CN104579042A - 永磁同步电机的控制系统及其力矩波动抑制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出一种永磁同步电机的控制系统，其包括：电流采样模块，采样三相电流；位置估计器，获得转子的估计角度和估计速度；速度校正模块，对转子的估计速度进行速度校正；第一坐标转换模块，对三相电流进行坐标转换以获得直轴和交轴电流；电流校正模块，分别对直轴和交轴电流进行电流校正以获得直轴和交轴电压；谐波抑制模块，获得直轴和交轴补偿电压，并将其分别叠加到直轴和交轴电压以获得补偿后的直轴和交轴电压；第二坐标转换模块，对补偿后的直轴和交轴电压进行坐标转换以获得三相电压。因此，该控制系统能够有效减小永磁同步电机的力矩波动，提高运行的平稳性，从而有效抑制振动与噪声。本发明还提出一种永磁同步电机的力矩波动抑制方法。

Description

永磁同步电机的控制系统及其力矩波动抑制方法

技术领域

本发明涉及电机技术领域，特别涉及一种永磁同步电机的控制系统以及一种永磁同步电机的力矩波动抑制方法。

背景技术

随着科技的进步和人们生活水平的提高，用户对电器设备例如空调的舒适性提出了更高的要求，而噪声性能是衡量空调系统舒适性的一个重要方面。

其中，空调系统中永磁同步电机的噪音是空调系统噪音的主要来源之一，而对于永磁同步电机而言，其力矩波动是产生噪声的主要来源之一。然而，相关技术中，通过减小永磁同步电机的力矩波动来降低噪声的方法有很多，但都不能取得较好的效果，或者在取得较好效果的同时控制方法较为复杂，且需要投入很高的成本。

发明内容

本发明的目的旨在至少在一定程度上解决上述的技术缺陷。

为此，本发明的一个目的在于提出一种永磁同步电机的控制系统，该控制系统能够有效减小永磁同步电机的力矩波动，提高永磁同步电机运行的平稳性，从而有效抑制永磁同步电机的振动与噪声，并且成本低。

本发明的另一个目的在于提出一种永磁同步电机的力矩波动抑制方法。

为达到上述目的，本发明一方面实施例提出的一种永磁同步电机的控制系统，包括：电流采样模块，用于采样永磁同步电机的三相电流Ia、Ib、Ic；位置估计器，用于估计所述永磁同步电机的转子的位置和速度以获得转子的估计角度和转子的估计速度；速度校正模块，用于根据目标速度对所述转子的估计速度进行速度校正以获得交轴目标电流Iqref；第一坐标转换模块，用于对所述三相电流Ia、Ib、Ic进行坐标转换以获得直轴电流Id和交轴电流Iq；电流校正模块，用于根据直轴目标电流Idref和所述交轴目标电流Iqref分别对直轴电流Id和交轴电流Iq进行电流校正以获得直轴电压V0d和交轴电压V0q；谐波抑制模块，用于根据所述三相电流Ia、Ib、Ic和所述转子的估计角度获得直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom，并将所述直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom分别叠加到直轴电压V0d和交轴电压V0q以获得补偿后的直轴电压Vd和补偿后的交轴电压Vq；第二坐标转换模块，用于对所述补偿后的直轴电压Vd和补偿后的交轴电压Vq进行坐标转换以获得控制所述永磁同步电机的三相电压Va、Vb、Vc。

根据本发明实施例提出的永磁同步电机的控制系统，通过第一坐标转换模块对三相电流Ia、Ib、Ic进行坐标转换以获得直轴电流Id和交轴电流Iq，同时速度校正模块根据目标速度对转子的估计速度进行速度校正以获得交轴目标电流Iqref，从而电流校正模块根据直轴目标电流Idref和交轴目标电流Iqref分别对直轴电流Id和交轴电流Iq进行电流校正以获得直轴电压V0d和交轴电压V0q，并且谐波抑制模块根据三相电流Ia、Ib、Ic和转子的估计角度获得直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom，然后将直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom分别叠加到直轴电压V0d和交轴电压V0q以获得补偿后的直轴电压Vd和补偿后的交轴电压Vq，最后第二坐标转换模块对补偿后的直轴电压Vd和补偿后的交轴电压Vq进行坐标转换以获得控制永磁同步电机的三相电压Va、Vb、Vc。因此，本发明的永磁同步电机的控制系统通过在直轴电压V0d和交轴电压V0q上分别叠加补偿量Vdcom和Vqcom，从而能够有效抑制永磁同步电机的力矩波动，提高永磁同步电机运行的平稳性，有效降低永磁同步电机的振动与噪声，而且，该控制系统实现简单，不需要增加硬件成本，成本低。

在本发明的一个实施例中，所述谐波抑制模块包括：第三坐标转换子模块和第一低通滤波器，所述第三坐标转换子模块用于根据所述转子的估计角度对所述三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波电流进行坐标转换，所述第一低通滤波器对坐标转换后的5次谐波电流进行滤波处理以获得所述5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q；第四坐标转换子模块和第二低通滤波器，所述第四坐标转换子模块用于根据所述转子的估计角度对所述三相电流Ia、Ib、Ic中的7次谐波电流进行坐标转换，所述第二低通滤波器对坐标转换后的7次谐波电流进行滤波处理以获得所述7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q；PI调节器，所述PI调节器根据所述5次谐波电流的直轴电流I5d和所述7次谐波电流的直轴电流I7d获得所述直轴补偿电压Vdcom，并根据所述5次谐波电流的交轴电流I5q和所述7次谐波电流的交轴电流I7q获得所述交轴补偿电压Vqcom。

通过在直轴电压V0d和交轴电压V0q分别叠加直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom，从而能够有效抑制永磁同步电机运行时三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波、7次谐波，进而抑制永磁同步电机的力矩波动。

具体地，所述第三坐标转换子模块根据以下公式获得所述5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{5d}\\ i_{5q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos (-5\mathrm{\ωt})& \cos (-5\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (-5\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin (-5\mathrm{\ωt})& -\sin (-5\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (-5\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2)\\ i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

其中，ωt为所述转子的估计角度，i₅为所述三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波电流的幅值，θ₂为所述5次谐波电流的初始相位角。

具体地，所述第四坐标转换子模块根据以下公式获得所述7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{7d}\\ i_{7q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(7\mathrm{\ωt}\right)& \cos (7\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (7\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \left(7\mathrm{\ωt}\right)& -\sin (7\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (7\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3)\\ i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

其中，ωt为所述转子的估计角度，i₇为所述三相电流Ia、Ib、Ic中的7次谐波电流的幅值，θ₃为所述7次谐波电流的初始相位角。

在本发明的一个实施例中，所述第二坐标转换模块包括：逆park坐标转换单元，用于根据所述转子的估计角度对所述直轴电压Vd和交轴电压Vq进行逆park坐标转换以获得两相电压Valpha、Vbeta；逆clarke坐标转换单元，用于对所述两相电压Valpha、Vbeta进行逆clarke坐标转换以获得所述三相电压Va、Vb、Vc。

并且，所述第一坐标转换模块包括：clarke坐标转换单元，用于对所述三相电流Ia、Ib、Ic进行clarke坐标转换以获得两相电流Ialpha、Ibeta；park坐标转换单元，用于根据所述转子的估计角度对所述两相电流Ialpha、Ibeta进行park坐标转换以获得所述直轴电流Id和交轴电流Iq。

在本发明的一个实施例中，所述位置估计器用于根据所述两相电压Valpha、Vbeta和所述两相电流Ialpha、Ibeta估计所述电机的转子的位置和速度以获得所述转子的估计角度和所述转子的估计速度。

为达到上述目的，本发明另一方面实施例提出了一种永磁同步电机的力矩波动抑制方法，包括以下步骤：S1，对永磁同步电机的三相电流Ia、Ib、Ic进行采样；S2，估计所述永磁同步电机的转子的位置以获得转子的估计角度；S3，根据所述三相电流Ia、Ib、Ic和所述转子的估计角度获得所述永磁同步电机的直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom；S4，根据所述直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom对所述永磁同步电机进行控制以抑制所述永磁同步电机的力矩波动。

根据本发明实施例提出的永磁同步电机的力矩波动抑制方法，其中根据三相电流Ia、Ib、Ic和转子的估计角度获得永磁同步电机的直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom，并根据直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom对永磁同步电机进行控制。因此，本发明的永磁同步电机的力矩波动抑制方法通过在直轴电压和交轴电压上分别叠加补偿量Vdcom和Vqcom，从而有效减小永磁同步电机的力矩波动，提高永磁同步电机运行的平稳性，有效抑制永磁同步电机的振动与噪声。并且，该抑制方法简单有效，通过软件即可实现，无需增加硬件成本，成本低。

在本发明一个实施例中，步骤S3具体包括：根据所述转子的估计角度对所述三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波电流进行坐标转换，并对坐标转换后的5次谐波电流进行滤波处理以获得所述5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q；根据所述转子的估计角度对所述三相电流Ia、Ib、Ic中的7次谐波电流进行坐标转换，并对坐标转换后的7次谐波电流进行滤波处理以获得所述7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q；根据所述5次谐波电流的直轴电流I5d和所述7次谐波电流的直轴电流I7d获得所述直轴补偿电压Vdcom，并根据所述5次谐波电流的交轴电流I5q和所述7次谐波电流的交轴电流I7q获得所述交轴补偿电压Vqcom。

因此，通过三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波电流和7次谐波电流获得直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom，并将直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom叠加到直轴电压和交轴电压以实现对永磁同步电机的控制，从而能够有效抑制永磁同步电机运行时三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波电流和7次谐波，进而有效抑制永磁同步电机的力矩波动。

具体地，根据以下公式获得所述5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{5d}\\ i_{5q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos (-5\mathrm{\ωt})& \cos (-5\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (-5\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin (-5\mathrm{\ωt})& -\sin (-5\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (-5\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2)\\ i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

其中，ωt为所述转子的估计角度，i₅为所述三相电流Ia、Ib、Ic的5次谐波电流的幅值，θ₂为所述5次谐波电流的初始相位角。

具体地，根据以下公式获得所述7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{7d}\\ i_{7q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(7\mathrm{\ωt}\right)& \cos (7\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (7\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \left(7\mathrm{\ωt}\right)& -\sin (7\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (7\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3)\\ i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

其中，ωt为所述转子的估计角度，i₇为所述三相电流Ia、Ib、Ic的7次谐波电流的幅值，θ₃为所述7次谐波电流的初始相位角。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为根据本发明实施例的永磁同步电机的控制系统的控制原理示意图；

图2为根据本发明一个具体实施例的永磁同步电机的控制系统的控制原理示意图；

图3为根据本发明实施例的永磁同步电机的控制系统中的谐波抑制模块的控制原理示意图；

图4为根据本发明实施提出的永磁同步电机的控制系统的空调压缩机的稳态速度的仿真曲线图；

图5为现有技术中空调压缩机的稳态速度的仿真曲线图；

图6为根据本发明实施提出的永磁同步电机的控制系统的空调压缩机的相电流的仿真曲线图；

图7为现有技术中空调压缩机的相电流的仿真曲线图；以及

图8为根据本发明实施例提出的永磁同步电机的力矩波动抑制方法的流程图。

附图标记：

电流采样模块10、位置估计器20、速度校正模块30、第一坐标转换模块40、电流校正模块50、谐波抑制模块60、第二坐标转换模块70、永磁同步电机80、逆park坐标转换单元701、逆clarke坐标转换单元702、clarke坐标转换单元401、park坐标转换单元402、第三坐标转换子模块601、第一低通滤波器602、第四坐标转换子模块603、第二低通滤波器604和PI调节器605。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

下文的公开提供了许多不同的实施例或例子用来实现本发明的不同结构。为了简化本发明的公开，下文中对特定例子的部件和设置进行描述。当然，它们仅仅为示例，并且目的不在于限制本发明。此外，本发明可以在不同例子中重复参考数字和/或字母。这种重复是为了简化和清楚的目的，其本身不指示所讨论各种实施例和/或设置之间的关系。此外，本发明提供了的各种特定的工艺和材料的例子，但是本领域普通技术人员可以意识到其他工艺的可应用于性和/或其他材料的使用。另外，以下描述的第一特征在第二特征之“上”的结构可以包括第一和第二特征形成为直接接触的实施例，也可以包括另外的特征形成在第一和第二特征之间的实施例，这样第一和第二特征可能不是直接接触。

在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是机械连接或电连接，也可以是两个元件内部的连通，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，对于本领域的普通技术人员而言，可以根据具体情况理解上述术语的具体含义。

参照下面的描述和附图，将清楚本发明的实施例的这些和其他方面。在这些描述和附图中，具体公开了本发明的实施例中的一些特定实施方式，来表示实施本发明的实施例的原理的一些方式，但是应当理解，本发明的实施例的范围不受此限制。相反，本发明的实施例包括落入所附加权利要求书的精神和内涵范围内的所有变化、修改和等同物。

在描述根据本发明实施例提出的永磁同步电机的控制系统以及永磁同步电机的力矩波动抑制方法之前，先来简单介绍一下相关技术中的永磁同步电机的力矩波动的抑制方法。相关技术中的永磁同步电机的力矩波动抑制方法有以下几种：

其一是，通过建立基于谐波的永磁同步电机的电压平衡方程，对6次谐波进行补偿。但是，该方法能够使6次谐波明显减小，但补偿效果十分有限。

其二是，建立5、7次谐波的数学模型，通过坐标旋转得到5、7次电流谐波，再通过对5、7次谐波交叉闭环控制达到抑制谐波的目的。该方法尽管取得了较好的成果，但是算法相对复杂，且对硬件要求较高。

其三是，利用FIR（Finate Impulse Response，有限脉冲响应）数字滤波器，来达到抑制谐波的目的。但是，该方法会产生较大的相位滞后，且还会影响控制系统的稳定性。

其四是，根据一种自动搜寻算法，得到补偿电压的幅值和相位，从而对永磁同步电机的不同运行状况进行在线补偿，对6、12次谐波进行了有效的抑制，取得了较好的效果，但是，该算法比较复杂，对硬件配置要求较高。

其五是，通过改变输出SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation，正弦脉宽调制）的载频来达到抑制谐波的目的。尽管该方案实现简单，但是效果十分有限，而且SPWM输出功率相对矢量控制而言较低。

基于上述方法的不足，本发明提出一种新的永磁同步电机的控制系统以及其的力矩波动抑制方法。

下面参照附图来描述根据本发明实施例提出的一种永磁同步电机的控制系统以及一种永磁同步电机的力矩波动抑制方法。

图1为根据本发明实施例的永磁同步电机的控制系统的控制原理示意图。如图1所示，该永磁同步电机的控制系统包括：电流采样模块10、位置估计器20、速度校正模块30、第一坐标转换模块40、电流校正模块50、谐波抑制模块60和第二坐标转换模块70。

其中，电流采样模块10用于采样永磁同步电机80的三相电流Ia、Ib、Ic；位置估计器20用于估计永磁同步电机80的转子的位置和速度以获得转子的估计角度和转子的估计速度；速度校正模块30用于根据目标速度Vref对转子的估计速度进行速度校正以获得交轴目标电流Iqref；第一坐标转换模块40用于对三相电流Ia、Ib、Ic进行坐标转换以获得直轴电流Id和交轴电流Iq；电流校正模块50用于根据直轴目标电流Idref和交轴目标电流Iqref分别对直轴电流Id和交轴电流Iq进行电流校正以获得直轴电压V0d和交轴电压V0q；谐波抑制模块60用于根据三相电流Ia、Ib、Ic和转子的估计角度获得直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom，并将直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom分别叠加到直轴电压V0d和交轴电压V0q以获得补偿后的直轴电压Vd和补偿后的交轴电压Vq；第二坐标转换模块70用于对补偿后的直轴电压Vd和补偿后的交轴电压Vq进行坐标转换以获得控制永磁同步电机80的三相电压Va、Vb、Vc。

在本发明的一个具体实施例中，速度校正模块30和电流校正模块50均可以采用PI调节器。

如图2所示，第二坐标转换模块70包括逆park坐标转换单元701和逆clarke坐标转换单元702。逆park坐标转换单元701用于根据转子的估计角度对直轴电压Vd和交轴电压Vq进行逆park坐标转换以获得两相电压Valpha、Vbeta，即言，根据转子的估计角度将关于Vd和Vq的两相同步旋转坐标系转换到关于Valpha和Vbeta的两相静止坐标系下。逆clarke坐标转换单元702用于对两相电压Valpha、Vbeta进行逆clarke坐标转换以获得三相电压Va、Vb、Vc，即言，将关于Valpha和Vbeta的两相静止坐标系转换到关于Va、Vb、Vc的三相静止坐标系下。

如图2所示，第一坐标转换模块40包括clarke坐标转换单元401和park坐标转换单元402。clarke坐标转换单元401用于对三相电流Ia、Ib、Ic进行clarke坐标转换以获得两相电流Ialpha、Ibeta，即言，将关于Ia、Ib、Ic的三相静止坐标系转换到关于Ialpha和Ibeta的两相静止坐标系下。park坐标转换单元402用于根据转子的估计角度对两相电流Ialpha、Ibeta进行park坐标转换以获得直轴电流Id和交轴电流Iq，即言，根据转子的估计角度将关于Ialpha和Ibeta的两相静止坐标系转换到关于Id和Iq的两相同步旋转坐标系下。

并且，位置估计器20用于根据两相电压Valpha、Vbeta和两相电流Ialpha、Ibeta估计永磁同步电机80的转子的位置和速度以获得转子的估计角度和转子的估计速度。

另外，如图2所示，电流校正模块50还包括q轴电流校正和d轴电流校正。

在本发明一个实施例中，如图3所示，谐波抑制模块60包括：第三坐标转换子模块601、第一低通滤波器602、第四坐标转换子模块603、第二低通滤波器604和PI调节器605。

其中，第三坐标转换子模块601用于根据转子的估计角度对三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波电流进行坐标转换，第一低通滤波器602对坐标转换后的5次谐波电流进行滤波处理以获得5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q。

具体而言，在永磁同步电机稳态运行时，气隙磁场畸变、逆变器管压降和死区时间等因素，会导致永磁同步电机的电流波形畸变，这样就使电流中含有5次、6次、7次、12次等一系列谐波分量，而正是由于这些谐波电流分量存在导致了永磁同步电机的力矩波动。其中，5次、7次谐波分量所占比重较大。

这样，假设三相电流i_a、i_b、i_c只含有基波、5次谐波和7次谐波，这样，根据傅里叶级数，三相电流i_a、i_b、i_c可以根据以下公式表达：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_a=i_1\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1)+i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2)+i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3)\\ i_b=i_1\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1-\frac{2}{3}\mathrm{\π})+i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2-\frac{2}{3}\mathrm{\π})+i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_c=i_1\sin (\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_1+\frac{2}{3}\mathrm{\π})+i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2+\frac{2}{3}\mathrm{\π})+i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，i_a、i_b、i_c为三相电流，i₁、i₅、i₇为基波、5次谐波、7次谐波电流的幅值，θ₁、θ₂、θ₃为基波、5次谐波、7次谐波电流的初始相位角，ω为角速度。由离散傅里叶变换的原理可知，5次谐波电流向量的旋转方向与基波电流向量的旋转方向相反，7次谐波电流向量旋转方向与基波电流向量的旋转方向相同。

在本发明一个实施例中，通过第三坐标转换子模块601对三相电流Ia、Ib、Ic进行坐标转换，由三相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系下。可以根据以下公式实现转换：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d^{\′}\\ i_q^{\′}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \mathrm{\θ}& \cos (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \mathrm{\θ}& -\sin (\mathrm{\θ}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (\mathrm{\θ}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a\\ i_b\\ i_c\end{array}\right]---\left(2\right)$

其中，θ为旋转角度，i_a、i_b、i_c为三相静止坐标系下的三相电流，i′_d、i_q′为两相同步旋转坐标系下的两相电流。

根据abc/dq坐标变换的原理，与dq同步旋转轴系旋转方向一致，速度相同的谐波分量在dq轴系下为直流分量。

这样，当选择旋转角度θ等于5次谐波旋转产生的角度时，即当θ=-5ωt时，变换后的5次谐波电流变为直流量，其他谐波仍为交流量，即言，通过旋转角度为θ=-5ωt的第三坐标转换子模块601的变换后，5次谐波电流变为直流量。而第一低通滤波器602对坐标转换后的三相电流进行滤波处理，即滤除其他交流量后获得5次谐波电流，从而获得5次谐波的直轴电流I5d和交轴电流I5q。

例如，第三坐标转换子模块601根据以下公式可以获得5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{5d}\\ i_{5q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos (-5\mathrm{\ωt})& \cos (-5\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (-5\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin (-5\mathrm{\ωt})& -\sin (-5\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (-5\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2)\\ i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]---\left(3\right)$

其中，ωt为转子的估计角度，i₅为三相电流i_a、i_b、i_c中的5次谐波电流的幅值，θ₂为5次谐波电流的初始相位角，θ₂为常数。

经过化简，式（3）变为

$\left[\begin{array}{c}{i}_{5d}\\ i_{5q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{3}{2}}\left[\begin{array}{c}{i}_5\sin {\mathrm{\θ}}_2\\ -i_5\cos {\mathrm{\θ}}_2\end{array}\right]$

其中，i₅为三相电流i_a、i_b、i_c中的5次谐波电流的幅值，θ₂为5次谐波电流的初始相位角，

如图3所示，第四坐标转换子模块603用于根据转子的估计角度对三相电流Ia、Ib、Ic中的7次谐波电流进行坐标转换，第二低通滤波器604对坐标转换后的7次谐波电流进行滤波处理以获得7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q。

同样地，通过第四坐标转换子模块603对三相电流Ia、Ib、Ic进行坐标转换，由三相静止坐标系转换到两相同步旋转坐标系下。这样，当选择旋转角度θ等于7次谐波旋转产生的角度时，即当θ=7ωt时，变换后7次谐波电流变为直流量，其他谐波仍为交流量，即言，通过旋转角度为θ=7ωt的第四坐标转换子模块603的变换后，7次谐波电流变为直流量。而第二低通滤波器604对坐标转换后的三相电流进行滤波处理，即滤除其他交流量后获得7次谐波电流，从而获得7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q。

例如，第四坐标转换子模块603根据以下公式可以获得7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{7d}\\ i_{7q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(7\mathrm{\ωt}\right)& \cos (7\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (7\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \left(7\mathrm{\ωt}\right)& -\sin (7\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (7\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3)\\ i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]---\left(4\right)$

其中，ωt为转子的估计角度，i₇为三相电流i_a、i_b、i_c中的7次谐波电流的幅值，θ₃为7次谐波电流的初始相位角，θ₃为常数。

经过化简，式（4）变为

$\left[\begin{array}{c}{i}_{7d}\\ i_{7q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{3}{2}}\left[\begin{array}{c}{i}_7\sin {\mathrm{\θ}}_3\\ -i_7\cos {\mathrm{\θ}}_3\end{array}\right]$

其中，i₇为三相电流i_a、i_b、i_c中的7次谐波电流的幅值，θ₃为7次谐波电流的初始相位角，

如图3所示，PI调节器605根据5次谐波电流的直轴电流I5d和7次谐波电流的直轴电流I7d获得直轴补偿电压Vdcom，并根据5次谐波电流的交轴电流I5q和7次谐波电流的交轴电流I7q获得交轴补偿电压Vqcom。

具体来说，如图3所示，根据所获得的直轴电流I5d建立闭环控制系统，也就是说，将直轴电流I5d与预设电流例如0进行比较以获得其偏差，即0减去直轴电流I5d的差值，PI调节根据偏差的大小及变化情况得到闭环系统的输出，即5次谐波的直轴补偿电压。并且，根据所获得的直轴电流I7d建立闭环控制系统，也就是说，将直轴电流I7d与预设电流例如0进行比较以获得其偏差，即0减去直轴电流I7d的差值，PI调节根据偏差的大小及变化情况得到闭环系统的输出，即7次谐波的直轴补偿电压。将5次谐波的直轴补偿电压和7次谐波的直轴补偿电压叠加得到直轴补偿电压Vdcom。

同样地，根据所获得的交轴电流I5q建立闭环控制系统，也就是说，将交轴电流I5q与预设电流例如0进行比较以获得其偏差，即0减去交轴电流I5q的差值，PI调节根据偏差的大小及变化情况得到闭环系统的输出，即5次谐波的交轴补偿电压。并且，根据所获得的交轴电流I7q建立闭环控制系统，也就是说，将交轴电流I7q与预设电流例如0进行比较以获得其偏差，即0减去交轴电流I7q的差值，PI调节根据偏差的大小及变化情况得到闭环系统的输出，即7次谐波的交轴补偿电压。将5次谐波的交轴补偿电压和7次谐波的交轴补偿电压叠加得到交轴补偿电压Vqcom。

在本发明实施例中，将闭环系统的输出，即直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom叠加到相应的直轴电压V0d和交轴电压V0q上，从而能够有效抑制永磁同步电机运行时三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波、7次谐波，进而抑制永磁同步电机的力矩波动。

在本发明一个示例中，以空调压缩机为被控对象，其具有如下参数；电阻R为0.95Ω，直轴电感Ld为15.2mH，交轴电感Lq为26.1mH，反电势系数Ke为37V/krpm,电机极对数poles为2，转动惯量为0.003kg·m²，目标速度Vref为10Hz。根据本发明实施提出的永磁同步电机的控制系统，进行仿真。以空调压缩机的稳态速度的仿真结果作对比，图4为根据本发明实施提出的永磁同步电机的控制系统的空调压缩机的稳态速度的仿真曲线图，图5为现有技术中空调压缩机的稳态速度的仿真曲线图，其中，横坐标为点数，纵坐标为速度，单位为Hz。通过对比可知，本发明实施提出的永磁同步电机的控制系统的稳态速度波动较小，换句话说，本发明实施提出的永磁同步电机的控制系统能够更好地抑制力矩的波动。

另外，以空调压缩机的相电流的仿真结果作对比，图6为根据本发明实施提出的永磁同步电机的控制系统的空调压缩机的相电流的仿真曲线图，图7为现有技术中空调压缩机的相电流的仿真曲线图，其中，横坐标为点数，纵坐标为相电流，单位为A。通过对比可知，本发明实施提出的永磁同步电机的控制系统能够更好地抑制相电流的6次谐波。

需要说明的是，本发明实施提出的永磁同步电机的控制系统既能应用于表贴式永磁同步电机，也能应用于内埋式永磁同步电机

根据本发明实施例提出的永磁同步电机的控制系统，通过第一坐标转换模块对三相电流Ia、Ib、Ic进行坐标转换以获得直轴电流Id和交轴电流Iq，同时速度校正模块根据目标速度对转子的估计速度进行速度校正以获得交轴目标电流Iqref，从而电流校正模块根据直轴目标电流Idref和交轴目标电流Iqref分别对直轴电流Id和交轴电流Iq进行电流校正以获得直轴电压V0d和交轴电压V0q，并且谐波抑制模块根据三相电流Ia、Ib、Ic和转子的估计角度获得直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom，然后将直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom分别叠加到直轴电压V0d和交轴电压V0q以获得补偿后的直轴电压Vd和补偿后的交轴电压Vq，最后第二坐标转换模块对补偿后的直轴电压Vd和补偿后的交轴电压Vq进行坐标转换以获得控制永磁同步电机的三相电压Va、Vb、Vc。因此，本发明的永磁同步电机的控制系统通过在直轴电压V0d和交轴电压V0q上分别叠加补偿量Vdcom和Vqcom，从而能够有效抑制永磁同步电机的力矩波动，提高永磁同步电机运行的平稳性，有效降低永磁同步电机的振动与噪声，而且，该控制系统实现简单，不需要增加硬件成本，成本低。

图8为根据本发明实施例提出的永磁同步电机的力矩波动抑制方法的流程图。如图8所示，该永磁同步电机的力矩波动抑制方法包括以下步骤：

S1，对永磁同步电机的三相电流Ia、Ib、Ic进行采样。

S2，估计永磁同步电机的转子的位置以获得转子的估计角度。

S3，根据三相电流Ia、Ib、Ic和转子的估计角度获得永磁同步电机的直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom。

具体地，步骤S3还包括：

根据转子的估计角度对三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波电流进行坐标转换，并对坐标转换后的5次谐波电流进行滤波处理以获得5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q。

具体而言，通过第三坐标转换子模块601对三相电流Ia、Ib、Ic进行坐标转换，坐标转换后5次谐波变直流量，其他谐波变为交流量，同时利用第一低通滤波器602对坐标转换后的电流进行滤波处理，滤除交流量，进而获得5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q。

根据以下公式可以获得5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{d5}\\ i_{q5}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos (-5\mathrm{\ωt})& \cos (-5\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (-5\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin (-5\mathrm{\ωt})& -\sin (-5\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (-5\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2)\\ i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

其中，ωt为转子的估计角度，i₅为三相电流i_a、i_b、i_c中的5次谐波电流幅值，θ₂为5次谐波电流的初始相位角，θ₂为常数。

根据转子的估计角度对三相电流i_a、i_b、i_c中的7次谐波电流进行坐标转换，并对坐标转换后的7次谐波电流进行滤波处理以获得7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q。

具体而言，通过第四坐标转换子模块603对三相电流Ia、Ib、Ic进行坐标转换，坐标转换后7次谐波变直流量，其他谐波变为交流量，同时利用第二低通滤波器604对坐标转换后的电流进行滤波处理，滤除交流量，进而获得7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q。

根据以下公式可以获得7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{d7}\\ i_{q7}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(7\mathrm{\ωt}\right)& \cos (7\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (7\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \left(7\mathrm{\ωt}\right)& -\sin (7\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (7\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3)\\ i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

其中，ωt为转子的估计角度，i₇为三相电流Ia、Ib、Ic中的7次谐波电流的幅值，θ₃为7次谐波电流的初始相位角，θ₃为常数。

根据5次谐波电流的直轴电流I5d和7次谐波电流的直轴电流I7d获得直轴补偿电压Vdcom，即根据I5d和I7d分别构成闭环控制系统，将其输出叠加后得到直轴补偿电压Vdcom。同时，根据5次谐波电流的交轴电流I5q和7次谐波电流的交轴电流I7q获得交轴补偿电压Vqcom，即根据I5q和I7q分别构成闭环控制系统，将其输出叠加后得到交轴补偿电压Vqcom。

在本发明实施例中，将闭环系统的输出，即直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom叠加到相应的直轴电压V0d和交轴电压V0q上，即可有效抑制永磁同步电机运行时三相电流Ia、Ib、Ic中的5、7次谐波，进而抑制永磁同步电机的力矩波动。

S4，根据直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom对永磁同步电机进行控制以抑制永磁同步电机的力矩波动。

将直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom叠加到分别叠加到直轴电压V0d和交轴电压V0q即可有效抑制三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波、7次谐波，从而抑制永磁同步电机的力矩波动。

根据本发明实施例提出的永磁同步电机的力矩波动抑制方法，其中根据三相电流Ia、Ib、Ic和转子的估计角度获得永磁同步电机的直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom，并根据直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom对永磁同步电机进行控制。因此，本发明的永磁同步电机的力矩波动抑制方法通过在直轴电压和交轴电压上分别叠加补偿量Vdcom和Vqcom，从而有效减小永磁同步电机的力矩波动，提高永磁同步电机运行的平稳性，有效抑制永磁同步电机的振动与噪声。并且，该抑制方法简单有效，通过软件即可实现，无需增加硬件成本，成本低。

流程图中或在此以其他方式描述的任何过程或方法描述可以被理解为，表示包括一个或更多个用于实现特定逻辑功能或过程的步骤的可执行指令的代码的模块、片段或部分，并且本发明的优选实施方式的范围包括另外的实现，其中可以不按所示出或讨论的顺序，包括根据所涉及的功能按基本同时的方式或按相反的顺序，来执行功能，这应被本发明的实施例所属技术领域的技术人员所理解。

在流程图中表示或在此以其他方式描述的逻辑和/或步骤，例如，可以被认为是用于实现逻辑功能的可执行指令的定序列表，可以具体实现在任何计算机可读介质中，以供指令执行系统、装置或设备（如基于计算机的系统、包括处理器的系统或其他可以从指令执行系统、装置或设备取指令并执行指令的系统）使用，或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用。就本说明书而言，"计算机可读介质"可以是任何可以包含、存储、通信、传播或传输程序以供指令执行系统、装置或设备或结合这些指令执行系统、装置或设备而使用的装置。计算机可读介质的更具体的示例（非穷尽性列表）包括以下：具有一个或多个布线的电连接部（电子装置），便携式计算机盘盒（磁装置），随机存取存储器（RAM），只读存储器（ROM），可擦除可编辑只读存储器（EPROM或闪速存储器），光纤装置，以及便携式光盘只读存储器（CDROM）。另外，计算机可读介质甚至可以是可在其上打印所述程序的纸或其他合适的介质，因为可以例如通过对纸或其他介质进行光学扫描，接着进行编辑、解译或必要时以其他合适方式进行处理来以电子方式获得所述程序，然后将其存储在计算机存储器中。

应当理解，本发明的各部分可以用硬件、软件、固件或它们的组合来实现。在上述实施方式中，多个步骤或方法可以用存储在存储器中且由合适的指令执行系统执行的软件或固件来实现。例如，如果用硬件来实现，和在另一实施方式中一样，可用本领域公知的下列技术中的任一项或他们的组合来实现：具有用于对数据信号实现逻辑功能的逻辑门电路的离散逻辑电路，具有合适的组合逻辑门电路的专用集成电路，可编程门阵列（PGA），现场可编程门阵列（FPGA）等。

本技术领域的普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。

此外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。

上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同限定。

Claims (11)

1.一种永磁同步电机的控制系统，其特征在于，包括：

电流采样模块，用于采样永磁同步电机的三相电流Ia、Ib、Ic；

位置估计器，用于估计所述永磁同步电机的转子的位置和速度以获得转子的估计角度和转子的估计速度；

速度校正模块，用于根据目标速度对所述转子的估计速度进行速度校正以获得交轴目标电流Iqref；

第一坐标转换模块，用于对所述三相电流Ia、Ib、Ic进行坐标转换以获得直轴电流Id和交轴电流Iq；

电流校正模块，用于根据直轴目标电流Idref和所述交轴目标电流Iqref分别对直轴电流Id和交轴电流Iq进行电流校正以获得直轴电压V0d和交轴电压V0q；

谐波抑制模块，用于根据所述三相电流Ia、Ib、Ic和所述转子的估计角度获得直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom，并将所述直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom分别叠加到直轴电压V0d和交轴电压V0q以获得补偿后的直轴电压Vd和补偿后的交轴电压Vq；

第二坐标转换模块，用于对所述补偿后的直轴电压Vd和补偿后的交轴电压Vq进行坐标转换以获得控制所述永磁同步电机的三相电压Va、Vb、Vc。

2.如权利要求1所述的永磁同步电机的控制系统，其特征在于，所述谐波抑制模块包括：

第三坐标转换子模块和第一低通滤波器，所述第三坐标转换子模块用于根据所述转子的估计角度对所述三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波电流进行坐标转换，所述第一低通滤波器对坐标转换后的5次谐波电流进行滤波处理以获得所述5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q；

第四坐标转换子模块和第二低通滤波器，所述第四坐标转换子模块用于根据所述转子的估计角度对所述三相电流Ia、Ib、Ic中的7次谐波电流进行坐标转换，所述第二低通滤波器对坐标转换后的7次谐波电流进行滤波处理以获得所述7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q；

PI调节器，所述PI调节器根据所述5次谐波电流的直轴电流I5d和所述7次谐波电流的直轴电流I7d获得所述直轴补偿电压Vdcom，并根据所述5次谐波电流的交轴电流I5q和所述7次谐波电流的交轴电流I7q获得所述交轴补偿电压Vqcom。

3.如权利要求2所述的永磁同步电机的控制系统，其特征在于，所述第三坐标转换子模块根据以下公式获得所述5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{5d}\\ i_{5q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos (-5\mathrm{\ωt})& \cos (-5\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (-5\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin (-5\mathrm{\ωt})& -\sin (-5\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (-5\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2)\\ i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

其中，ωt为所述转子的估计角度，i₅为所述三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波电流的幅值，θ₂为所述5次谐波电流的初始相位角。

4.如权利要求2所述的永磁同步电机的控制系统，其特征在于，所述第四坐标转换子模块根据以下公式获得所述7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{7d}\\ i_{7q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(7\mathrm{\ωt}\right)& \cos (7\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (7\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \left(7\mathrm{\ωt}\right)& -\sin (7\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (7\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3)\\ i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

其中，ωt为所述转子的估计角度，i₇为所述三相电流Ia、Ib、Ic中的7次谐波电流的幅值，θ₃为所述7次谐波电流的初始相位角。

5.如权利要求1所述的永磁同步电机的控制系统，其特征在于，所述第二坐标转换模块包括：

逆park坐标转换单元，用于根据所述转子的估计角度对所述直轴电压Vd和交轴电压Vq进行逆park坐标转换以获得两相电压Valpha、Vbeta；

逆clarke坐标转换单元，用于对所述两相电压Valpha、Vbeta进行逆clarke坐标转换以获得所述三相电压Va、Vb、Vc。

6.如权利要求5所述的永磁同步电机的控制系统，其特征在于，所述第一坐标转换模块包括：

clarke坐标转换单元，用于对所述三相电流Ia、Ib、Ic进行clarke坐标转换以获得两相电流Ialpha、Ibeta；

park坐标转换单元，用于根据所述转子的估计角度对所述两相电流Ialpha、Ibeta进行park坐标转换以获得所述直轴电流Id和交轴电流Iq。

7.如权利要求6所述的永磁同步电机的控制系统，其特征在于，所述位置估计器用于根据所述两相电压Valpha、Vbeta和所述两相电流Ialpha、Ibeta估计所述电机的转子的位置和速度以获得所述转子的估计角度和所述转子的估计速度。

8.一种永磁同步电机的力矩波动抑制方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1，对永磁同步电机的三相电流Ia、Ib、Ic进行采样；

S2，估计所述永磁同步电机的转子的位置以获得转子的估计角度；

S3，根据所述三相电流Ia、Ib、Ic和所述转子的估计角度获得所述永磁同步电机的直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom；

S4，根据所述直轴补偿电压Vdcom和交轴补偿电压Vqcom对所述永磁同步电机进行控制以抑制所述永磁同步电机的力矩波动。

9.如权利要求8所述的永磁同步电机的力矩波动抑制方法，其特征在于，步骤S3具体包括：

根据所述转子的估计角度对所述三相电流Ia、Ib、Ic中的5次谐波电流进行坐标转换，并对坐标转换后的5次谐波电流进行滤波处理以获得所述5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q；

根据所述转子的估计角度对所述三相电流Ia、Ib、Ic中的7次谐波电流进行坐标转换，并对坐标转换后的7次谐波电流进行滤波处理以获得所述7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q；

根据所述5次谐波电流的直轴电流I5d和所述7次谐波电流的直轴电流I7d获得所述直轴补偿电压Vdcom，并根据所述5次谐波电流的交轴电流I5q和所述7次谐波电流的交轴电流I7q获得所述交轴补偿电压Vqcom。

10.如权利要求9所述的永磁同步电机的力矩波动抑制方法，其特征在于，根据以下公式获得所述5次谐波电流的直轴电流I5d和交轴电流I5q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{5d}\\ i_{5q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos (-5\mathrm{\ωt})& \cos (-5\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (-5\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin (-5\mathrm{\ωt})& -\sin (-5\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (-5\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2)\\ i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_5\sin (-5\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_2+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

其中，ωt为所述转子的估计角度，i₅为所述三相电流Ia、Ib、Ic的5次谐波电流的幅值，θ₂为所述5次谐波电流的初始相位角。

11.如权利要求9所述的永磁同步电机的抑制力矩波动的控制方法，其特征在于，根据以下公式获得所述7次谐波电流的直轴电流I7d和交轴电流I7q：

$\left[\begin{array}{c}{i}_{7d}\\ i_{7q}\end{array}\right]=\sqrt{\frac{2}{3}}\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(7\mathrm{\ωt}\right)& \cos (7\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& \cos (7\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ -\sin \left(7\mathrm{\ωt}\right)& -\sin (7\mathrm{\ωt}-\frac{2}{3}\mathrm{\π})& -\sin (7\mathrm{\ωt}+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3)\\ i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3-\frac{2}{3}\mathrm{\π})\\ i_7\sin (7\mathrm{\ωt}+{\mathrm{\θ}}_3+\frac{2}{3}\mathrm{\π})\end{array}\right]$

其中，ωt为所述转子的估计角度，i₇为所述三相电流Ia、Ib、Ic的7次谐波电流的幅值，θ₃为所述7次谐波电流的初始相位角。