CN102707626B - 一种基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统 - Google Patents

Abstract

一种基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统，包括自动平衡模块、稳定控制器、磁轴承功放、电磁铁-转子和位移传感器。其中自动平衡模块包括广义陷波器和超前补偿器，广义陷波器提取转子位移信号中的不平衡信息，超前补偿器对同频位移刚度力进行超前前馈补偿。本发明在磁悬浮转子稳定控制的基础上，引入自动平衡控制，基于磁轴承功放的频率特性构造功放的简化逆模型，消除了功放的低通特性对位移刚度力补偿精度的影响，大幅降低了同频轴承力，显著提高了磁悬浮转子的自动平衡精度。本发明简便易行，特别适用于实际的磁悬浮转子系统。

Description

一种基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统

技术领域

本发明涉及一种基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统，用于磁悬浮转子的高精度自动平衡，尤其适用于磁悬浮控制力矩陀螺等高速磁悬浮转子。

背景技术

磁悬浮轴承是一种新型高性能轴承，利用可控电磁场把转子稳定悬浮于给定位置，具有无接触、刚度主动可控等突出优点，没有摩擦和磨损、无需润滑，是高精度、长寿命高速转子系统的理想支承方式。

工业转子存在残余不平衡且长期慢变，不平衡量在高速旋转时的离心力是磁悬浮高速转子系统的最主要的扰动源之一，使转子出现不平衡振动，同时向外部环境传递不平衡支承反力，前者降低支承精度，限制转速提高，影响轴承寿命，后者导致外部环境的噪声和振动。利用磁轴承的主动控制能力可以干预不平衡振动。消除支承反力使转子绕惯性主轴旋转，称为自动平衡。自动平衡是磁悬浮高速转子推广应用的关键技术之一。

磁悬浮转子自动平衡方法可以分为两大类：惯性主轴同频位移消除方法和同频轴承力消除方法，简称位移消除和力消除。

位移消除法试图获得惯性主轴关于定子坐标系的相对位移，通过控制使相对位移趋于零。位移消除法必需的磁悬浮转子惯性主轴位置无法直接测量，只能间接获取与几何主轴的相对位置，再确定与定子的相对位移。间接获取惯性主轴空间位置的方法包括离线标定法和在线观测法等。前者必须在转子上加装初始自转角位置传感器和检测盘，会增加系统复杂性，降低可靠性，且不平衡量变化后必须重新标定；后者的观测效果取决于系统模型准确性。位移消除的控制方法包括自适应前馈、状态反馈等。位移消除法过分依赖于不平衡量详细信息，信息不准确或信息变化均会降低控制效果。

力消除方法的根本目标是消除同频轴承力。可以用同频电流极小化近似代替同频轴承力极小化以寻求次优效果，主要方法包括：在位移检测通路中串联陷波器，不平衡力信号反馈，自适应前馈，鲁棒控制等。同频电流极小化方法虽然有一定的自平衡效果，但无法消除磁轴承位移负刚度引起的同频轴承力，仍不能满足超静环境的要求。为完全消除同频轴承力，专利ZL200710176720“一种磁悬浮飞轮高精度主动振动控制系统”在同频电流极小化的基础上增加一个从位移到电流的负反馈通路（反馈系数为位移刚度与电流刚度之比），使转频附近的同频综合刚度趋于零，实现转子绕质心旋转。这种方法用于低速转子时可以达到自动平衡，但用于高速转子时由于磁轴承控制系统功放环节低通特性趋于显著，位移刚度力补偿存在高频衰减和滞后，补偿精度下降。上述影响随转速升高而显著增大，严重降低了自动平衡的效果。因此，现有方法无法满足磁悬浮转子自动平衡的要求。

发明内容

本发明的技术解决问题：克服现有自动平衡磁悬浮转子系统的缺陷，提供一种基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统，消除磁轴承功放的低通特性对位移刚度力补偿精度的影响，实现磁悬浮转子的高精度自动平衡。

本发明的技术解决方案是：一种基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统，包括自动平衡模块、稳定控制器、磁轴承功放、电磁铁-转子、位移传感器，其中，位移传感器实时检测电磁铁-转子的位置，将转子位移量转化为电压信号输出；自动平衡模块接收位移传感器输出的转子位移信号，实施自动平衡控制算法，输出非同频位移信号和同频补偿信号；稳定控制器接收自动平衡模块输出的非同频位移信号，实施磁轴承稳定控制算法，产生非同频控制信号；自动平衡模块与稳定控制器组成磁轴承控制器，自动平衡模块输出的同频补偿信号与稳定控制器输出的非同频控制信号求和后作为总控制信号输入磁轴承功放；磁轴承功放将控制信号进行功率放大转换为线圈电流，对电磁铁-转子施加主动控制，实现转子稳定悬浮并补偿同频位移刚度力。

所述的自动平衡模块由广义陷波器和超前补偿器组成，广义陷波器对转子位移信号进行以转子额定转速为中心频率的陷波，从而将位移信号分解成同频位移信号和非同频位移信号两部分，将非同频位移信号送至稳定控制器以使转子稳定悬浮，将同频位移信号送至超前补偿器；超前补偿器接收同频位移信号，实施同频位移-电流超前前馈控制算法，产生同频补偿信号以补偿同频位移刚度力。

本发明的基本原理是：磁悬浮转子旋转时，转子不平衡引起径向磁轴承产生同频轴承力，该力分为电流刚度力和位移刚度力两部分。为了达到磁悬浮转子自动平衡，采取使径向磁轴承的同频电流刚度力与同频位移刚度力之和为零的方法。即利用广义陷波器将转子径向位移信号分解成同频信号和非同频信号两部分，一方面将非同频位移信号输入稳定控制器，产生非同频控制信号，控制转子稳定悬浮；另一方面将同频位移信号输入超前补偿器，产生同频补偿信号，补偿同频位移刚度力。

磁悬浮转子如图1所示。∏₁、∏₂分别为径向磁轴承电磁铁A、B的中心面，∏为转子中心面，转子惯性主轴与∏₁、∏₂和∏分别交于C₁、C₂和C，转子几何轴与∏₁、∏₂和∏分别交于O₁、O₂和O，电磁铁A、B定子中心间连线与∏交于N。磁悬浮转子中心面∏如图2所示。在∏内，以N为原点建立相对于惯性空间的固定坐标系NXY，以O为原点建立跟随转子以额定转速Ω转动的旋转坐标系Oεη。OC、O₁C₁、O₂C₂的长度分别为l、m、n，OC与Oε坐标轴的夹角为θ，O₁C₁、O₂C₂投影到∏后与Oε坐标轴的夹角分别为α、β，O₁、O₂、C₁、C₂在∏上的投影在坐标系NXY中的坐标分别为(X_A,Y_A)、(X_B,Y_B)、(x_A,Y_A)、(x_B，y_B)。则有 $\left[\begin{array}{c}{X}_A\left(t\right)\\ Y_A\left(t\right)\\ X_B\left(t\right)\\ Y_B\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{x}_A\left(t\right)\\ y_A\left(t\right)\\ x_B\left(t\right)\\ y_B\left(t\right)\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{AX}}\left(t\right)\\ {\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{AY}}\left(t\right)\\ {\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{BX}}\left(t\right)\\ {\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{BY}}\left(t\right)\end{array}\right],$ 其中，t表示时间， $\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{AX}}\left(t\right)\\ {\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{AY}}\left(t\right)\\ {\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{BX}}\left(t\right)\\ {\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{BY}}\left(t\right)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}l\cos (\mathrm{\Ωt}+\mathrm{\θ})-m\cos (\mathrm{\Ωt}+\mathrm{\α})\\ l\sin (\mathrm{\Ωt}+\mathrm{\θ})+m\sin (\mathrm{\Ωt}+\mathrm{\α})\\ l\cos (\mathrm{\Ωt}+\mathrm{\θ})+n\cos (\mathrm{\Ωt}+\mathrm{\β})\\ l\sin (\mathrm{\Ωt}+\mathrm{\θ})-n\sin (\mathrm{\Ωt}+\mathrm{\β})\end{array}\right].$ 未对磁悬浮转子进行自动平衡时，径向轴承力为 $\left[\begin{array}{c}{F}_{\mathrm{AX}}\\ F_{\mathrm{AY}}\\ F_{\mathrm{BX}}\\ F_{\mathrm{BY}}\end{array}\right]=K_h\·\left[\begin{array}{c}{x}_A+{\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{AX}}\\ y_A+{\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{AY}}\\ x_B+{\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{BX}}\\ y_B+{\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{BY}}\end{array}\right]+K_i\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{AX}}(x_A+{\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{AX}})\\ i_{\mathrm{AY}}(y_A+{\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{AY}})\\ i_{\mathrm{BX}}(x_B+{\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{BX}})\\ i_{\mathrm{BY}}(y_B+{\mathrm{\Θ}}_{\mathrm{BY}})\end{array}\right],$ 其中，K_h为径向磁轴承位移刚度矩阵，K_i为径向磁轴承电流刚度矩阵，i_AX(x_A+Θ_AX)为AX通道稳定控制器输入x_A+Θ_AX所产生的磁轴承电流，i_AY(y_A+Θ_AY)为AY通道稳定控制器输入y_A+Θ_AY所产生的磁轴承电流，i_BX(x_B+Θ_BX)为BX通道稳定控制器输入x_B+Θ_BX所产生的磁轴承电流，i_BY(y_B+Θ_BY)为BY通道稳定控制器输入y_B+Θ_BY所产生的磁轴承电流。可以看出，径向轴承力的电流刚度力部分和位移刚度力部分均含有同频扰动。而对于本发明的自动平衡磁悬浮转子系统，径向轴承力为 $\left[\begin{array}{c}{F}_{\mathrm{AX}}\\ F_{\mathrm{AY}}\\ F_{\mathrm{BX}}\\ F_{\mathrm{BY}}\end{array}\right]=K_h\·\left[\begin{array}{c}{x}_A\\ y_A\\ x_B\\ y_B\end{array}\right]+K_i\·\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{AX}}\left(x_A\right)\\ i_{\mathrm{AY}}\left(y_A\right)\\ i_{\mathrm{BX}}\left(x_B\right)\\ i_{\mathrm{BY}}\left(y_B\right)\end{array}\right],$ 其中，i_AX(xA)为AX通道稳定控制器输入x_A所产生的磁轴承电流，i_AY(y_A)为AY通道稳定控制器输入y_A所产生的磁轴承电流，i_BX(x_B)为BX通道稳定控制器输入x_B所产生的磁轴承电流，i_BY(y_B)为BY通道稳定控制器输入y_B所产生的磁轴承电流。可以看出，径向轴承力中不含有同频成分，转子达到自动平衡。

利用广义陷波器分解转子位移信号的基本原理是：利用信号相关性原理，分别将与转速同频的单位幅值正、余弦信号与转子位移信号做卷积，获得位移信号中与转速同频的正、余弦分量的系数，合成同频信号并负反馈作用回系统中，以抵消位移信号中的同频成分，直至位移误差信号中不再含有同频成分为止，该过程相当于以转子额定转速Ω为中心频率的陷波器，收敛后负反馈信号等于同频位移信号，位移误差信号等于非同频位移信号。径向四通道的同频位移信号为 $c\left(t\right)=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)I& \cos \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)I\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{T}_R& -T_J\\ T_J& T_R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\&epsiv;}\&Integral;\sin \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)[h\left(t\right)-c\left(t\right)]\mathrm{dt}\\ \mathrm{\&epsiv;}\&Integral;\cos \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)[h\left(t\right)-c\left(t\right)]\mathrm{dt}\end{array}\right],$ 径向四通道的非同频位移信号为e(t)＝h(t)-c(t)，其中，h(t)是转子径向四通道位移信号，I是4×4单位矩阵，ε是广义陷波器的收敛因子，T_R是广义陷波器的4×4参数实矩阵，T_J是广义陷波器的4×4参数虚矩阵。ε决定陷波器带宽及收敛速度。ε越大，带宽越宽，收敛越快；ε越小，带宽越窄，收敛越慢；特殊地，当ε=0时，相当于停止陷波。ε的选取需兼顾陷波器带宽和收敛速度，通常在1~50范围内选取。T_R,T_J影响系统稳定性。自动平衡磁悬浮转子系统的闭环特征方程为det[(s²+Ω²)I+jεΩU(s)]＝0，其中 $j=\sqrt{-1},$ s为复频率， $U\left(s\right)=(\frac{s{T}_R}{\mathrm{j\&Omega;}}+j{T}_J)\frac{I+P\left(s\right)K_i^{-1}{K}_h}{I-P\left(s\right)G_w\left(s\right)G_c\left(s\right)},$ G_c(s),G_w(s),P(s)分别为稳定控制器、磁轴承功放和电磁铁-转子的传递函数矩阵。以Λ表示U的特征值矩阵，则有det[(s²+Ω²)I+jεΩΛ(s)]＝0。ε=0时，s=jΩ；ε→0时，由于实施自动平衡而增加的闭环极点会落在以s=jΩ为中心的邻域内，其偏离jΩ的方向取决于ε和U，当其向左半复平面偏离时才能保证系统稳定。在ε=0，s=jΩ处求偏导，得到其中eig(·)表示求特征值。为保证由于实施自动平衡而增加的闭环极点在左半复平面，需满足 $-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}<\arg \left(\mathrm{eig}\left(U\left(\mathrm{j\&Omega;}\right)\right)\right)<\frac{\mathrm{\&pi;}}{2},$ 其中arg(·)表示求幅角。由于 $U\left(\mathrm{j\&Omega;}\right)=(T_R+j{T}_J)\frac{I+P\left(\mathrm{j\&Omega;}\right)K_i^{-1}{K}_h}{I-P\left(\mathrm{j\&Omega;}\right)G_w\left(\mathrm{j\&Omega;}\right)G_c\left(\mathrm{j\&Omega;}\right)},$ 因此可以通过选取适当的参数矩阵T_R,T_J来保证系统稳定。

位移刚度力超前补偿的基本原理是：磁轴承功放具有低通特性，若直接进行位移刚度力补偿，则功放的低通特性导致补偿电流发生衰减和滞后，使轴承力不为零，无法达到完全的自动平衡。因此在补偿通路中引入功放的简化逆模型，对补偿信号进行超前校正，消除功放低通特性的影响。将磁轴承功放近似为一阶惯性环节，其传递函数矩阵为 $G_w\left(s\right)=\left[\begin{array}{cccc}\frac{k_{w1}}{1+{\mathrm{\&tau;}}_{1}s}& 0& 0& 0\\ 0& \frac{k_{w2}}{1+{\mathrm{\&tau;}}_{2}s}& 0& 0\\ 0& 0& \frac{k_{w3}}{1+{\mathrm{\&tau;}}_{3}s}& 0\\ 0& 0& 0& \frac{k_{w4}}{1+{\mathrm{\&tau;}}_{4}s}\end{array}\right],$ 其中，k_w1,k_w2,k_w3,k_w4分别为径向四通道磁轴承功放的直流增益，τ₁,τ₂,τ₃,τ₄分别为径向四通道磁轴承功放的时间常数。构造出功放简化逆模型的传递函数矩阵 $G_w^{-1}\left(s\right)=\left[\begin{array}{cccc}\frac{1+{\mathrm{\&tau;}}_{1}s}{k_{w1}}& 0& 0& 0\\ 0& \frac{1+{\mathrm{\&tau;}}_{2}s}{k_{w2}}& 0& 0\\ 0& 0& \frac{1+{\mathrm{\&tau;}}_{3}s}{k_{w3}}& 0\\ 0& 0& 0& \frac{1+{\mathrm{\&tau;}}_{4}s}{k_{w4}}\end{array}\right].$ 引入功放的简化逆模型，进行同频位移-电流超前前馈补偿，产生同频补偿信号q(t)，输入磁轴承功放。超前补偿公式为 $q\left(t\right)=-K_i^{-1}{K}_h{K}_w^{-1}\{c\left(t\right)+\mathrm{\&Omega;t}\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)I& -\sin \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)I\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{T}_R& -T_J\\ T_J& T_R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\&epsiv;}\&Integral;\sin \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)[h\left(t\right)-c\left(t\right)]\mathrm{dt}\\ \mathrm{\&epsiv;}\&Integral;\cos \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)[h\left(t\right)-c\left(t\right)]\mathrm{dt}\end{array}\right]\},$ 其中， $K_w=\left[\begin{array}{cccc}{k}_{w1}& 0& 0& 0\\ 0& k_{w2}& 0& 0\\ 0& 0& k_{w3}& 0\\ 0& 0& 0& k_{w4}\end{array}\right]$ 为磁轴承功放的直流增益矩阵， $\mathrm{\&tau;}=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\&tau;}}_1& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\&tau;}}_2& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\&tau;}}_3& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\&tau;}}_4\end{array}\right]$ 为磁轴承功放的时间常数矩阵。推导出q(t),c(t),的同频分量q(jΩ),c(jΩ),的关系为则功放输出的同频补偿电流为磁轴承电磁铁产生的同频电流刚度力为K_ii(jΩ)＝-K_hc(jΩ)，恰好抵消同频位移刚度力K_hc(jΩ)。

本发明与现有技术相比的优点在于：本发明引入磁轴承功放的简化逆模型对位移刚度力前馈补偿进行超前校正，克服了现有自动平衡系统未考虑磁轴承功放的低通特性导致位移刚度力补偿精度不高的缺陷，显著提高了磁悬浮转子的自动平衡精度。

附图说明

图1为本发明的磁悬浮转子原理图；

图2为本发明的磁悬浮转子中心面坐标系原理图；

图3为本发明的一种基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统构成示意图；

图4为本发明的广义陷波器原理框图；

图5为本发明的超前补偿器原理框图；

图6为本发明的自动平衡控制算法流程图；

图7为未进行自动平衡的磁悬浮转子的振动加速度频谱图；

图8为本发明的加入自动平衡模块并应用自动平衡控制算法的磁悬浮转子的振动加速度频谱图。

具体实施方式

如图3所示，本实施例所用基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统，包括自动平衡模块1、稳定控制器2、磁轴承功放3、电磁铁-转子4、位移传感器5。位移传感器5实时检测电磁铁-转子4的位置，将转子位移转化为电压信号输出；自动平衡模块1接收位移传感器5输出的转子位移信号，实施自动平衡控制算法，输出非同频位移信号和同频补偿信号；稳定控制器2接收自动平衡模块1输出的非同频位移信号，运行磁轴承稳定控制算法产生非同频控制信号以使转子稳定悬浮；自动平衡模块1与稳定控制器2组成磁轴承控制器，自动平衡模块1输出的同频补偿信号与稳定控制器2输出的非同频控制信号相加后作为磁轴承控制器的总控制信号输入磁轴承功放3；磁轴承功放3将控制信号进行功率放大转换为线圈电流，对电磁铁-转子4施加主动控制。其中，自动平衡模块1由广义陷波器6和超前补偿器7组成，广义陷波器6对转子位移信号进行以转子额定转速为中心频率的陷波，将位移信号分解成同频位移信号和非同频位移信号两部分，非同频位移信号被送至稳定控制器2以使转子稳定悬浮，同频位移信号被送至超前补偿器7；超前补偿器7接收同频位移信号，进行同频位移-电流超前前馈控制，产生同频补偿信号以补偿同频位移刚度力。

广义陷波器6的原理框图如图4所示。该陷波器是采用DSP通过软件编程实现的一种陷波算法。位移误差信号乘以收敛因子ε后与信号发生器产生的信号sin(Ωt),cos(Ωt)分别相乘并作积分，与矩阵 $\left[\begin{array}{cc}{T}_R& -T_J\\ T_J& T_R\end{array}\right]$ 相乘后作为同频位移信号的正、余弦系数。同频位移信号的正、余弦系数与sin(Ωt),cos(Ωt)分别相乘，得到同频位移信号中的正、余弦分量，将此二分量相加，得到同频位移信号，并负反馈回位移信号。位移信号减去同频位移信号得到位移误差信号，最终位移误差信号中不再含有同频成分，即位移误差信号等于非同频位移信号。信号发生器可以通过外接信号发生设备实现，也可通过软件编程模拟信号发生设备实现，本实施例是采用DSP通过软件编程实现的，以算法初始化时刻为0，在每一个采样周期内计算正、余弦函数作为当前产生的正、余弦信号量，例如在第k个采样周期，计算得到sin(kΩT),cos(kΩT),此时sin(Ωt)=sin(kΩT),cos(Ωt)=cos(kΩT)。

超前补偿器7的原理框图如图5所示。该超前补偿器是采用DSP通过软件编程实现的一种超前补偿算法。将广义陷波器6运行过程中得到的中间变量同频位移信号的正、余弦系数与信号发生器产生的信号cos(Ωt),-sin(Ωt)分别相乘后再相加，得到与同频位移信号幅值相等但相位超前90度的同频正交量，该同频正交量与转子额定转速Ω和功放时间常数矩阵τ先后相乘，再与同频位移信号相加，之后与补偿矩阵相乘，得到同频补偿信号。其中的信号发生器的实现方式与广义陷波器6中信号发生器的实现方式相同。

自动平衡控制算法流程如图6所示。首先利用广义陷波器6对转子位移信号进行以转子额定转速为中心频率的陷波，分解出其中的同频成分和非同频成分；将非同频位移量输入稳定控制器2，供其运行磁轴承稳定控制算法，比如现有成熟的PID加交叉控制算法，产生非同频控制量；利用三角函数运算，得到比同频位移量超前90度的同频正交量；基于磁轴承功放的简化逆模型，利用同频正交量对同频位移量进行相位超前和幅值放大；根据超前和放大后的同频位移量与磁轴承刚度进行计算，产生同频补偿量；最后将非同频控制量与同频补偿量相加，合成磁轴承控制器输出的总控制量。

为了说明自动平衡的效果，图7、图8给出了转速为12000转/分钟（即转动频率为200Hz）的磁悬浮转子在进行自动平衡前后的振动加速度频谱进行对比。其中，图7为转速为12000转/分钟时，未进行自动平衡的磁悬浮转子的振动加速度频谱，其200Hz分量较大，达到0.224g（g为重力加速度）；图8a为转速为12000转/分钟时，加入自动平衡模块并应用自动平衡控制算法的磁悬浮转子的振动加速度频谱，图8b为图8a的放大，其200Hz分量大幅降低至0.005g，仅为图7中200Hz分量的2.2%，其余频率的分量无明显变化，说明磁悬浮转子的同频振动得到显著抑制，达到了高精度自动平衡的效果。

本发明的自动平衡模块1在本实施例中采用DSP通过软件编程数字实现，在实际应用中还可以采用CPLD、FPGA等实现。稳定控制器2可以是模拟或数字的，集中控制或分散控制的，可以是采用PID控制、PID加交叉控制、或其他各种适用的控制方法的。

本发明未详细阐述部分属于本领域专业人员公知的现有技术。

Claims (5)

1.一种基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统，其特征在于：包括自动平衡模块(1)、稳定控制器(2)、磁轴承功放(3)、电磁铁-转子(4)、位移传感器(5)，其中，位移传感器(5)实时检测电磁铁-转子(4)的位置，将转子位移量转化为电压信号输出；自动平衡模块(1)接收位移传感器(5)输出的转子位移信号，实施自动平衡控制算法，输出非同频位移信号和同频补偿信号；稳定控制器(2)接收自动平衡模块(1)输出的非同频位移信号，实施磁轴承稳定控制算法，产生非同频控制信号；自动平衡模块(1)与稳定控制器(2)组成磁轴承控制器，自动平衡模块(1)输出的同频补偿信号与稳定控制器(2)输出的非同频控制信号相加后作为磁轴承控制器的总控制信号输出至磁轴承功放(3)；磁轴承功放(3)将控制信号进行功率放大转换为线圈电流，对电磁铁-转子(4)施加主动控制，实现转子稳定悬浮并补偿同频位移刚度力。

2.根据权利要求1所述的基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统，其特征在于：所述的自动平衡模块(1)由广义陷波器(6)和超前补偿器(7)组成，广义陷波器(6)对转子位移信号进行以转子额定转速为中心频率的陷波，从而将位移信号分解成同频位移信号和非同频位移信号两部分，将非同频位移信号送至稳定控制器(2)以使转子稳定悬浮，将同频位移信号送至超前补偿器(7)；超前补偿器(7)接收同频位移信号，进行同频位移-电流超前前馈控制运算，产生同频补偿信号以补偿同频位移刚度力。

3.根据权利要求2所述的基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统，其特征在于：所述的广义陷波器(6)的中心频率设定为转子额定转速Ω，用于提取同频位移信号和非同频位移信号，其中同频位移信号为 $c\left(t\right)=\left[\begin{array}{cc}\sin \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)I& \cos \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)I\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{T}_R& -T_J\\ T_J& T_R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\&epsiv;}\&Integral;\sin \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)[h\left(t\right)-c\left(t\right)]\mathrm{dt}\\ \mathrm{\&epsiv;}\&Integral;\cos \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)[h\left(t\right)-c\left(t\right)\mathrm{dt}]\end{array}\right],$ 非同频位移信号为e(t)＝h(t)-c(t)，其中，t表示时间，h(t)是转子径向四通道位移信号，I是4×4单位矩阵，ε是广义陷波器的收敛因子，T_R是4×4的广义陷波器参数实矩阵，T_J是4×4的广义陷波器参数虚矩阵，根据系统稳定性和陷波器收敛性能的要求选取ε,T_R,T_J，ε的选取需兼顾陷波器带宽和收敛速度，通常在1～50范围内选取，T_R,T_J的选取需满足 $-\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}<\arg {\left\{\mathrm{eig}\right[(T_R+j{T}_J)\frac{I+P\left(s\right)K_i^{-1}{K}_h}{I-P\left(s\right)G_w\left(s\right)G_c\left(s\right)}\left]\right\}|}_{s=\mathrm{j\&Omega;}}<\frac{\mathrm{\&pi;}}{2}\text{,}$ 其中，s为复频率，arg(·)表示求幅角，eig(·)表示求特征值，G_c(s),G_w(s),P(s)分别为稳定控制器(2)、磁轴承功放(3)和电磁铁-转子(4)的传递函数矩阵，K_h为4×4的径向磁轴承位移刚度矩阵，K_i为4×4的径向磁轴承电流刚度矩阵。

4.根据权利要求2所述的基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统，其特征在于：所述的超前补偿器(7)的超前补偿公式为 $q\left(t\right)=-K_i^{-1}{K}_h{K}_w^{-1}\{c\left(t\right)+\mathrm{\&Omega;\&tau;}\left[\begin{array}{cc}\cos \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)I& -\sin \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)I\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{T}_R& -T_J\\ T_J& T_R\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\mathrm{\&epsiv;}\&Integral;\sin \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)[h\left(t\right)-c\left(t\right)]\mathrm{dt}\\ \mathrm{\&epsiv;}\&Integral;\cos \left(\mathrm{\&Omega;t}\right)[h\left(t\right)-c\left(t\right)]\mathrm{dt}\end{array}\right]\},$ 对同频位移信号进行超前校正，实现同频位移-电流超前前馈，其中，q(t)为四个通道的同频补偿量， $K_w=\left[\begin{array}{cccc}{k}_{w1}& 0& 0& 0\\ 0& k_{w2}& 0& 0\\ 0& 0& k_{w3}& 0\\ 0& 0& 0& k_{w4}\end{array}\right]$ 为磁轴承功放(3)的直流增益矩阵，k_w1,k_w2,k_w3,k_w4分别为径向四通道磁轴承功放的直流增益， $\mathrm{\&tau;}=\left[\begin{array}{cccc}{\mathrm{\&tau;}}_1& 0& 0& 0\\ 0& {\mathrm{\&tau;}}_2& 0& 0\\ 0& 0& {\mathrm{\&tau;}}_3& 0\\ 0& 0& 0& {\mathrm{\&tau;}}_4\end{array}\right]$ 为磁轴承功放(3)的时间常数矩阵，τ₁,τ₂,τ₃,τ₄分别为径向四通道磁轴承功放的时间常数。

5.根据权利要求1所述的基于位移刚度力超前补偿的自动平衡磁悬浮转子系统，其特征在于：所述的稳定控制器(2)可以是模拟或数字的，集中控制或分散控制的，可以是采用PID控制或PID加交叉控制。