CN110138299A - 基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统 - Google Patents

Abstract

基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统，包括无轴承异步电机原系统、无轴承异步电机逆系统、转子电阻辨识器、转子磁链观测器和四个闭环调节器，在静止坐标系下推导出转矩系统无功功率的参考模型和观测模型，且参考模型不包含定子电阻参数、纯积分环节，通过构建基于Popov超稳定理论的转子电阻模糊PI自适应律，以便有效提高转子电阻辨识的实时快速性和准确性，并对无轴承异步电机的逆系统模型、转子磁链观测模型中转子电阻参数进行实时修正，以便有效提高其动态解耦控制性能，属于新型特种电机的参数在线检测与驱动控制技术领域，尤其适用于无轴承异步电机的高性能动态解耦控制应用场合。

Description

基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统

技术领域

本发明涉及特种交流电机的参数在线检测及控制技术领域，尤其涉及基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统。

背景技术

无轴承电机是基于磁轴承与交流电机定子结构的相似性，于近年来发展起来的适合于高速运转的新型电机，在航空航天、物料密封传输、先进制造等领域具有广泛的应用前景。在无轴承异步电机运行过程中，电机参数会随运行环境的变化而变化，特别是转子电阻受温度变化的影响较大，会导致转子磁链的观测误差，从而间接影响气隙磁链的准确性、系统的动态解耦控制性能。

对现有文献和专利检索结果发现：无轴承异步电机内部存在复杂的电磁耦合关系，要实现其高性能控制，必须实现其相关变量之间的解耦控制；关于无轴承异步电机的逆系统动态解耦控制，国内外已有初步研究，但转子电阻参数对其逆系统动态解耦控制性能有着重要影响。目前，针对无轴承异步电机转子电阻辨识的研究报道还很少；针对无轴承异步电机，已有文献根据转子电阻变化对转矩系统气隙磁链的影响原理，利用磁悬浮力指令进行无轴承异步电机转子电阻的辨识研究，但其只能适用于已知外部径向力负载的特殊情况。

发明内容

为了克服转子电阻对无轴承异步电机控制性能的影响，本发明提供了一种基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统，可有效避免定子电阻变化、纯积分环节对转子电阻辨识精度的影响，通过对无轴承异步电机的逆系统模型、转子磁链观测模型中转子电阻参数的实时修正，有效提高其动态解耦控制性能。

本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案是：基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统，该系统中设定α-β为静止两相正交坐标系，其α坐标轴与三相无轴承异步电机A相转矩绕组的轴线方向一致，β坐标轴在α坐标轴的逆时针垂直方向，设定d-q为转矩系统转子磁链定向同步旋转坐标系，所述的逆解耦控制系统包括无轴承异步电机原系统、无轴承异步电机逆系统、转子电阻辨识器、转子磁链观测器和四个闭环调节器；

无轴承异步电机逆系统的输出与无轴承异步电机原系统的输入串接，四个闭环调节器分别与无轴承异步电机逆系统的输入串接，转子电阻辨识器和转子磁链观测器均与无轴承异步电机原系统的输出串接，且转子电阻辨识器和转子磁链观测器相互串接，通过转子电阻辨识器和转子磁链观测器配合得到无轴承异步电机的转子电阻观测值以及转子磁链观测值；

将转子电阻观测值送入无轴承异步电机逆系统，并将无轴承异步电机原系统输出的转速、α径向位移分量和β径向位移分量的数值以及所得的转子磁链观测值分别与其各自的一个给定值进行比较运算，再把四个比较运算差值分别送入各自的一个闭环调节器以作为无轴承异步电机逆系统的输入量，即构成基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统；

无轴承异步电机原系统模型为：

式（2）中，，，，，，，，，；R _s1、R _r1分别为转矩系统的定子电阻、转子电阻，L _m1为d-q坐标系中等效两相转矩系统的互感，L _s1 为d-q坐标系中的等效两相转矩绕组的自感，L _s1 =L _m1 +L _s1l ，L _r1为d-q坐标系中的等效两相转子绕组自感，L _r1 =L _m1 +L _r1l ，L _s1l 和L _r1l 分别为转矩系统在d-q坐标系中的定、转子漏感；u _s1d、u _s1q为转矩绕组定子电流的d、q轴分量；i _s2d、i _s2q为悬浮绕组定子电流的d、q轴分量；、分别为α-β坐标系中的转子径向位移分量；ψ _r1为转矩系统的转子磁链；ω _r 为转子旋转角频率；K _m为磁悬浮力系数，，μ ₀为气隙磁导率，l为电机定子铁心长度，r为定子内径，L _m2为悬浮绕组单相激磁电感，N ₁、N ₂分别为转矩绕组、悬浮绕组的有效串联匝数；m为转子质量；f _α、f _β分别为α-β坐标系中的不平衡单边磁拉力分量，，k _s 为径向位移刚度系数；T _L 为负载转矩；p ₁为转矩绕组的磁极对数；

无轴承异步电机逆系统模型为：

式（4）中，，为转子径向位移分量α的二阶导数；，为转子径向位移分量β的二阶导数；，为转矩系统转子磁链ψ _r1的二阶导数；，为转子旋转角速度ω _r 的二阶导数；其余变量和参数的定义见式（2）；

转子磁链观测器模型为：

式（6）中：分别为α-β坐标系中转子磁链分量的观测值；为转子电阻观测值；其余变量和参数的定义见式（2）；

转子电阻辨识器中，通过转子电阻辨识的PI自适应律和模糊控制器配合构成基于无功功率的无轴承异步电机转子电阻辨识的模糊PI自适应律；

转子电阻辨识的PI自适应律为：

式（19）中，为转子电阻观测值，k _i为积分系数，k _p为比例系数，为无轴承异步电机无功功率的观测误差：

Q为无功功率的理论参考值，α-β静止两相正交坐标系下的无功功率参考模型为：

为无功功率的辨识估计值，α-β静止两相正交坐标系下的无功功率可调模型为：

式（17）中：为漏感系数；p为微分算子；其余变量和参数的定义与式（2）相同；

模糊控制器的输入量：偏差e为无功功率的观测误差，模糊控制器的输入量：偏差变化率e _c为无功功率观测误差的变化率，通过模糊控制器对偏差e和偏差变化率e _c分别进行模糊化处理，得到模糊语言变量E和EC，根据模糊控制规则对模糊语言变量E和EC进行模糊推理，得到模糊语言变量ΔKI和ΔKP，通过加权平均法对模糊语言变量ΔKI和ΔKP进行去模糊化处理，得到模糊控制器的输出量Δk _i 和Δk _p ；

将Δk _i 和Δk _p 带入转子电阻辨识的PI自适应律中，通过Δk _i 和Δk _p 对式（19）中的积分系数k _i和比例系数k _p进行实时修正，即构成转子电阻辨识的模糊PI自适应律，从而使转子电阻辨识器能够输出转子电阻观测值；

通过转子电阻辨识器输出的转子电阻观测值不断替换转子磁链观测器模型中使用的转子电阻观测值，从而对转子磁链观测值持续进行实时修正；

通过转子电阻辨识器输出的转子电阻观测值不断替换无功功率可调模型中使用的转子电阻观测值，并通过实时修正后的转子磁链观测值不断替换无功功率可调模型中使用的转子磁链观测值，对无功功率的辨识估计值持续进行实时修正，从而对转子电阻观测值持续进行实时修正。

优选的，建立所述的无轴承异步电机原系统模型时，选取无轴承异步电机的输入变量u、状态变量x、输出变量y分别为：

建立所述的无轴承异步电机逆系统模型时，选取逆系统的输入量：

。

优选的，转子磁链观测器模型的建立方法为，在静止α-β坐标系下，建立无轴承异步电机转矩系统的转子磁链电流模型为：

式（5）中：分别为转子磁链的α、β轴分量；T _r1=L _r1/R _r1为转子时常；i _s1α 、i _s1β 分别为转矩绕组电流的α、β轴分量；R _r1、L _r1、L _m1、ω _r 的定义与式（2）相同； p为微分算子；

用转子电阻观测值替换转子磁链电流模型中的转子电阻R _r1，即可得到转子磁链的观测模型。

优选的，无功功率可调模型的建立方法为，在α-β静止两相正交坐标系下，分别建立转矩系统的定子磁链、转子磁链、定子电压方程：

其中：ψ _s1α 、ψ _s1β 分别为定子磁链的α、β轴分量；i _r1α、i _r1β分别为转子电流的α、β轴分量；L _m1为转矩系统的定转子互电感；

根据式(7)，得到转子电流的表达式：

将式(10)代入式(8)得到：

将式(11)代入式(9)得到：

定义瞬时无功功率为：

将式(12)代入式(13) 得到：

将式(5)代入式(14) 得到：

即得到α-β静止两相正交坐标系下的无功功率可调模型。

优选的，模糊控制器中，模糊语言变量E、EC、ΔKP、ΔKI均选取7个模糊子集[PB、PM、PS、Z、NS、NM、NB]，其中的NB采用Z型隶属度函数、PB采用S型隶属度函数，其余模糊子集采用三角型隶属度函数，并保证模糊语言变量E、EC、ΔKP、ΔKI采用相同的隶属度函数。

根据上述技术方案，本发明的有益效果是：

1、与现有的无轴承电机异步电机控制系统相比，本发明在所采用的无功功率参考模型中，不包含定转子电阻、纯积分环节，因而能够有效避免定子电阻变化、纯积分环节的初值和累计误差等对转子电阻辨识精度的影响，而且转子电阻的观测结果与外部径向力负载的大小没有关系。

2、本发明通过模糊控制器对PI自适应率中的比例系数、积分系数进行在线调整，从而能够有效提高无轴承异步电机转子电阻辨识的精度和跟踪实时性。

3、在转子电阻辨识跟踪的基础上，本发明通过对无轴承异步电机的逆系统模型、转子磁链观测模型中的转子电阻参数进行实时修正，能够有效提高转子磁链的观测精度、无轴承异步电机的动态解耦控制性能，从而能够有效提高转子的磁悬浮运行控制精度。

附图说明

图1为模糊语言变量E、EC、ΔKP、ΔKI所采用的隶属度函数图，包括PB、PM、PS、Z、NS、NM、NB模糊子集；

图2为转子电阻辨识与转子磁链观测原理结构示意图；

图3为基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统的原理结构图。

具体实施方式

基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统，首先在静止坐标系下，推导出转矩系统无功功率的参考模型、可调模型，且其“参考模型”不包含定子电阻参数、纯积分环节；然后，构建基于Popov超稳定理论的转子电阻“模糊PI自适应律”，以便有效提高转子电阻辨识的实时快速性和准确性；最后，对无轴承异步电机的逆系统模型、转子磁链观测模型中转子电阻参数进行实时修正，以便有效提高其动态解耦控制性能，属于新型特种电机的参数在线检测与驱动控制技术领域，尤其适用于无轴承异步电机的高性能动态解耦控制应用场合。

专利发明原理依据：

1、无轴承异步电机是一个多变量、非线性、强耦合的复杂对象，其中转矩系统和磁悬浮系统之间存在复杂的机、电、磁耦合关系，转矩系统的磁场定向精度直接影响到磁悬浮系统的动态解耦控制性能，而转子电阻参数值的准确度是影响转子磁场定向控制精度的最主要因素。

2、MRAS具有算法简单、易于实现等优点，已广泛应用于普通异步电机的转子电阻参数辨识，但其参数辨识精度受“参考模型”精度的影响较大。根据无轴承电机的工作原理和数学模型，可得到不包含转子电阻参数和纯积分环节的转矩系统无功功率的参考模型，以及包含转子电阻参数的无功功率可调模型，若基于转矩系统无功功率的MRAS算法进行转子电阻参数的在线辨识，可有效提高转子电阻参数的辨识精度。

3、在传统的MRAS参数辨识方法中，常规PI调节器不能实现参数的在线自整定，在一定程度上影响转子电阻的辨识效果；若基于智能控制理论算法对自适应律中k _p和k _i 参数进行实时调节，可有效提高自适应律的参数自整定能力，从而提高转子电阻辨识的效果。

4、用转子电阻的精确辨识值对无轴承异步电机的逆系统模型、转子磁链观测模型中转子电阻参数进行实时修正之后，自然能够有效提高其转子磁链、气隙磁链的计算精度，进而有效提高其逆系统动态解耦控制性能。

为了实现上述目的，本发明采取的技术手段为：基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统，包括以下步骤：

1）建立无轴承异步电机的逆系统动态模型

设定：α-β坐标系是静止两相正交坐标系，其水平α坐标轴与三相无轴承异步电机A相转矩绕组的轴线一致，其β坐标轴在α轴的逆时针垂直方向；d-q坐标系为无轴承异步电机转矩系统的转子磁链定向坐标系；

考虑转矩绕组的定子电流动态影响，选取无轴承异步电机的输入变量u、状态变量x、输出变量y分别为：

则根据无轴承异步电机的工作原理，可推导出其原系统状态方程：

式（1）和（2）中： ，，，，，，，，；R _s1、R _r1分别为转矩系统的定子电阻、转子电阻，为d-q坐标系中等效两相转矩系统的互感，L _s1 为d-q坐标系中的等效两相转矩绕组的自感，L _s1 =L _m1 +L _s1l ，L _r1为d-q坐标系中的等效两相转子绕组自感，L _r1 =L _m1 +L _r1l ，L _s1l 和L _r1l 分别为转矩系统在d-q坐标系中的定、转子漏感；u _s1d、u _s1q为转矩绕组定子电流的d、q轴分量；i _s2d、i _s2q为悬浮绕组定子电流的d、q轴分量；、分别为α-β坐标系中的转子径向位移分量；ψ _r1为转矩系统的转子磁链；ω _r 为转子旋转角频率；K _m为磁悬浮力系数，，μ ₀为气隙磁导率，l为电机定子铁心长度，r为定子内径，L _m2为悬浮绕组单相激磁电感，N ₁、N ₂分别为转矩绕组、悬浮绕组的有效串联匝数；m为转子质量；f _α、f _β分别为α-β坐标系中的不平衡单边磁拉力分量，，k _s 为径向位移刚度系数；T _L 为负载转矩；p ₁为转矩绕组的磁极对数。

采用Interactor算法，可判定系统是可逆的。选取逆系统的输入量：

可推导出无轴承电机的逆系统模型：

从（2）、（4）可知：无轴承异步电机的逆系统模型中包含有、等与转子电阻有关的计算系数，因此对转子电阻的变化将对无轴承异步电机逆系统解耦性能产生重要影响。

2）建立转矩系统转子磁链的观测模型

在一个采样周期内，把转子电阻近为恒值，则在静止α-β坐标系下，可建立无轴承异步电机转矩系统转子磁链的电流模型如式(5)所示；

式（5）中：分别为转子磁链的α、β轴分量；T _r1=L _r1/R _r1为转子时常；i _s1α 、i _s1β 分别为转矩绕组电流的α、β轴分量；R _r1、L _r1、L _m1、ω _r 的定义与式（2）相同； p为微分算子；

从式（5）可知：转子磁链的电流模型在全速范围内都适用，但其精度会受到转子参数R _r1、L _r1、L _m1变化的影响，尤其受转子电阻R _r1参数变化的影响最大，这些参数变化都将导致转子磁链幅值、相位的观测误差，进而影响无轴承异步电机气隙磁链的计算精度、磁悬浮系统的动态解耦控制性能，因此有必要对转子电阻参数进行实时辨识和数值更新；

把转子电阻电流模型式（5）中的转子电阻替换为转子电阻观测值，即可得到转子磁链的观测模型：

当式（6）中的转子电阻的辨识值收敛到其实际值时，转子磁链分量的估计值也将同时收敛于其实际值。

3）设计基于无功功率的转子电阻模糊自适应辨识算法

在静止α-β坐标系下，转矩系统的定子磁链、转子磁链、定子电压方程，可分别表示为：

其中：ψ _s1α 、ψ _s1β 分别为定子磁链的α、β轴分量；i _r1α、i _r1β分别为转子电流的α、β轴分量；

根据(7)式，可得转子电流的表达式：

将(10)代入(8)可得：

将(11)代入(9)可得：

定义瞬时无功功率为：

将(12)代入(13)整理可得：

式(14)等号的两侧，是无功功率的两种计算方式，其中：等式的左侧为定子电流、定子电压的表达式，其中不包含任何电机参数；等式的右侧为定子电流、转子磁链的表达式，表达式中包含有电机参数；

将式(5)代入式(14)，经整理可得：

然后，分别选取式(15)的“左侧表达式”和“右侧表达式”为α-β静止两相正交坐标系下无功功率的“参考模型”和“可调模型”，也即分别选取如下式（16）、式（17）为无功功率的“参考模型”和“可调模型”：

其中的符号“^”表示“辨识量”。

在式(16)无功功率的“参考模型”中，因为不包含定子电阻参数，则通过无功功率进行转子电阻辨识时，所辨识的转子电阻不会受到因温度变化、肌肤效应影响而造成的定子电阻变化的影响；另外，因为式(16)无功功率的“参考模型”中不存在“纯积分运算环节”，自然不存在纯积分运算引起的积分初值、累计误差问题。因此，基于无功功率进行转子电阻辨识，可获得较高的转子电阻辨识精度。

在式(17)无功功率的“可调模型”中，转子磁链的观测值由式(6)中的“转子磁链观测模型”得到；当转子电阻的观测值收敛于其实际值时，观测到的转子磁链分量的观测值也将同时收敛于转子磁链分量的实际值。

定义无轴承异步电机无功功率的观测误差为：

以Popov超稳定性理论为依据，根据无轴承异步电机转矩绕组的无功功率，可构造出“MRAS转子电阻辨识机构”的自适应律：

为提高转子电阻辨识的快速性和跟踪效果，在“基于无功功率的转子电阻辨识”过程中，采用模糊控制技术对自适应律中的k _p 、k _i 参数进行实时调节，从而构成“模糊PI自适应律”。

“模糊PI自适应律”由“PI自适应律”和模糊控制器组成，模糊控制器的输入量为偏差e和偏差变化率e _c，输出量是“PI自适应律”的“参数修正量”Δk _p 和Δk _i ；“模糊PI自适应律”通过实时检测偏差e和偏差变化率e _c，根据设定的模糊规则产生相应的输出，从而在“PI自适应律”初始参数的基础上，对其进行实时修正。

选取无功功率的参考模型和可调模型输出的“功率误差”信号为模糊控制器的输入量偏差e；对输入的偏差e、偏差变化率e _c，以及输出的Δk _p 、Δk _i 进行模糊化处理之后，分别得到模糊语言变量E、EC、ΔKP、ΔKI；选取输入变量的论域均为[-3,3]，输出变量的论域均为[-1, 1]；语言变量E、EC、ΔKP、ΔKI均选取7个模糊子集[PB、PM、PS、Z、NS、NM、NB]，其中的NB采用Z型隶属度函数、PB采用S型隶属度函数，其他模糊子集采用三角型隶属度函数。语言变量E、EC、ΔKP、ΔKI采用相同的隶属度函数，具体的隶属度函数如图1所示。

为ΔKP、ΔKI分别制定的模糊控制规则，表1为ΔKP的模糊控制规则表，表2为ΔKI的模糊控制规则表：

表1 ΔKP的模糊控制规则

表2 ΔKI的模糊控制规则

根据语言变量E、EC和模糊控制规则表，结合Mamdani模糊推理法，可得到ΔKP、ΔKI的模糊推理结果；再通过重心法即加权平均法进行解模糊化处理之后，把得到的精确输出量Δk _p 、Δk _i 用于对PI控制器参数k _p 、k _i 进行实时修正。

4）构建基于无功功率的转子电阻辨识器与转子磁链观测器

图2所示为所构建的基于无功功率的无轴承异步电机转子电阻辨识器原理结构图，步骤如下：

（1）把α-β静止坐标系中的定子电压分量u _s1α 、u _s1β和定子电流分量i _s1α 、i _s1β 带入转矩系统无功功率参考模型式（13）之后，输出无功功率的参考值Q；

（2）把α-β静止坐标系中的定子电流分量i _s1α 、i _s1β 和电机转速ω _r ，以及当前转子电阻估计值送入无功功率的可调模型式（14）之后，输出无功功率的估计值；

（3）把无功功率的参考值Q与估计值进行综合比较，把得到的无功功率估计偏差作为“模糊自适应律”的输入量e（即取e=），经模糊自适应调整得到转子电阻的估计值。具体的模糊自适应调整过程是，先对经微分处理得到；再把共同送入模糊控制器，输出比例系数、积分系数的增量值Δk _p 、Δk _i ，然后根据Δk _p 、Δk _i 对自适应律（PI控制器）中的比例系数和积分系数调整（即取），之后按PI自适应律对输入量e进行自适应调节处理，得到转子电阻的估计值；

（4）用转子电阻估计值更新“转子磁链观测器”中的转子电阻值，从而通过“转子磁链观测器”得到当前转子磁链分量的估计值；

（5）把转子电阻估计值和当前转子磁链分量的估计值，以及定子电流分量i _s1α 、i _s1β 和电机转速ω _r 共同带入无功功率的可调模型式（14），从而得到下一个采样周期的无功功率估计值。

5）构建基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统

图3所示为所构建的基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统的原理结构图，步骤如下：

（1）首先把式（4）表示的无轴承异步电机逆系统串接在式（2）表示的无轴承异步电机原系统之前，则无轴承异步电机系统被线性化解耦为四个二阶伪线性积分子系统，包括：输入信号为输出信号为的α向转子径向位移子系统、输入信号为 输出信号为的β向转子径向位移子系统、输入信号为输出信号为的转子磁链子系统、输入信号为输出信号为的电机转速子系统；

（2）为4个线性化子系统分别配置“带有一阶惯性滤波处理环节的PD调节器”，所述调节器的传递函数为：

其中是微分时间常数，为滤波环节惯性时间常数；

（3）完成各子系统调节器的连接，构成完整的闭环控制系统结构，具体链接方式为：把α向转子径向位移的给定值与测量反馈值α的综合比较结果送入α向位移调节器，调节器的输出端接至逆系统的v ₁输入端；把β向转子径向位移的给定值与测量反馈值β的综合比较结果送入β向位移调节器，调节器的输出端接至逆系统的v ₂输入端；把转子磁链的给定值与观测值的综合比较结果送入转子磁链调节器，调节器的输出端接至逆系统的v ₃输入端；把转速的给定值与测量反馈值ω _r 的综合比较结果送入转速调节器，调节器的输出端接至逆系统的v ₄输入端；

（4）把图2中“基于无功功率的转子电阻辨识器”输出的转子电阻观测值送入逆系统模型式（4），用于实时修正“逆系统模型”中的转子电阻参数；并且把图2中“转子磁链观测器”输出的转子磁链观测值作为转子磁链闭环的反馈信号。

Claims (5)

1.基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统，该系统中设定α-β为静止两相正交坐标系，其α坐标轴与三相无轴承异步电机A相转矩绕组的轴线方向一致，β坐标轴在α坐标轴的逆时针垂直方向，设定d-q为转矩系统转子磁链定向同步旋转坐标系，其特征在于：所述的逆解耦控制系统包括无轴承异步电机原系统、无轴承异步电机逆系统、转子电阻辨识器、转子磁链观测器和四个闭环调节器；

无轴承异步电机逆系统的输出与无轴承异步电机原系统的输入串接，四个闭环调节器分别与无轴承异步电机逆系统的输入串接，转子电阻辨识器和转子磁链观测器均与无轴承异步电机原系统的输出串接，且转子电阻辨识器和转子磁链观测器相互串接，通过转子电阻辨识器和转子磁链观测器配合得到无轴承异步电机的转子电阻观测值以及转子磁链观测值；

将转子电阻观测值送入无轴承异步电机逆系统，并将无轴承异步电机原系统输出的转速、α径向位移分量和β径向位移分量的数值以及所得的转子磁链观测值分别与其各自的一个给定值进行比较运算，再把四个比较运算差值分别送入各自的一个闭环调节器以作为无轴承异步电机逆系统的输入量，即构成基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统；

无轴承异步电机原系统模型为：

式（2）中，，，，，，，，，；R _s1、R _r1分别为转矩系统的定子电阻、转子电阻，为d-q坐标系中等效两相转矩系统的互感，L _s1 为d-q坐标系中的等效两相转矩绕组的自感，L _s1 =L _m1 +L _s1l ，L _r1为d-q坐标系中的等效两相转子绕组自感，L _r1 =L _m1 +L _r1l ，L _s1l 和L _r1l 分别为转矩系统在d-q坐标系中的定、转子漏感；u _s1d、u _s1q为转矩绕组定子电流的d、q轴分量；i _s2d、i _s2q为悬浮绕组定子电流的d、q轴分量；、分别为α-β坐标系中的转子径向位移分量；ψ _r1为转矩系统的转子磁链；ω _r 为转子旋转角频率；K _m为磁悬浮力系数，，μ ₀为气隙磁导率，l为电机定子铁心长度，r为定子内径，L _m2为悬浮绕组单相激磁电感，N ₁、N ₂分别为转矩绕组、悬浮绕组的有效串联匝数；m为转子质量；f _α、f _β分别为α-β坐标系中的不平衡单边磁拉力分量，，k _s 为径向位移刚度系数；T _L 为负载转矩；p ₁为转矩绕组的磁极对数；

无轴承异步电机逆系统模型为：

式（4）中，，为转子径向位移分量α的二阶导数；，为转子径向位移分量β的二阶导数；，为转矩系统转子磁链ψ _r1的二阶导数；，为转子旋转角速度ω _r 的二阶导数；其余变量和参数的定义见式（2）；

转子磁链观测器模型为：

式（6）中：分别为α-β坐标系中转子磁链分量的观测值；为转子电阻观测值；其余变量和参数的定义见式（2）；

转子电阻辨识器中，通过转子电阻辨识的PI自适应律和模糊控制器配合构成基于无功功率的无轴承异步电机转子电阻辨识的模糊PI自适应律；

转子电阻辨识的PI自适应律为：

式（19）中，为转子电阻观测值，k _i为积分系数，k _p为比例系数，为无轴承异步电机无功功率的观测误差：

Q为无功功率的理论参考值，α-β静止两相正交坐标系下的无功功率参考模型为：

式（17）中：为漏感系数；p为微分算子；其余变量和参数的定义与式（2）相同；

模糊控制器的输入量：偏差e为无功功率的观测误差，模糊控制器的输入量：偏差变化率e _c为无功功率观测误差的变化率，通过模糊控制器对偏差e和偏差变化率e _c分别进行模糊化处理，得到模糊语言变量E和EC，根据模糊控制规则对模糊语言变量E和EC进行模糊推理，得到模糊语言变量ΔKI和ΔKP，通过加权平均法对模糊语言变量ΔKI和ΔKP进行去模糊化处理，得到模糊控制器的输出量Δk _i 和Δk _p ；

将Δk _i 和Δk _p 带入转子电阻辨识的PI自适应律中，通过Δk _i 和Δk _p 对式（19）中的积分系数k _i和比例系数k _p进行实时修正，即构成转子电阻辨识的模糊PI自适应律，从而使转子电阻辨识器能够输出转子电阻观测值；

通过转子电阻辨识器输出的转子电阻观测值不断替换转子磁链观测器模型中使用的转子电阻观测值，从而对转子磁链观测值持续进行实时修正；

通过转子电阻辨识器输出的转子电阻观测值不断替换无功功率可调模型中使用的转子电阻观测值，并通过实时修正后的转子磁链观测值不断替换无功功率可调模型中使用的转子磁链观测值，对无功功率的辨识估计值持续进行实时修正，从而对转子电阻观测值持续进行实时修正。

2.根据权利要求1所述的基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统，其特征在于：建立所述的无轴承异步电机原系统模型时，选取无轴承异步电机的输入变量u、状态变量x、输出变量y分别为：

建立所述的无轴承异步电机逆系统模型时，选取逆系统的输入量：

。

3.根据权利要求1所述的基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统，其特征在于：转子磁链观测器模型的建立方法为，在静止α-β坐标系下，建立无轴承异步电机转矩系统的转子磁链电流模型为：

式（5）中：分别为转子磁链的α、β轴分量；T _r1=L _r1/R _r1为转子时常；i _s1α 、i _s1β 分别为转矩绕组电流的α、β轴分量；R _r1、L _r1、L _m1、ω _r 的定义与式（2）相同； p为微分算子；

用转子电阻观测值替换转子磁链电流模型中的转子电阻R _r1，即可得到转子磁链的观测模型。

4.根据权利要求1所述的基于转子电阻在线辨识的无轴承异步电机逆解耦控制系统，其特征在于：无功功率可调模型的建立方法为，在α-β静止两相正交坐标系下，分别建立转矩系统的定子磁链、转子磁链、定子电压方程：

其中：ψ _s1α 、ψ _s1β 分别为定子磁链的α、β轴分量；i _r1α、i _r1β分别为转子电流的α、β轴分量；L _m1为转矩系统的定转子互电感；

根据式(7)，得到转子电流的表达式：

将式(10)代入式(8)得到：

将式(11)代入式(9)得到：

定义瞬时无功功率为：

将式(12)代入式(13) 得到：

将式(5)代入式(14) 得到：

即得到α-β静止两相正交坐标系下的无功功率可调模型。

5.根据权利要求1所述的基于无功功率的无轴承异步电机转子电阻辨识方法，其特征在于：模糊控制器中，模糊语言变量E、EC、ΔKP、ΔKI均选取7个模糊子集[PB、PM、PS、Z、NS、NM、NB]，其中的NB采用Z型隶属度函数、PB采用S型隶属度函数，其余模糊子集采用三角型隶属度函数，并保证模糊语言变量E、EC、ΔKP、ΔKI采用相同的隶属度函数。