CN105048913B

CN105048913B - 基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统

Info

Publication number: CN105048913B
Application number: CN201510461711.3A
Authority: CN
Inventors: 卜文绍; 王程远; 刘磊坡; 李晓强; 程相辉; 乔岩茹; 肖隽亚; 路春晓; 叶宇程
Original assignee: Henan University of Science and Technology
Current assignee: Henan University of Science and Technology
Priority date: 2015-07-31
Filing date: 2015-07-31
Publication date: 2017-09-22
Anticipated expiration: 2035-07-31
Also published as: CN105048913A

Abstract

本发明公开一种基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，转子磁链定向矢量控制变频调速器为转矩绕组提供电流以控制电机转速和转子磁链，并输出转矩绕组定子电流分量、转子磁链信号给气隙磁链观测器，随机位移控制逆系统串在原系统前形成两个线性积分子系统，转子径向位移送入位移分离与不平衡振动补偿力发生器，得到随机位移和不平衡振动补偿力，随机位移经随机位移调节器送入逆系统，构成闭环控制，逆系统输出随机位移控制电流；不平衡振动补偿力经力/流变换得到不平衡振动补偿控制电流，与随机位移控制电流对应比较，得到合成磁悬浮控制电流，送入原系统产生三相磁悬浮控制电流，实现无轴承异步电机的不平衡振动电流补偿控制。

Description

基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统

技术领域

本发明涉及特种交流电机驱动控制技术领域，尤其适用于无轴承异步电机的高精度磁悬浮运行控制，是一种简便实用的无轴承异步电机转子不平衡振动控制系统。

背景技术

无轴承电机是基于磁轴承与交流电机定子结构的相似性，近年来发展起来的适合于高速运转的新型电机，在航空航天、物料密封传输、先进制造等领域具有广泛的应用前景。作为旋转驱动电机，由于材质不均、加工精度、装配误差等原因，不可避免会存在一定程度的转子质量偏心，在旋转时将产生与转速同频的激振力，导致转子不平衡振动，影响转子的悬浮控制精度。

经对现有文献和专利的检索发现，关于无轴承电机的转子不平衡振动控制技术，国内外的研究成果较少，现有成果主要集中在基于静态磁场定向控制上的同步型无轴承电机不平衡振动，振动补偿方式大多为“位移补偿”，而且没有对随机位移和不平衡位移进行独立控制，振动抑制效果有限；无轴承异步电机具有健壮的机械结构、适合于高速运行的特点，而国内外无轴承异步电机振动控制方面报道非常少；控制无轴承转子径向位移依靠的是径向磁悬浮力，而控制磁悬浮力最终依靠的是悬浮绕组“控制电流”。因此，为提高无轴承异步电机转子磁悬浮控制精度和实时性，急需在转子转子位移分离的基础上，把逆系统等现代控制理论引入到磁悬浮系统动态控制，探索新的不平衡振动“电流补偿”方式，构建出基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统。

发明内容

本发明的主要目的是提供一种基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，所解决的技术问题是在转子随机位移逆系统动态解耦控制的基础上进行转子不平衡振动的电流补偿控制，提高无轴承转子的磁悬浮控制精度。

本发明是采用以下技术方案及技术措施来实现的。

依据本发明提出的一种基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，包括磁悬浮控制原系统、随机位移控制逆系统、α和β轴随机位移调节器、以及位移分离与不平衡振动补偿力发生器，所述磁悬浮控制原系统包括转子磁链观测器及无轴承异步电机，将随机位移控制逆系统串于磁悬浮控制原系统之前以解耦为、两个二阶线性积分子系统，随机位移控制逆系统输出的解耦控制变量经反矢量坐标变换送入磁悬浮控制原系统的电流跟踪控制PWM逆变器，输出的三相电流送入无轴承异步电机的三相磁悬浮控制绕组，所述α和β轴随机位移调节器分别接入磁悬浮控制原系统的输出端和随机位移控制逆系统的输入端，构成随机位移逆动态解耦闭环控制系统，

实测所述磁悬浮控制原系统中无轴承异步电机的转子径向位移量α、β，首先，将该转子径向位移量α、β送入位移分离与不平衡振动补偿力发生器，得到αβ坐标系中的随机位移信号、和不平衡振动补偿力给定信号、，αβ坐标系是静止正交机械坐标系，其中，所述随机位移信号、分别送入α和β轴向随机位移调节器的反馈信号输入端，经零值给定闭环调节和随机位移控制逆系统解耦后，得到dq坐标系的d、q轴向随机位移控制电流给定信号、， dq坐标系为转矩系统的转子磁链旋转正交坐标系；所述不平衡振动补偿力给定信号、经力/流变换处理，得到d、q轴向不平衡振动补偿控制电流给定信号；然后，在dq坐标系中，将所述随机位移控制电流给定信号、与不平衡振动补偿控制电流给定信号进行比较，得到d、q轴向的合成磁悬浮控制电流给定信号，该合成磁悬浮控制电流给定信号即是所述随机位移控制逆系统输出的解耦控制变量；最后，经过磁悬浮控制原系统处理后送入无轴承异步电机的三相磁悬浮控制绕组，完成悬浮系统随机位移逆动态解耦控制基础上的无轴承异步电机不平衡振动电流补偿控制。

较佳的，前述一种无轴承异步电机不平衡振动电流补偿控制系统，该控制系统还包括转子磁链定向矢量控制变频调速器和转矩系统气隙磁链观测器，首先，所述转子磁链定向矢量控制变频调速器输出三相转矩绕组的变频电枢电流，实时控制无轴承异步电机的电机转速和转子磁链，并为磁悬浮控制原系统的反矢量坐标变换提供转子磁链相位角，还为所述转矩系统气隙磁链观测器提供转子磁链的幅值、转矩绕组定子电流分量和；然后，所述转子磁链的幅值、转矩绕组定子电流分量和经转矩系统气隙磁链观测器处理，输出转矩系统气隙磁链的d、q轴分量、；最后，将该转矩系统气隙磁链的d、q轴分量、与所述不平衡振动补偿力给定信号、一起进行力/流变换处理，得到所述d、q轴向不平衡振动补偿控制电流给定信号，实现在转矩系统转子磁链定向控制和悬浮系统随机位移逆动态解耦控制基础上的无轴承异步电机不平衡振动电流补偿控制。

较佳的，前述基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，其中所述转子径向位移量α、β送入位移分离与不平衡振动补偿力发生器，得到αβ坐标系中的随机位移信号、和不平衡振动补偿力给定信号、的方法是：

（1）取转子转速的时间积分为转子机械位置角，对磁悬浮系统输出的转子径向位移信号α、β进行转子同步旋转坐标变换，再经低通滤波器，提取出uv坐标系中的转子不平衡位移直变量信号、，坐标系是随无轴承转子同步旋转的机械坐标系；

（2）对、进行反转子同步旋转坐标变换，得到αβ坐标系中的不平衡位移信号、，再将其与当前的转子径向位移信号α和β对应比较，得到静止αβ坐标系中的转子随机位移信号、；

（3）对不平衡位移直变量信号、进行零值给定闭环调节得到不平衡激振力补偿信号，同时以径向位移刚度系数为前馈系数对、进行前馈补偿，在uv坐标系中得到周期性单边电磁拉力补偿信号，两者对应相差后，在uv坐标系中得到两个不平衡振动补偿力给定信号、；

（4）对、进行反转子旋转坐标变换，得静止αβ坐标系中的不平衡振动补偿力给定信号、。

较佳的，前述基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，所述磁悬浮控制原系统的状态方程为：

,

其中，定义磁悬浮控制原系统的输入变量为、状态变量为、输出变量为，为电机结构决定的比例系数，是由电机结构决定的径向位移刚度系数，、为转矩系统气隙磁链的d、q轴分量，m为转子的质量，、为随机径向位移控制电流的d、q轴分量。

较佳的，前述基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，将所述随机位移信号、进行随机位移控制逆系统解耦得到随机位移控制电流给定信号、的随机位移控制逆系统的模型是：

，

其中，径向位移控制逆系统的输入变量为，随机位移控制原系统的输入变量即是随机位移控制逆系统的输出变量，。

较佳的，前述基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，其中所述随机位移调节器采用的是超前滞后调节器，其传递函数模型为：

，

式中为放大系数、为超前时常、为滞后时常。

较佳的，前述基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，其中所述α和β轴随机位移调节器分别串接于逆系统解耦后得到的两个二阶线性积分子系统之前时，校正得到两个Ⅱ型随机位移控制子系统，校正后两个子系统的开环传递函数为：

。

较佳的，前述基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，其中所述所述不平衡振动补偿力给定信号、经力/流变换处理，得到d、q轴向不平衡振动补偿控制电流给定信号的力/流变换表达式为：

。

较佳的，前述基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，所述转子磁链的幅值、转矩绕组定子电流分量和经转矩系统气隙磁链观测器处理，输出转矩系统气隙磁链的d、q轴分量、，该转矩系统气隙磁链观测器的表达式为：

，

其中的为dq坐标系中转矩绕组等效互感，为dq中的转子漏感，为dq中转子绕组自感，。

与现有技术相比，本发明至少具有下列优点及有益效果：

1、本发明首次将磁悬浮系统的转子径向位移分离成两部分，对随机位移和不平衡振动位移进行独立控制，对随机位移进行逆系统动态解耦控制，在此基础上对不平衡振动位移进行“电流补偿”，控制系统结构新颖；

2、单独对磁悬浮系统进行逆系统解耦控制，逆系统模型和整体控制系统具有简单、便于应用的特点；

3、逆系统动态解耦控制保证了随机位移控制的实时性和精度，在转子同步旋转坐标系上进行振动补偿力的调节计算，在此基础上得到的不平衡振动补偿电流，能在稳态下彻底消除转子不平衡振动。

附图说明

图1是本发明位移分离与不平衡振动补偿力发生器结构图。

图2是本发明随机位移控制系统逆动态解耦原理图。

图3是本发明基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统结构图。

具体实施方式

为使本发明的内容更明显易懂，以下结合具体实施例，对本发明进行详细描述。

本发明的核心思想是：

1、在无轴承电机转子的旋转运动过程中，不可避免的转子质量偏心将激发与偏心同方向的激振力；若不加振动控制措施，在该激振力的作用下，将使转子轴心产生周期性的径向位移波动或振动，即产生不平衡振动位移。无轴承异步电机转子的不平衡振动位移信号是与转速同频的正弦交变信号，基于该特征可进行不平衡振动位移信号的实时滤波跟踪和提取。

2、为提高电机的调速控制性能，转矩系统一般采用转子磁链定向控制；悬浮控制系统中所需要的转矩系统气隙磁链信息，通过转子磁链与定子磁链之间的关系实时计算得到。

3、根据不平衡振动位移的正弦交变特征，可把转子径向位移分离为随机位移和周期性不平衡振动位移；鉴于转子质量偏心方向的难确定性，把不平衡振动位移与随机位移进行并列进行逆系统解耦控制存在困难，本方法在沿α和β方向的两个随机位移分量之间进行逆系统解耦控制，逆系统输出为转子磁链定向dq坐标系中的随机位移控制电流信号；在dq坐标系中对不平衡振动进行前馈电流补偿，有效抑制或消除不平衡振动位移量。

基于上述理论基础，本发明提出一种基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，具体包括如下步骤：

步骤一、配置转矩系统转子磁链定向矢量控制变频调速器

为提高电机的转矩控制性能，采用间接型转子磁链定向矢量控制变频调速器对转矩系统进行驱动控制。

定义αβ坐标系是静止正交机械坐标系、dq为转矩系统的转子磁链旋转正交坐标系；

变频调速器输出三相转矩绕组的变频控制电流，实时控制电机转速和转子磁链，并实时提供转矩系统的转子磁链幅值和相位角、转矩绕组定子电流分量和等变量信息。

根据气隙磁链与转子磁链之间的关系，实时计算磁悬浮系统解耦运算所需要的转矩系统气隙磁链信息，气隙磁链观测模型表达式为：

(1)

(2)

其中，为转矩系统转子磁链，和分别为磁转矩系统的d轴激磁电流分量和q轴转矩电流分量，和分别为d轴和q轴气隙磁链分量。

步骤二、构建位移分离与不平衡振动补偿力发生器

因机械加工精度等原因，转子会存在不同程度的质量偏心，在转子旋转运动中，将引起作用于转子的周期性不平衡离心激振力，其沿α、β方向的激振力分量可表示为：

(3)

(4)

其中的为转子质量，为转子的质量偏心距，为转子角速度，为相对于坐标系的转子质量偏心方向角。

鉴于电机结构的对称性，沿α和β方向的位移刚度相等，在周期性激振力的作用下将产生周期性不平衡振动位移，其表达式为：

(5)

(6)

其中的为不平衡位移相对不平衡离心激振力的滞后角度。

为提高转子的悬浮控制精度，需要在转子随机位移动态控制的基础上，实时产生不平衡振动补偿力以克服不平衡激振力的影响，约束转子绕几何轴心旋转。基于此，构建如图1所示位移分离与不平衡振动补偿力发生器，具体步骤如下：

1、定义坐标系是随无轴承转子同步旋转的机械坐标系；

2、取转子转速的时间积分为转子机械位置角，对磁悬浮系统输出的转子径向位移信号α、β进行转子同步旋转坐标变换，再经低通滤波器，提取出uv坐标系中的转子不平衡位移直变量信号、；

3、对、进行反转子同步旋转坐标变换，得到αβ坐标系中的不平衡位移信号、，再将其与无轴承转子的当前径向位移信号α和β对应比较，得到静止αβ坐标系中的转子随机位移信号、；

4、对不平衡位移直变量信号、进行零值给定闭环调节得到不平衡激振力补偿信号，同时以径向位移刚度系数k _s为前馈系数对、进行前馈补偿，在uv坐标系中得到周期性单边电磁拉力补偿信号，两者对应相差后，在uv坐标系中得到两个不平衡振动补偿力给定信号分量、；

5、对、进行反转子旋转坐标变换，得静止αβ坐标系中的不平衡振动补偿力给定信号分量、。

步骤三、建立随机位移控制原系统的动态数学模型

1、忽略转子质量偏心产生的激振力影响，建立无轴承转子的径向磁悬浮运动方程：

(7)

(8)

其中，m为转子的质量，α、β分别为转子沿水平和垂直方向的转子径向位移分量，、分别为可控径向磁悬浮力的α、β轴分量，、分别为沿α、β方向的单边磁拉力分量。

2、通过分析无轴承电机工作机理，推导出可控径向磁悬浮力模型和单边磁拉力模型：

(9)

(10)

， (11)

其中，为电机结构决定的比例系数，是由电机结构决定的径向位移刚度系数，、为转矩系统气隙磁链的d、q轴分量，、为随机径向位移控制电流的d、q轴分量。

3、建立随机位移控制原系统的状态方程

暂不考虑不平衡振动补偿控制电流，定义“磁悬浮控制原系统”的输入变量u、状态变量x和输出变量y分别为：

(12)

将（12）式所选变量带入（7）～（11）式，整理后可得忽略转子不平衡振动补偿控制电流时的磁悬浮控制原系统状态方程，即“随机位移控制原系统”的状态方程为：

(13)

步骤四、建立随机位移控制逆系统的动态数学模型

1、判定随机位移控制系统的可逆性

根据Interactor算法，把输出变量逐次对时间求导数，直至各个输出分量的导函数中显含输入控制量，求解过程表达式如下：

(14)

(15)

(16)

(17)

令，可得系统的Jacobi矩阵：

(18)

正常运行时，d轴的气隙磁链不等于零，，是非奇异的；系统的相对阶，且有，可知磁悬浮原系统是可逆的。

2、建立转子随机位移控制逆系统模型

取径向位移控制逆系统的输入变量为：

(19)

将（19）式带入式（15）、（17），整理得到随机位移控制逆系统模型为：

(20)

其中，。

步骤五、建立振动补偿力到振动补偿控制电流的力/流变换模型

定义为转子不平衡振动补偿控制电流给定信号，用步骤二中的、对应代替式（9）、（10）中的，用对应代替式（9）、（10）中的，整理可得不平衡振动补偿力给定信号到转子不平衡振动补偿控制电流给定信号的“力/流”变换表达式为：

(21)

步骤六、设计随机径向位移分量调节器

暂不考虑转子不平衡振动影响，把随机位移控制逆系统串磁悬浮控制原系统前，则磁悬浮系统被动态解耦为随机径向位移分量、的二阶线性积分子系统，如图2所示为随机位移控制系统逆动态解耦原理图。

根据两个随机径向位移分量解耦系统的特点，选取超前滞后调节器进行随机径向位移的调节控制，即取α、β轴向随机位移调节器传递函数为：

(22)

式中的为放大系数、为超前时常、为滞后时常。

把两个随机位移调节器分别串接于两个二阶线性积分子系统之前时，可把两个线性子系统校正为两个Ⅱ型子系统，校正后的随机位移控制系统的开环传递函数为：

(23)

步骤七、构建基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统

为提高无轴承异步电机转子稳动态悬浮控制性能，有效控制转子不平衡振动，本发明提出如图3所示的基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，可在随机位移逆动态解耦控制基础上对不平衡转子振动进行电流补偿控制。具体包括如下步骤：

（1）用转子磁链定向矢量控制变频调速器输出三相转矩绕组的变频电枢电流，实时控制电机转速和转子磁链，并提供转矩系统转子磁链的幅值和相位角、转矩绕组定子电流分量和；

（2）把、、等信息送入由式（1）、（2）所表示的“转矩系统气隙磁链观测器”，得到磁悬浮解耦运算所需转矩系统气隙磁链的d、q轴分量、；

（3）把实测的无轴承异步电机转子径向位移量α、β送入“位移分离与不平衡振动补偿力发生器”，得到αβ坐标系中的随机位移分量、和不平衡振动补偿力给定信号、；

（4）暂不考虑转子不平衡振动影响，把“随机位移控制逆系统”串接于“磁悬浮控制原系统”前，把磁悬浮系统动态解耦为随机径向位移分量和的两个二阶线性积分子系统；

（5）取两个随机位移调节器的输入给定信号为零，把“位移分离与不平衡振动补偿力发生器”输出的两个随机位移分量和分别送入α和β轴向随机位移调节器的反馈信号输入端，构成两个随机位移分量的逆系统动态解耦闭环控制系统；

（6）对、进行零给定值闭环调节后，输出α、β轴向随机径向位移加速度给定信号，并把分别用作随机位移控制逆系统的给定输入信号，即取、；结合、，对进行随机位移控制逆系统模型的解耦运算，得到随机径向位移控制原系统（也即“不考虑转子不平衡振动影响时的磁悬浮控制原系统”）的d、q轴向“随机位移控制电流”给定信号，用于对两个随机位移分量的动态解耦控制；

（7）结合转矩系统气隙磁链的d、q轴分量、，对步骤（3）中的不平衡振动补偿力给定信号、进行“力/流”变换，得到d、q轴向的转子“不平衡振动补偿控制电流”给定信号、；

（8）在dq坐标系中，对步骤（6）中的和步骤（7）中的、进行对应分量比较，完成随机位移逆动态解耦控制基础上的不平衡振动控制电流补偿，得到d、q轴向的“合成磁悬浮控制电流”给定信号、；

（9）结合步骤（2）中的转子磁链相位角，对合成磁悬浮控制电流给定信号、进行反矢量坐标变换，再经磁悬浮系统的电流跟踪控制PWM逆变器，产生出三相磁悬浮控制电流输送到三相磁悬浮控制绕组，形成基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统。

需要说明的是，本发明的公式及字母较多，为突出本发明的重点，未释义的字母均有固定的参数含义，是本领域技术人员知悉的。

除了以上描述外,本发明还可以广泛地用在其他实施例中，并且本发明的保护范围并不受实施例的限定，其以权利要求的保护范围为准。任何熟悉本专业的技术人员，依据本发明的技术实质对以上实施例的简单修改，仍属于本发明技术方案的保护范围。

Claims

1.一种基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，其特征在于，该控制系统包括磁悬浮控制原系统、随机位移控制逆系统、α和β轴随机位移调节器、以及位移分离与不平衡振动补偿力发生器，所述磁悬浮控制原系统包括转子磁链观测器及无轴承异步电机，将随机位移控制逆系统串于磁悬浮控制原系统之前以解耦为α_s、β_s两个二阶线性积分子系统，随机位移控制逆系统输出的解耦控制变量经反矢量坐标变换后送入磁悬浮控制原系统的电流跟踪控制PWM逆变器，输出的三相电流送入无轴承异步电机的三相磁悬浮控制绕组，所述α和β轴随机位移调节器分别接入磁悬浮控制原系统的输出端和随机位移控制逆系统的输入端，构成随机位移逆动态解耦闭环控制系统，

实测所述磁悬浮控制原系统中无轴承异步电机的转子径向位移量α、β，首先，将该转子径向位移量α、β送入位移分离与不平衡振动补偿力发生器，得到αβ坐标系中的随机位移信号α_s、β_s和不平衡振动补偿力给定信号αβ坐标系是静止正交机械坐标系，其中，所述随机位移信号α_s、β_s分别送入α和β轴向随机位移调节器的反馈信号输入端，经零值给定闭环调节和随机位移控制逆系统解耦后，得到dq坐标系的d、q轴向随机位移控制电流给定信号dq坐标系为转矩系统的转子磁链旋转正交坐标系；所述不平衡振动补偿力给定信号经力/流变换处理，得到d、q轴向不平衡振动补偿控制电流给定信号然后，在dq坐标系中，将所述随机位移控制电流给定信号与不平衡振动补偿控制电流给定信号进行比较，得到d、q轴向的合成磁悬浮控制电流给定信号该合成磁悬浮控制电流给定信号即是所述随机位移控制逆系统输出的解耦控制变量；最后，经过磁悬浮控制原系统处理后送入无轴承异步电机的三相磁悬浮控制绕组，完成悬浮系统随机位移逆动态解耦控制基础上的无轴承异步电机不平衡振动电流补偿控制；

其中，所述转子径向位移量α、β送入位移分离与不平衡振动补偿力发生器，得到αβ坐标系中的随机位移信号α_s、β_s和不平衡振动补偿力给定信号的方法是：

(1)取转子转速ω_r的时间积分ω_rt为转子机械位置角，对磁悬浮系统输出的转子径向位移信号α、β进行转子同步旋转坐标变换，再经低通滤波器，提取出uv坐标系中的转子不平衡位移直变量信号u_m、v_m，uv坐标系是随无轴承转子同步旋转的机械坐标系；

(2)对u_m、v_m进行反转子同步旋转坐标变换，得到αβ坐标系中的不平衡位移信号α_m、β_m，再将其与当前的转子径向位移信号α和β对应比较，得到静止αβ坐标系中的转子随机位移信号α_s、β_s；

(3)对不平衡位移直变量信号u_m、v_m进行零值给定PID闭环调节得到不平衡激振力补偿信号，同时以径向位移刚度系数k_s为前馈系数对u_m、v_m进行前馈补偿，在uv坐标系中得到周期性单边电磁拉力补偿信号将不平衡位移直变量信号u_m经PID闭环调节后输出的不平衡激振力补偿信号与沿u坐标轴方向的单边磁拉力补偿信号相差，同时，将不平衡位移直变量信号v_m经PID闭环调节后输出的不平衡激振力补偿信号与沿v坐标轴方向的单边磁拉力补偿信号相差，从而在uv坐标系中得到两个不平衡振动补偿力给定信号(4)对F_cu ^*、F_cv ^*进行反转子旋转坐标变换，得静止αβ坐标系中的不平衡振动补偿力给定信号

2.根据权利要求1所述的一种基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，其特征在于，该控制系统还包括转子磁链定向矢量控制变频调速器和转矩系统气隙磁链观测器，首先，所述转子磁链定向矢量控制变频调速器输出三相转矩绕组的变频电枢电流，实时控制无轴承异步电机的电机转速和转子磁链，并为磁悬浮控制原系统的反矢量坐标变换提供转子磁链相位角θ₁，还为所述转矩系统气隙磁链观测器提供转子磁链的幅值ψ_r、转矩绕组定子电流分量i_s1d和i_s1q；然后，所述转子磁链的幅值ψ_r、转矩绕组定子电流分量i_s1d和i_s1q经转矩系统气隙磁链观测器处理，输出转矩系统气隙磁链的d、q轴分量ψ_1d、ψ_1q；最后，将该转矩系统气隙磁链的d、q轴分量ψ_1d、ψ_1q与所述不平衡振动补偿力给定信号一起进行力/流变换处理，得到所述d、q轴向不平衡振动补偿控制电流给定信号实现在转矩系统转子磁链定向控制和悬浮系统随机位移逆动态解耦控制基础上的无轴承异步电机不平衡振动电流补偿控制。

3.根据权利要求1所述的基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，其特征在于，所述磁悬浮控制原系统的状态方程为：

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其中，定义磁悬浮控制原系统的输入变量为u＝(u₁,u₂)^T＝(i_s2d,i_s2q)^T、状态变量为输出变量为y＝(y₁,y₂)^T＝(α,β)^T，K_m为电机结构决定的比例系数，k_s是由电机结构决定的径向位移刚度系数，ψ_1d、ψ_1q为转矩系统气隙磁链的d、q轴分量，m为转子的质量，i_s2d、i_s2q为随机径向位移控制电流的d、q轴分量。

4.根据权利要求1所述的基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，其特征在于，将所述随机位移信号α_s、β_s进行随机位移控制逆系统解耦得到随机位移控制电流给定信号的随机位移控制逆系统的模型是：

其中，径向位移控制逆系统的输入变量为随机位移控制原系统的输入变量即是随机位移控制逆系统的输出变量，磁悬浮控制原系统的输入变量为u＝(u₁,u₂)^T＝(i_s2d,i_s2q)^T、状态变量为输出变量为y＝(y₁,y₂)^T＝(α,β)^T，K_m为电机结构决定的比例系数，k_s是由电机结构决定的径向位移刚度系数，ψ_1d、ψ_1q为转矩系统气隙磁链的d、q轴分量，m为转子的质量。

5.根据权利要求1所述的基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，其特征在于，其中所述随机位移调节器采用的是超前滞后调节器，其传递函数模型为：

式中K为放大系数、τ₁为超前时常、τ₂为滞后时常。

6.根据权利要求1所述的基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，其特征在于，其中所述α和β轴随机位移调节器分别串接于逆系统解耦后得到的两个二阶线性积分子系统之前时，校正得到两个Ⅱ型随机位移控制子系统，校正后两个子系统的开环传递函数为：

式中K为放大系数、τ₁为超前时常、τ₂为滞后时常。

7.根据权利要求1所述的基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，其特征在于，其中所述不平衡振动补偿力给定信号经力/流变换处理，得到d、q轴向不平衡振动补偿控制电流给定信号的力/流变换表达式为：

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式中K为放大系数、ψ_1d、ψ_1q为转矩系统气隙磁链的d、q轴分量。

8.根据权利要求2所述的基于电流补偿的无轴承异步电机不平衡振动控制系统，其特征在于，所述转子磁链的幅值ψ_r、转矩绕组定子电流分量i_s1d和i_s1q经转矩系统气隙磁链观测器处理，输出转矩系统气隙磁链的d、q轴分量ψ_1d、ψ_1q，该转矩系统气隙磁链观测器的表达式为：

其中的L_m为dq坐标系中转矩绕组等效互感，L_rl为dq中的转子漏感，L_r为dq中转子绕组自感，L_r＝L_m+L_rl。