CN104660136A

CN104660136A - 无轴承异步电机的不平衡振动控制系统

Info

Publication number: CN104660136A
Application number: CN201510104160.5A
Authority: CN
Inventors: 卜文绍; 刘跃敏; 张前进; 叶宇程; 路春晓; 程相辉; 李自愿; 张海涛; 王晓红; 乔岩茹; 袁澜; 肖隽亚
Original assignee: Henan University of Science and Technology
Current assignee: Henan University of Science and Technology
Priority date: 2015-03-11
Filing date: 2015-03-11
Publication date: 2015-05-27
Anticipated expiration: 2035-03-11
Also published as: CN104660136B

Abstract

本发明提出一种无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，由无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制系统和不平衡激振力前馈补偿系统构成，所述转子磁链定向逆解耦控制系统包括原系统、逆系统及四个调节器，实现电磁转矩、转子磁链、随机位移分量的动态解耦控制；所述不平衡激振力前馈补偿系统包括LMS自适应滤波不平衡激振力补偿器和力/流变换模块，利用简便步长因子调整函数动态调节不平衡位移提取速度与精度；将前馈补偿系统的输出与逆系统输出的稳态随机位移电流叠加，构成磁悬浮动态解耦控制系统。本发明省掉了逆系统中不可预测的负载转矩在线辨识和原系统的定子电流闭环环节，可有效抑制不平衡激振力的影响，提高控制精度及性能。

Description

无轴承异步电机的不平衡振动控制系统

技术领域

本发明涉及交流电机驱动与控制技术领域，尤其适用于无轴承异步电机高性能动态解耦控制，是一种具有较强振动抑制效果的无轴承异步电机不平衡振动控制系统。

背景技术

无轴承电机是近年来发展起来的适合于高速运转的新型电机，在航空航天、物料密封传输、先进制造等领域具有广泛的应用前景。无轴承电机作为旋转驱动电机，由于材质不均、加工精度、装配误差等原因，不可避免会存在一定程度的转子质量偏心，在旋转时将产生与转速同频的离心激振力，导致转子不平衡振动或径向位移波动，影响转子的悬浮控制精度。

悬浮转子的径向位移，可分为随机位移和不平衡振动位移两部分。关于无轴承电机的转子不平衡振动控制技术，现有技术大多是同步型无轴承电机的不平衡振动位移的补偿控制，选用的步长函数较复杂且未给出快速调节与慢速调节步长因子之间临界跟踪误差的调节方法。目前，关于异步型无轴承电机的不平衡振动控制，“振动位移的补偿控制”，还是“不平衡激振力的补偿控制”，一直未见适用的设计被发展完成，是当前业界急需改进的目标。为提高无轴承异步电机的运行控制性能，需要在解耦控制基本系统的基础上，采用科学合理的“不平衡激振力的补偿控制”措施和控制系统结构。

发明内容

本发明的主要目的在于，提供一种二极悬浮控制四极无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，以克服现有无轴承异步电机不平衡振动控制技术存在的问题，提高无轴承异步电机的运行控制性能。

本发明具体是采用以下技术方案及技术措施来实现的。

本发明提出一种无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，所述的不平衡振动控制系统由无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制系统和不平衡激振力前馈补偿系统构成；

所述无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制系统包括无轴承异步电机转子磁链定向原系统、无轴承异步电机转子磁链定向逆系统及四个调节器，其中，所述无轴承异步电机转子磁链定向逆系统串接在无轴承异步电机转子磁链定向原系统之前，使无轴承异步电机系统动态解耦为四个线性积分二阶子系统：转速子系统、转子磁链子系统及α和β径向位移子系统，该四个线性积分二阶子系统的输出分别通过四个调节器又连接到无轴承异步电机转子磁链定向逆系统，构成闭环控制系统；

所述不平衡激振力前馈补偿系统包括LMS自适应滤波不平衡激振力补偿器和力/流变换模块，其中，该LMS自适应滤波不平衡激振力补偿器的输入为所述α和β径向位移子系统输出的转子径向位移信号和，及转速子系统输出的转子旋转机械角速度，输出为不平衡振动补偿控制力信号和；该力/流变换模块是将和进行力/流变换，得到不平衡振动前馈补偿控制电流信号、；

将所述不平衡激振力前馈补偿系统输出的不平衡振动前馈补偿控制电流、分别与所述无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制系统的逆系统输出的两个稳态随机位移控制电流、进行叠加，并连接到原系统，即可在所述无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制系统的基础上，构成所述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统。

较佳的，前述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其中所述无轴承异步电机转子磁链定向原系统的动态数学模型是：

，

其中，无轴承异步电机的输入变量u、状态变量x、输出变量y分别为：

，

、分别为转矩绕组定子电压的d、q轴分量，、分别为转矩绕组定子电流的d、q轴分量，为转矩系统的转子磁链，为转子旋转角频率，是由电机结构决定的磁悬浮力系数，为dq坐标系中等效两相转矩系统的互感，为dq坐标系中的等效两相转矩绕组的自感，，为dq坐标系中的等效两相转子绕组的自感，，、分别为转矩系统在dq坐标系中的定、转子漏感，为负载转矩，p ₁为转矩绕组的磁极对数，J为转动惯量， m为转子质量，、是转子单边电磁拉力分量, ，，，，，，R _s1是定子电阻，R _r1是转子电阻。

较佳的，前述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其中所述无轴承异步电机转子磁链定向逆系统的数学模型为：

，

该逆系统的数学模型是结合所述原系统的动态模型，并考虑转矩绕组电流动态得出的，逆系统的输入量为。

较佳的，前述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其中所述四个调节器为一个转速调节器、一个磁链调节器及两个位移调节器，所述转速子系统连接转速调节器，所述转子磁链子系统连接磁链调节器，所述α和β径向位移子系统分别连接两个径向位移调节器。

较佳的，前述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，由所述LMS自适应滤波不平衡激振力补偿器输出不平衡振动补偿控制力信号和的方法步骤如下：

（1）将所述转子旋转机械角速度代入公式：，得出LMS滤波器的双参考输入信号和；

（2）将所述转子径向位移信号及双参考输入信号和送入LMS滤波器，提取出α方向的转子不平衡振动位移信号的最佳估计值；

将所述转子径向位移信号及双参考输入信号和送入LMS滤波器，提取出β方向的转子不平衡振动位移信号的最佳估计值；

（3）分别对、进行转子同步旋转变换、零值给定值闭环反馈调节及反转子同步旋转变换，得到所述不平衡振动补偿控制力信号和。

较佳的，前述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其中由所述LMS滤波器得到、的方法是：

（1）将双参考信号和代入不平衡振动位移信号的估值表达式: ，和为权值，得到水平方向的不平衡振动位移信号或垂直方向的不平衡振动位移信号；

（2）对-与叠加，或-与叠加，可得到当前误差，将、及当前误差代入如下权值调整算式：

，

对和进行权值调整，式中，是步长因子，当达到稳态时，得到或的最佳估计值。

较佳的，前述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其中，所述步长因子的调整函数为，当前误差为-与的叠加，或-与的叠加，a和c是调节步长因子随误差变化的参数，a＞0, 控制步长因子调整函数的取值范围, 保证不平衡振动位移的跟踪快速性和收敛稳定性，0＜c＜1,控制步长因子调整函数的形状，并以作为误差绝对值的临界点将步长因子调整阶段分为自适应快调步长阶段与自适应慢调步长阶段。

较佳的，前述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其中所述力/流变换模块的力/流变换公式为：，其中，、分别为转矩系统气隙磁链的d、q轴分量，计算公式是：。

与现有技术相比，本发明至少具有下列优点及有益效果：

1、本发明在考虑定子电流动态的基础上构造了无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制系统，通过逆系统动态解耦，实现了无轴承异步电机的电磁转矩、转子磁链、随机径向位移等之间的动态解耦控制；

2、无轴承异步电机转子磁链定向逆系统不再含有难以预测的负载转矩变量，取消了现有技术逆系统实现中的负载转矩在线辨识环节；逆系统法已经实现了转矩定子绕组d、q轴电流分量的动态解耦，不再需要现有技术中原系统的定子电流闭环调节环节，使整体控制系统的结构得到一定程度的简化；

3、本发明的不平衡激振力前馈补偿系统，采用LMS滤波器，兼顾快速性和稳态精度,提取出无轴承异步电机转子不平衡振动位移的最佳估计值，进而得到不平衡振动补偿控制力信号和，该不平衡振动补偿控制力与转子不平衡离心激振力大小相等、方向相反，可抵消不平衡激振力的影响，消除或抑制了转子的不平衡振动位移；

4、本发明在无轴承电机整体逆动态解耦控制的基础上加入激振力前馈补偿系统，可有效提高无轴承异步电机的旋转驱动控制性能、转子磁悬浮控制精度，具有较高的无轴承异步电机总体运行控制性能。

附图说明

图1是无轴承异步电机不平衡振动控制系统结构图，图1下部为考虑电流动态的无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制基本系统，图1上部是不平衡振动激振力前馈补偿控制方式原理图。

图2是LMS自适应滤波不平衡离心激振力补偿器结构图。

图3是自适应步长因子调整函数曲线图，其中，图3A是参数c取0.05，参数a分别取1和0.5的曲线对比图，图3B是参数c取0.05，参数a取0.5的曲线放大图。

图4是力/流变换与不平衡振动控制电流叠加补偿方法原理图。

图5为质量偏心距为0.03mm的2KW无轴承异步电机在不平衡激振力补偿前后的转子轴心轨迹对比曲线图，其中，图5A是未加激振力补偿的轴心轨迹图，图5B是施加激励补偿的轴心轨迹图。

具体实施方式

为使本发明的内容更明显易懂，以下结合具体实施例，对本发明进行详细描述。

本发明的一种无轴承异步电机不平衡振动控制系统包括两部分：无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制系统和不平衡激振力前馈补偿系统。图1是本发明无轴承异步电机的不平衡振动控制系统结构图，图1下部是考虑电流动态的无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制系统，图1上部是不平衡激振力前馈补偿系统。具体构造方法如下：

一、构造无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制系统

在考虑了定子电流动态的基础上构造转子磁链定向逆解耦控制系统，该逆解耦控制系统包括无轴承异步电机转子磁链定向原系统、无轴承异步电机转子磁链定向逆系统及四个调节器，其中，所述无轴承异步电机转子磁链定向逆系统串接在无轴承异步电机转子磁链定向原系统之前，使无轴承异步电机系统动态解耦为四个线性积分二阶子系统：转速子系统、转子磁链子系统及α和β径向位移子系统，该四个线性积分二阶子系统的输出分别通过四个调节器又连接到无轴承异步电机转子磁链定向逆系统，构成闭环控制系统，可实现电磁转矩、转子磁链、随机位移分量的动态解耦控制。具体的，

1、定义dq坐标系为四极转矩系统的转子磁链定向坐标系；

2、考虑四极转矩绕组的定子电流动态影响，选取二极悬浮控制四极无轴承异步电机的输入变量u、状态变量x、输出变量y分别为：

(1)

3、根据已有文献给出的转矩系统矢量控制定子电流方程、转矩方程、磁链方程，和磁悬浮系统可控磁悬浮力控制模型、转子径向悬浮运动方程等，结合所选取的二极悬浮控制四极无轴承异步电机系统输入变量u、状态变量x、输出变量y，经理论推导，可得到三相无轴承异步电机转子磁链定向原系统的动态数学模型：

(2)

式（2）中, 、分别为转矩绕组定子电压的d、q轴分量，、分别为转矩绕组定子电流的d、q轴分量，为转矩系统的转子磁链，为转子旋转角频率，是由电机结构决定的磁悬浮力系数，为dq坐标系中等效两相转矩系统的互感，为dq坐标系中的等效两相转矩绕组的自感，，为dq坐标系中的等效两相转子绕组的自感，，、分别为转矩系统在dq坐标系中的定、转子漏感，为负载转矩，p ₁为转矩绕组的磁极对数，J为转动惯量，m为转子质量，、是转子单边电磁拉力分量, ，，，，，，R _s1是定子电阻，R _r1是转子电阻。

4、采用Interactor算法，可判定系统是可逆的，并选取逆系统的输入量为：

(3)

结合三相无轴承异步电机转子磁链定向原系统的动态数学模型，所选取的无轴承异步电机系统输入变量u、状态变量x、输出变量y，以及逆系统输入量，整理可得出考虑转矩绕组电流动态的无轴承异步电机转子磁链定向逆系统的数学模型为：

(4)

5、如图1是本发明无轴承异步电机的不平衡振动控制系统结构图，图1分两部分，下部是考虑电流动态的无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制系统。请参阅图1下部分所示，根据逆系统控制理论，考虑定子电流动态，将无轴承异步电机转子磁链定向逆系统串接在无轴承异步电机转子磁链定向原系统之前，则系统被解耦为线性积分子系统：一个二阶转速子系统、一个二阶转子磁链子系统及α和β两个径向位移二阶子系统，再为各（伪）线性积分子系统设计附加闭环控制器：一个转速调节器、一个磁链调节器及α和β两个径向位移调节器，所述四个线性子系统的输出分别通过四个调节器又连接到无轴承异步电机定子磁链定向逆系统，即可构成闭环的无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制系统，实现电磁转矩、转子磁链、随机位移分量的动态解耦控制。

与现有技术相比，本发明的上述闭环控制系统有两个显著特征：

1、逆系统模型中没有不可预测的负载转矩变量，取消了逆系统实现中的负载转矩在线辨识环节，简化了逆系统实现方法；

2、逆系统模型充分考虑了转矩绕组电流动态特性，通过逆系统法可实现d和q两坐标轴向定子电流的动态解耦，原系统中的定子电流闭环调节环节可省略，可采用开环SPWM调制控制方式，整体控制系统的结构得到一定程度的简化。

另外，在后文的不平衡振动补偿控制力到不平衡振动补偿控制电流之间的变换中，要用到转矩系统的气隙磁链信息，在转子磁链定向dq坐标系中，四极转矩系统气隙磁链的d、q轴分量可表示为：

(5)

二、构造不平衡激振力前馈补偿系统

该不平衡激振力前馈补偿系统包括LMS自适应滤波不平衡激振力补偿器和力/流变换模块。如图1的上部即是不平衡激振力前馈补偿系统。其中，所述LMS自适应滤波不平衡激振力补偿器的输入为所述α和β径向位移子系统输出的水平方向转子径向位移信号和垂直方向转子径向位移信号，及转速子系统输出的转子旋转机械角速度，输出为不平衡振动补偿控制力信号和，该转子径向位移信号和是由电涡流传感器或其他径向位移传感器测量得到；所述力/流变换模块是将所述和进行力/流变换，得到不平衡振动前馈补偿控制电流信号、。具体的，

（一）、构造LMS自适应滤波不平衡激振力补偿器

如图2所示，为本发明LMS自适应滤波不平衡激振力补偿器结构图，用以产生不平衡振动补偿控制力信号和，以便抵消因转子质量偏心而产生的旋转离心激振力，进而消除或抑制转子不平衡振动位移，提高悬浮控制精度。具体方法步骤是：

1、由构造LMS滤波器的双参考信号和

由前述转速子系统输出的转子旋转机械角速度，根据不平衡振动位移信号与转速同频正弦变化的特征，构造LMS自适应滤波器的双参考输入信号：

(6)

其中，T为采样周期，KT表示信号采样时刻。

2、构造提取转子不平衡振动位移信号的LMS滤波器

把所述转子径向位移信号及双参考输入信号和送入LMS滤波器，提取出α方向的转子不平衡振动位移信号的最佳估计值；

把所述转子径向位移信号及双参考输入信号和送入LMS滤波器，提取出β方向的转子不平衡振动位移信号的最佳估计值。

用LMS滤波器提取出转子不平衡振动位移信号的最佳估计值、的具体方法是：

1）、提取转子不平衡振动位移的估计值

定义不平衡振动位移信号的估值表达式为：

(7)

公式中，为不平衡振动位移信号估计值，其可以是沿水平方向的不平衡振动位移，也可以是沿垂直方向的不平衡振动位移。

是前述的双参考信号，和是LMS滤波器的权值，

2）、利用权值调整算式更新滤波器权值

取当前误差信号为，是转子实时径向位移信号，其可以是水平方向的转子径向位移信号或垂直方向的转子径向位移信号。

为实现转子不平衡振动位移信号的动态跟踪提取，采用Widrow-Hoff最速下降法，对权值和进行更新调整，权值调整算式为：

(8)

式中, 为步长因子，用以实时调整LMS滤波器权值和。

3）、通过简便的步长因子调整函数调整滤波器权值

在初始收敛阶段，步长因子应比较大，以便有较快的收敛速度和跟踪速度；而在算法收敛后，不管主输入端干扰信号有多大，都应保持较小的调整步长，以获得较高的稳态跟踪精度；为保证算法收敛，的取值应满足，是输入信号自相关矩阵的最大特征值。“快调”和“慢调”步长因子之间的临界跟踪提取误差绝对值可根据需要改变。为提高实时性，本发明利用一种简便步长因子调整函数实现滤波器权值更新，步长因子调整函数的表达式为：

(9)

式中的a和c是调整参数。a>0,控制步长因子调整函数的取值范围，用以保证不平衡振动跟踪快速性和收敛稳定性；0＜c＜1，参数c控制步长因子调整函数的形状，“”为自适应快速调节与自适应慢速调节步长因子之间的临界跟踪误差点，可通过参数c进行调节。附图3为步长因子自适应调整函数曲线图，其中，图3A是参数c取0.05，参数a分别取1和0.5的曲线对比图，图3B是参数c取0.05，参数a取0.5的曲线放大图。

4)、提取不平衡振动位移信号的最佳估计值

通过公式（9）的步长因子调整函数调整步长因子，进而通过公式（8）调整权值和，重复上述步骤，当达到稳态时，即为不平衡振动位移信号的最佳估计值。

3、提取不平衡振动补偿控制力信号和

分别对水平方向和垂直方向的不平衡振动位移信号的最佳估计值、进行转子同步旋转变换、零值给定值闭环反馈调节及反转子同步旋转变换，得到所述不平衡振动补偿控制力信号和。具体方法是：

1）、定义uv坐标系为转子同步旋转的机械坐标系，对转子旋转角速度进行数字积分获得uv坐标系的位置角：

(10)

2）、通过uv坐标系中的位置角，对转子不平衡振动位移信号的最佳估计值、分别进行转子同步旋转变换，得到uv坐标系中的不平衡振动位移直变分量和；

3）、在uv坐标系中，分别对和进行零给定值的闭环反馈控制，经PID调节（比例、积分、微分调节）获得uv坐标系的“不平衡振动补偿控制力”信号和；

4）、再利用位置角，对和进行反转子同步旋转变换，获得静止αβ坐标系中的“不平衡振动补偿控制力” 信号和。该“不平衡振动补偿控制力”与转子不平衡离心激振力大小相等、方向相反，可用以克服因转子质量偏心引起的转子不平衡径向位移波动或振动，提高悬浮控制精度。

（二）、力/流变换模块

如图4是不平衡振动控制电流的叠加补偿方法原理图，按图4所述方法，对不平衡振动补偿控制力信号、进行力/流变换，可得到dq坐标系中的转子不平衡振动补偿控制电流信号、，力/流变换公式为：

（11）

其中，、为四极转矩系统气隙磁链的d、q轴分量，如图1上部，、是气隙磁链计算所得，其表达式如前述公式所述：

(5)

图1的上部是不平衡激振力前馈补偿系统。请参阅图1的上部所示，将LMS自适应滤波不平衡激振力补偿器输出的不平衡振动补偿控制力信号和送入力/流变换模块，该LMS自适应滤波不平衡激振力补偿器与力/流变换模块共同构成不平衡激振力前馈补偿系统，输出不平衡振动前馈补偿控制电流信号、。

三、构造无轴承异步电机不平衡振动控制系统

请参阅图1所示，将不平衡激振力前馈补偿系统的输出、分别与前述逆解耦控制系统的逆系统输出的两个径向位移的控制电流、进行叠加，即可在转子磁链定向逆解耦控制系统基础上，增加不平衡离心激振力的补偿控制环节，构成具有不平衡振动控制功能的无轴承异步电机不平衡振动控制系统。

需要说明的是，本发明的公式及字母较多，为突出本发明的重点，未释义的字母均有固定的参数含义，是本领域技术人员知悉的。

图1为三相无轴承异步电机不平衡振动控制系统的整体结构图，该系统可在电磁转矩、转子磁链、随机径向位移解耦控制的基础上，实时产生不平衡振动补偿控制力，抵消不平衡离心激振力的影响，消除或抑制转子的不平衡振动位移，可提高转子的磁悬浮控制精度，进而提高无轴承异步电机的运行控制性能。

按前述的相关算式及实现步骤，结合图1～图4，对本发明的无轴承异步电机不平衡振动控制系统进行算法编程和仿真实现。图5A和图5B是质量偏心距为0.03mm的2KW无轴承异步电机转子轴心轨迹对比图，对比图是在同等条件下得出的，图5A是未加激振力补偿的轴心轨迹图，图5B是施加激励补偿的轴心轨迹图。由图5A和图5B可看出，采用本发明的不平衡振动控制系统后，如图5B所示，轴心轨迹明显集中，说明由转子质量偏心引起的转子不平衡激振力影响得到补偿，转子不平衡振动位移得到消除或极大抑制，大大提高了转子的悬浮控制精度。

除了以上描述外,本发明还可以广泛地用在其他实施例中，并且本发明的保护范围并不受实施例的限定，其以权利要求的保护范围为准。任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内,依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改或等同变化，仍属于本发明技术方案的保护范围。

Claims

1.一种无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其特征在于，所述的不平衡振动控制系统由无轴承异步电机转子磁链定向逆解耦控制系统和不平衡激振力前馈补偿系统构成；

2.根据权利要求1所述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其特征在于，其中所述无轴承异步电机转子磁链定向原系统的动态数学模型是：

，

其中，无轴承异步电机的输入变量u、状态变量x、输出变量y分别为：，、分别为转矩绕组定子电压的d、q轴分量，、分别为转矩绕组定子电流的d、q轴分量，为转矩系统的转子磁链，为转子旋转角频率，是由电机结构决定的磁悬浮力系数，为dq坐标系中等效两相转矩系统的互感，为dq坐标系中的等效两相转矩绕组的自感，，为dq坐标系中的等效两相转子绕组的自感，，、分别为转矩系统在dq坐标系中的定、转子漏感，为负载转矩，p ₁为转矩绕组的磁极对数，J为转动惯量， m为转子质量，、是转子单边电磁拉力分量, ，，，，，，R _s1是定子电阻，R _r1是转子电阻。

3.根据权利要求1所述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其特征在于，其中所述无轴承异步电机转子磁链定向逆系统的数学模型为：

，

4.根据权利要求1所述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其特征在于，其中所述四个调节器为一个转速调节器、一个磁链调节器及两个位移调节器，所述转速子系统连接转速调节器，所述转子磁链子系统连接磁链调节器，所述α和β径向位移子系统分别连接两个径向位移调节器。

5.根据权利要求1所述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其特征在于，由所述LMS自适应滤波不平衡激振力补偿器输出不平衡振动补偿控制力信号和的方法步骤如下：

6.根据权利要求5所述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其特征在于，其中由所述LMS滤波器得到、的方法是：

（1）将双参考信号和代入不平衡振动位移信号的估值表达式:，和为权值，得到水平方向的不平衡振动位移信号或垂直方向的不平衡振动位移信号；

（2）对-与叠加，或-与叠加，可得到当前误差，将、及当前误差代入如下权值调整算式：，对和进行权值调整，式中，是步长因子，当达到稳态时，得到或的最佳估计值。

7.根据权利要求6所述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其特征在于，其中所述步长因子的调整函数为，当前误差为-与的叠加，或-与的叠加，a和c是调节步长因子随误差变化的参数，a＞0，控制步长因子调整函数的取值范围，保证不平衡振动位移的跟踪快速性和收敛稳定性，0＜c＜1，控制步长因子调整函数的形状，并以作为误差绝对值的临界点将步长因子调整阶段分为自适应快调步长阶段与自适应慢调步长阶段。

8.根据权利要求1所述无轴承异步电机的不平衡振动控制系统，其特征在于，其中所述力/流变换模块的力/流变换公式为：，其中，、分别为转矩系统气隙磁链的d、q轴分量，计算公式是：。