬浮逆系统，用于磁悬浮控制电流的解耦计算；把独立磁悬浮逆系统的输出量u_1s、u_2s分别与独立磁悬浮原系统的

信号端对应连接，通过逆系统方法把独立磁悬浮原系统解耦为α和β径向位移分量等两个伪线性二阶积分子系统；对独立磁悬浮原系统的输入信号

进行2/3坐标变换之后，再经CRPWM电流跟踪控制逆变器输出独立磁悬浮原系统的三相定子绕组电流i_s2a、i_s2b、i_s2c。

(3)按照图2所示极点配置法，构造出磁链、转速、α位移和β位移等各个线性化解耦闭环子系统的调节控制器。

(4)构建各解耦子系统的控制闭环。具体为，把α向位移的检测反馈信号与其零值给定信号α^*送入α位移调节控制器，再把α位移调节控制器的输出端连接到独立磁悬浮逆系统的v_1s输入端；把β向位移的检测反馈信号与其零值给定信号β^*送入β位移调节控制器，再把β位移调节控制器的输出端连接到独立磁悬浮逆系统的v_2s输入端。把从转子磁链辨识环节得到的转子磁链反馈信号ψ_r1与转子磁链给定信号

送入磁链调节控制器，再把磁链调节控制器的输出端连接到独立转矩逆系统的v_1t输入端；把电机转速的反馈信号ω_r与其给定信号

送入转速调节控制器，再把转速调节控制器的输出端连接到独立转矩逆系统的v_2t输入端。

经过上述(1)、(2)、(3)、(4)步骤，即可构造出图3所示的无轴承异步电机独立逆解耦控制系统结构。

Claims (3)

1.无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统，包括无轴承异步电机原系统、设置在无轴承异步电机原系统之前的无轴承异步电机逆系统，以及设置在无轴承异步电机逆系统之前的四个调节控制器，四个调节控制器为α位移调节控制器、β位移调节控制器、磁链调节控制器和转速调节控制器，其特征在于：

所述的独立逆解耦控制系统还包括气隙磁链独立观测器和转子磁链辨识器；

所述的α位移调节控制器、β位移调节控制器、磁链调节控制器和转速调节控制器均由极点配置法构造而成；

四个调节控制器的构建方法为：

首先，根据解耦后的各个子系统近似传递函数G(s)＝1/s²，以及前馈和反馈调节控制器的传递函数，构造出子系统的闭环传递函数为：

其中，a₀、a₁为前馈和反馈调节控制器的参数，然后，将个子系统转化为标准二阶系统，此时各个子系统的闭环传递函数可表示为：

式(24)中的ζ为系统阻尼比，ω_n为系统响应角频率；

最后，确定前馈加反馈调节控制器的参数，对比式(23)和(24)的对应项，按对应项系数相对的原则，可确定出前馈和反馈调节控制器的参数a₀、a₁表达式：

根据前述选定的阻尼比参数ζ和响应角频率参数ω_n，即可求出前馈和反馈调节控制器的参数；

所述的无轴承异步电机原系统由独立磁悬浮原系统和独立转矩原系统组成；

所述的无轴承异步电机逆系统由并联排列的独立磁悬浮逆系统和独立转矩逆系统组成；独立磁悬浮逆系统的输入端与α位移调节控制器、β位移调节控制器的输出端连接，独立转矩逆系统的输入端与磁链调节控制器、转速调节控制器的输出端连接；

所述的独立磁悬浮逆系统的模型为

设定

u_s＝(u_1s,u_2s)^T＝(i_s2α,i_s2β)^T，y_s＝(y_1s,y_2s)^T＝(α,β)^T，

变量α和β分别为沿水平和垂直方向的转子径向位移分量，

和

分别为沿水平和垂直方向转子径向位移分量的时间导数项，i_s2α、i_s2β分别为α-β坐标系中的磁悬浮控制电流分量，式(22)中：m为转子质量；ψ_1α、ψ_1β为α-β坐标系中独立转矩原系统气隙磁链的α、β轴分量；K_s是径向位移刚度系数；K_m是由电机结构决定的磁悬浮力系数；

所述的独立磁悬浮逆系统的输入端与气隙磁链独立观测器的气隙磁链α、β轴分量输出端连接，独立磁悬浮逆系统与独立磁悬浮原系统串联，将独立磁悬浮系统解耦为α径向位移分量伪线性二阶积分子系统和β径向位移分量伪线性二阶积分子系统，α径向位移分量伪线性二阶积分子系统的α向径向位移的给定信号与检测反馈信号连接到α位移调节控制器的输入端，β径向位移分量伪线性二阶积分子系统的β向径向位移的给定信号与检测反馈信号连接到β位移调节控制器的输入端，实现α径向位移分量伪线性二阶积分子系统和β径向位移分量伪线性二阶积分子系统控制闭环；

所述的独立转矩逆系统与独立转矩原系统串联，将独立转矩系统解耦为电机转速伪线性二阶积分子系统和转子磁链伪线性二阶积分子系统，电机转速伪线性二阶积分子系统的电机转速的给定信号和反馈信号连接到转速调节控制器的输入端，转子磁链伪线性二阶积分子系统的转子磁链给定信号和经转子磁链辨识器得到的转子磁链反馈信号连接到磁链调节控制器和转速调节控制器的输入端，实现电机转速伪线性二阶积分子系统和转子磁链伪线性二阶积分子系统控制闭环。

2.如权利要求1所述的无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统，其特征在于：所述的独立转矩逆系统的模型为

设定x_t＝(x_1t,x_2t,x_3t,x_4t)^T＝(i_s1d,i_s1q,ψ_r1,ω_r)^T，y_t＝(y_1t,y_2t)^T＝(ψ_r1,ω_r)^T，

i_s1d、i_s1q为d-q坐标系下转矩绕组的d、q轴定子电流分量，ψ_r1为d-q坐标系下独立转矩系统转子磁链的幅值；ω_r为转子机械旋转角速度，u_t＝(u_1t,u_2t)^T＝(u_s1d,u_s1q)^T，u_s1d、u_s1q为d-q坐标系下转矩绕组的d、q轴定子电压分量，式(10)中，

δ＝R_r1/L_r1，ξ＝1/σL_s1，η＝L_m1/L_r1，μ＝p_nL_m1/JL_r1，p_n是磁极对数；R_s1和R_r1分别为独立转矩原系统的定子绕组电阻和转子绕组电阻；L_s1为等效两相定子绕组自电感；L_r1为等效两相转子绕组自电感；L_m1为定转子绕组之间的互感；

为电机漏磁系数；J为转动惯量。

3.如权利要求1所述的无轴承异步电机的独立逆解耦控制系统，其特征在于：所述的独立磁悬浮系统解耦运算所需要的独立转矩原系统气隙磁链的α、β轴分量ψ_1α和ψ_1β，通过气隙磁链观测器独立观测计算得到，所述的气隙磁链观测器表达式为

其中：L_s1l为独立转矩原系统等效两相定子绕组的漏电感；u_s1α、u_s1β为α-β坐标系中转矩绕组定子电压的α、β轴分量；i_s1α、i_s1β为α-β坐标系中转矩绕组定子电流的α、β轴分量，R_s1为独立转矩原系统的定子绕组电阻。

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