CN110380658A - 一种无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器，实时转速输入至自适应LMS滤波器中，自适应LMS滤波器的输出是位移补偿值；转子径向偏心位移与转子位移命令值和位移补偿值进行误差比较，误差值输入对应的PID控制器，PID控制器将误差值转化为悬浮力的两个控制分量并输入至悬浮力绕组电流计算模块中；三相转矩绕组控制电流和三相转矩绕组相电压输入至转矩绕组气隙磁场估算模块中，转矩绕组气隙磁场估算模块得到转子绕组气隙磁链幅值及相位并输入至悬浮力绕组电流计算模块中；悬浮力绕组电流计算模块得到悬浮力绕组控制电流命令值，逆变器对悬浮力转子偏心位移补偿控制；无需检测转子实际偏心位置中心，提高检测精度。

Description

一种无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器

技术领域

本发明涉及一种对无轴承磁通切换永磁电机的转子偏心位移进行矢量补偿控制使其达到稳定悬浮和高速运转的控制器设计，适用于无轴承磁通切换电机的高性能控制，应用于化工产业、航空航天、生命科学、半导体工业、电动汽车、飞轮储能等领域。

背景技术

无轴承磁通切换永磁电机是一种既传承了磁轴承的无机械摩擦、无需润滑、使用寿命长等特点，又具有磁通切换电机的转子结构简单、转矩密度高、散热条件好等特性，使该电机适用于高速及高精度应用领域。为了使该电机获得转子的稳定悬浮和高速旋转，并获得良好的动态特性，需要一种能够实现转子稳定悬浮的高效悬浮力控制器。在实际应用中，由于转子叠片质量不均、转轴弯曲振动变形、加工装配精度等机械不平衡原因，无论是磁通切换永磁电机还是无轴承磁通切换永磁电机，都存在转子偏心问题，由此会造成如下问题：一是电机转子磁路偏心，从而产生不平衡偏心磁拉力，引起转子周期性振动，加剧电机的振动和噪声；二是转子在旋转过程中，因为偏心位移而产生离心力，从而产生不平衡振动，振动幅值会随着转速的升高而增大，当转速升高到一定程度时，定转子之间的摩擦会使系统出现失控，严重到会影响系统的动态稳定运行和高速旋转特性。

目前，实现转子偏心补偿有两种最简单的方法，一时实时检测转子位移信号中的振动位移矢量或振动力矢量，设法让转子产生一个与振动位移矢量相反的径向力，抵消振动力从而迫使转子绕电机的几何中轴线旋转。这样可以最大程度地提高转子悬浮精度，但是无法实现主动位移补偿控制。二是在转子径向位移闭环控制回路中，加入一个与振动位移矢量等值反向的位移补偿矢量，抵消振动位移，从而比例、积分、微分控制器对振动分量不控制，不产生周期性给定悬浮力，悬浮力绕组电流控制器也不产生周期性控制电流，这样可以实现转子的自动平衡，所需控制电流小，系统振动也小，实现简单有效。

中国专利公开号为CN171410133606.0的文献中公开了一种考虑转子偏心的无轴承磁通切换电机磁路分析法，对转子动态偏心时的磁路进行分割，构建具有转子动态时的电机磁路网络，并对该磁路网络进行计算获得无轴承磁通切换电机的转矩特性和悬浮力特性，通过借助考虑转子动态偏心的电机磁路分割及磁网络计算，快速获得电机转矩特性及悬浮力特性，这为无轴承磁通切换永磁电机的设计及控制策略的验证提供一种快速的手段，但该方法仅仅是采用虚位移法建立了包括定子典型磁路、转子典型磁路、气隙典型磁路及对应的磁导计算数学模型，没有对转子偏心位移进行补偿控制。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有无轴承磁通切换永磁电机由于转子质量偏心引起不对称磁拉力造成转子振动和噪声的问题，且避免了检测转子磁中心这一复杂过程，根据转子偏心位移、径向悬浮力以及转子位置角之间的关系，采用一种基于最小均方算法的自适应滤波器对无轴承磁通切换电机的转子径向位移进行主动补偿控制，从而抵消磁偏心的不利后果，设计了一种用于补偿无轴承磁通切换永磁电机的转子偏心位移的补偿控制器。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案是：电机转子位置角γ经速度计算模块转化为实时转速ω，转子的给定转速命令值ω^*与实时转速ω作差后的转速误差值通过PI控制器转变为交轴电流分量交轴电流分量和给定直轴电流分量经Park逆变换、Clark逆变换以及CRPWM逆变，得到三相转矩绕组控制电流i_A2、i_B2、i_C2，所述的实时转速ω输入至自适应LMS滤波器中，自适应LMS滤波器的另两个输入为参考输入信号x₁、x₂，输出是位移补偿值λ_x，λ_y；转子径向偏心位移x与转子位移命令值x^*和位移补偿值λ_x进行误差比较，转子径向偏心位移y与转子位移命令值y^*和位移补偿值λ_y进行误差比较，比较的误差值输入对应的PID控制器，PID控制器将误差值转化为悬浮力的两个控制分量F_α、F_β并输入至悬浮力绕组电流计算模块中；所述的三相转矩绕组控制电流i_A2、i_B2、i_C2输入至转矩绕组气隙磁场估算模块和霍乐传感器中，霍乐传感器得到三相转矩绕组相电压u_A2，u_B2，u_C2并输入至转矩绕组气隙磁场估算模块中，转矩绕组气隙磁场估算模块得到转子绕组气隙磁链幅值ψ₁及相位μ，转子绕组气隙磁链幅值ψ₁及相位μ输入至悬浮力绕组电流计算模块中；所述的悬浮力绕组电流计算模块得到悬浮力绕组控制电流命令值并输入至CRPWM逆变器一，CRPWM逆变器一对电机本体模块的悬浮力转子偏心位移补偿控制。

进一步地，所述的参考输入信号x₁是正弦信号，其角频率数值与转子角频率同步，参考输入信号x₂为x₁经过90°移相后的余弦信号，为： x₁(nT)和x₂(nT)分别表示参考输入信号x₁和x₂的瞬时值，T为采样周期，ω₀为转子角频率，A为同频振动位移的幅值，为转子初始相位角。

更进一步地，实时转速ω通过自适应LMS滤波器(11)调整自适应参数w₁、w₂：

w₁(n+1)＝w₁(n)+2μ_ce(n)x₁(n)，

w₂(n+1)＝w₂(n)+2μ_ce(n)x₂(n)，

e(n)＝d(n)-y(n)，y(n)＝w₁(n)x₁(n)+w₂(n)x₂(n)，w₁(n)和w₂(n)分别表示自适应参数w₁、w₂在n时刻的离散瞬时值，w₁(n+1)和w₂(n+1)分别表示自适应参数w₁、w₂在n+1时刻的离散瞬时值，x₁(n)和x₂(n)分别表示参考输入信号x₁和x₂在n时刻的离散瞬时值，e(n)为位移误差信号在n时刻的离散瞬时值，d(n)为转子位移信号在n时刻的离散瞬时值，y(n)为补偿信号在n时刻的离散瞬时值，μ_c为调节自适应滤波器稳定性和收敛速度的步长参数，取值在(0～1]之间。

更进一步地，转矩气隙磁场估计模块由U-I模型磁链观测器和坐标变换模块串接组成，三相转矩绕组相电压u_A2，u_B2，u_C2和三相转矩绕组相电流i_A2，i_B2，i_C2经U-I模型磁链观测器转化为转矩绕组气隙磁链分量ψ_1α、ψ_1β，转矩绕组气隙磁链分量ψ_1α、ψ_1β经过坐标变换变换得到转子绕组气隙磁链幅值ψ₁及相位μ。

本发明的优点在于：

1、本发明所述无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器采用最小均方滤波器，无需检测转子实际偏心位置中心，提高了偏心位移控制器的检测精度，使得该系统的控制算法简单可行。

2、本发明所述无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器的自适应最小均方滤波器具有跟踪某一周期信号的能力，通过将自身的陷波角频率设置在干扰信号角频率位置处去除干扰信号，从而保存其他频率信号的完整信息，可以保证系统运行的精确可靠性。

3、本发明所述无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器的最小均方滤波器在给定初始条件的前提下，可按照指定的递归算法进行归算，在有关信号特征完整知识可能无法得到的环境下完成滤波运算，使总输出的均方差值趋于最小。

4、本发明所述无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器将转子偏心位移与位移命令值x^*、y^*比较，通过悬浮力绕组电流计算模块直接生成控制偏心位移所需要的电流值，使电机转子稳定悬浮，与传统矢量控制法相比，省去了繁琐的坐标变换环节，降低了系统控制的复杂程度。

附图说明

图1为本发明所述的无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器的总体结构框图；

图2为图1中电机本体模块1的径向剖面示意图；

图3为图1中自适应LMS滤波器11的径向位移矢量补偿的闭环控制原理图；

图4为为图1中转矩绕组气隙磁场估算模块13的结构框图；

图5为图4中的U-I模型磁链观测器14的结构框图；

图6为图1中悬浮力绕组电流计算模块18的计算原理图；

图中：1.电机本体模块；2.定子；3.转子；4.永磁体；5.转轴；6.定子齿；7.定子槽；8.定子轭；9.转矩绕组；10.悬浮力绕组；11.自适应LMS滤波器；12.LMS算法模块；13.转矩绕组气隙磁场估算模块；14.U-I模型磁链观测器；15.坐标变换；16.Clark变换模块一；17.Clark变换模块二；18.悬浮力绕组电流计算模块；19.光电编码器；20.速度计算模块；21.Park逆变换模块；22.Clark逆变换模块；23.CRPWM逆变器二；24.偏心位移传感器；25.CRPWM逆变器一；26.霍尔传感器；27.U-I模型磁链运算模块。

具体实施方式

下面结合附图对本发明无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器做进一步说明。

参见图1，本发明主要分为转速控制和悬浮力控制两部分，悬浮力控制部分需要在电机本体模块1中的转子悬浮后的径向位移控制的基础上考虑转子偏心位移的补偿控制。

参见图2，电机本体模块1包括定子2、转子3、永磁体4、转轴5、转矩绕组9、悬浮力绕组10，定子2包括定子齿6、定子槽7和定子轭8。定子2和转子3采用双凸极结构，定子2分为12槽，转子3分为10极，采用与定子铁芯材料相同的M16_21G硅钢片叠压而成，硅钢片厚度为0.5mm，叠压系数为0.95，转子中心处连接转轴5。永磁体4嵌于两个相邻定子齿6之间，采用钕铁硼永磁材料，沿圆周切向交替充磁。转矩绕组9和悬浮力绕组10安放于定子槽7内，定子槽7的内层绕组是三相集中式悬浮力绕组10，定子槽7的内层绕组是三相集中式转矩绕组9。定子齿6径向横截面为U型，U型的顶部靠近转子3，U型的底部与定子轭8连为一体。

再参见图1，转速控制部分，采用光电编码器19检测电机本体模块1中的转子3的位置角信号，得到转子位置角γ，转子位置角γ分别输入至速度计算模块20和Park逆变换模块21中。通过速度计算模块20将转子位置角γ信号转化为转子实时转速ω，将给定转速命令值ω^*与实时转速ω作差后形成转速误差值，转速误差值通过PI控制器将该误差值转变为转矩控制的交轴电流分量将该交轴电流分量和给定直轴电流分量输入至Park逆变换模块21中，经Park逆变换后输出α-β坐标系下的两电流，再输入至Clark逆变换模块22，经过Clark逆变换转化为三相转矩绕组控制电流命令值输入至CRPWM逆变器二23，通过CRPWM逆变器二23逆变将三相转矩绕组控制电流命令值转化为三相转矩绕组控制电流i_A2、i_B2、i_C2，从而实现对电机本体模块1的转速的闭环控制。

悬浮力控制部分，考虑转子偏心位移，采用自适应LMS滤波器11对转子偏心位移进行矢量补偿，得到位移补偿值λ_x、λ_y。通过偏心位移传感器24检测出转子径向偏心位移x、y，将转子径向偏心位移x、y与转子位移命令值x^*、y^*和经过自适应LMS滤波器11进行矢量补偿后得到的位移补偿值λ_x、λ_y进行对应的误差比较，即比较x^*+λ_x－x和y^*+λ_y－y，得到的两个误差值各自输入对应的一个PID控制器，通过两个PID控制器将误差值转化为对应的悬浮力的两个控制分量F_α、F_β，然后控制分量F_α、F_β输入至悬浮力绕组电流计算模块18中。

CRPWM逆变器二23输出的三相转矩绕组控制电流i_A2、i_B2、i_C2输入至转矩绕组气隙磁场估算模块13和霍乐传感器26中，霍乐传感器26得到三相转矩绕组相电压u_A2，u_B2，u_C2并输入至转矩绕组气隙磁场估算模块13中。转矩绕组气隙磁场估算模块13以三相转矩绕组相电压u_A2，u_B2，u_C2和三相转矩绕组相电流i_A2，i_B2，i_C2为输入，得到转子绕组气隙磁链幅值ψ₁及相位μ。转子绕组气隙磁链幅值ψ₁及相位μ输入至悬浮力绕组电流计算模块18中。

悬浮力绕组电流计算模块18根据输入的转子绕组气隙磁链幅值ψ₁及相位μ、两个控制分量F_α、F_β，得到悬浮力绕组控制电流命令值并输入至CRPWM逆变器一25中，最后通过CRPWM逆变器一25将三相悬浮力绕组控制电流命令值转化为三相悬浮力绕组控制电流i_A1、i_B1、i_C1，从而实现对电机本体模块1的悬浮力转子偏心位移补偿的闭环控制。

通过转矩闭环控制、悬浮力偏心位移控制以及各模块的设计，对内部调节参数进行调整，实现转速和悬浮力偏心位移的闭环控制。

参见图3，本发明采用转子径向位移和自适应LMS滤波器11的双闭环反馈控制实现转子径向位移信号的补偿。实时转速ω输入至自适应LMS滤波器11中，自适应LMS滤波器11的另两个输入为参考输入信号x₁、x₂，输出是基于自适应参数w₁、w₂调整下的合成位移补偿值λ_x，λ_y。

根据电机旋转时的平衡位置，选取自适应LMS滤波器11的参考输入信号。其中，参考输入信号x₁是正弦信号，其角频率数值实时保持与转子角频率同步，参考输入信号x₂为x₁经过90°移相后的余弦信号，分别表示为：

x₁(nT)和x₂(nT)分别表示参考输入信号x₁和x₂的瞬时值，T为采样周期，ω₀为转子角频率，A为同频振动位移的幅值，为转子初始相位角。

自适应LMS滤波器11采用转速光电传感器19采集信号，速度计算模块20所获得的转子实时转速ω输入至自适应LMS滤波器11中。实时转速ω通过LMS算法模块12调整自适应参数w₁、w₂。自适应参数w₁、w₂表示为：

w₁(n+1)＝w₁(n)+2μ_ce(n)x₁(n)，

w₂(n+1)＝w₂(n)+2μ_ce(n)x₂(n)，

式中的e(n)＝d(n)-y(n)，y(n)＝w₁(n)x₁(n)+w₂(n)x₂(n)，w₁(n)和w₂(n)分别表示自适应参数w₁、w₂在n时刻的离散瞬时值，w₁(n+1)和w₂(n+1)分别表示自适应参数w₁、w₂在n+1时刻的离散瞬时值，x₁(n)和x₂(n)分别表示参考输入信号x₁和x₂在n时刻的离散瞬时值，e(n)为位移误差信号在n时刻的离散瞬时值，d(n)为转子位移信号在n时刻的离散瞬时值，y(n)为补偿信号在n时刻的离散瞬时值，μ_c为调节自适应滤波器稳定性和收敛速度的步长参数，取值在(0～1]之间，使合成的位移补偿值λ_x、λ_y的幅值和相位与振动位移分量的幅值和相位相同，二者相互抵消。可令w₁和w₂的初值为零，推导出滤波器输入、输出之间的传递函数为H(z)的零点和极点分别为根据μ_c取值在(0～1]之间，p始终位于单位元内，表明滤波器是稳定收敛的，可以计算出其3dB带宽为B≈μ_cA²rad＝μ_cA²/(2πT)Hz，μ_c的取值同时决定了滤波器的带宽和最小均方算法的收敛速度，首先要保证系统稳定性，另外还要满足转子稳态悬浮精度的要求，本发明最终选取μ_c＝0.02。

参见图4，转矩气隙磁场估计模块13由U-I模型磁链观测器14和坐标变换15串接组成。转矩气隙磁场估计模块13以三相转矩绕组相电压u_A2，u_B2，u_C2和三相转矩绕组相电流i_A2，i_B2，i_C2为输入，经U-I模型磁链观测器14转化为转矩绕组气隙磁链分量ψ_1α、ψ_1β，转矩绕组气隙磁链分量ψ_1α、ψ_1β再经过坐标变换15变换：得到转子绕组气隙磁链幅值ψ₁及相位μ。

参见图5，U-I模型磁链观测器14由Clark变换模块一16、Clark变换模块二17和U-I模型磁链运算模块27组成。采用电压-电流模型磁链观测方法，以三相转矩绕组电流i_A1、i_B1、i_C1和霍尔传感器26转化的三相转矩绕组相电压u_A1、u_B1、u_C1作为输入，三相转矩绕组相电压u_A1、u_B1、u_C1经过Clark变换模块一16得到两相静止坐标系下的电压分量u_1α、u_1β，三相转矩绕组电流i_A1、i_B1、i_C1经过Clark变换模块二17得到两相静止坐标系下的电流分量i_1α、i_1β。将电压分量u_1α、u_1β和电流分量i_1α、i_1β与转矩绕组定子电阻R₁、转矩绕组定子漏感L同时输入至U-I模型磁链运算模块27中。U-I模型磁链运算模块27根据关系式计算得到两相静止坐标系下的转矩绕组气隙磁链分量ψ_1α、ψ_1β，其中，∫(u_1α-R₁i_1α)dt，∫(u_1β-R₁i_1β)dt分别为转矩绕组定子磁链在两相静止坐标系下的分量，Li_1α和Li_1β分别为转矩绕组定子漏感对应的磁链在两相静止坐标系下的分量。

参见图6，悬浮力绕组电流计算模块18以{F_α，ψ₁，μ}或{F_β，ψ₁，μ}作为输入，经公式或计算可得到电机初始相位λ：或再采用公式或得到三相悬浮力绕组电流命令值的幅值i₂，其中K₁和K₂为悬浮力常数，则三相静止坐标系下无轴承磁通切换电机转子稳定悬浮所需的三相悬浮力绕组电流命令值可表示为其中，ωt＝γ。

本发明工作时，转子偏心位移补偿控制时的自适应LMS滤波器11具有跟踪某一周期信号的能力，通过将自身的陷波角频率设置在干扰信号角频率位置处去除干扰信号，从而保存其他频率信号的完整信息，可以保证电机运行的精确可靠性。此外，由于无需检测转子实际偏心位置中心，提高了偏心位移控制的检测精度，使得控制算法简单可行。

Claims (6)

1.一种无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器，电机转子位置角γ经速度计算模块(20)转化为实时转速ω，转子的给定转速命令值ω^*与实时转速ω作差后的转速误差值通过PI控制器转变为交轴电流分量交轴电流分量和给定直轴电流分量经Park逆变换、Clark逆变换以及CRPWM逆变，得到三相转矩绕组控制电流i_A2、i_B2、i_C2，其特征是：

所述的实时转速ω输入至自适应LMS滤波器(11)中，自适应LMS滤波器(11)的另两个输入为参考输入信号x₁、x₂，输出是位移补偿值λ_x，λ_y；转子径向偏心位移x与转子位移命令值x^*和位移补偿值λ_x进行误差比较，转子径向偏心位移y与转子位移命令值y^*和位移补偿值λ_y进行误差比较，比较的误差值输入对应的PID控制器，PID控制器将误差值转化为悬浮力的两个控制分量F_α、F_β并输入至悬浮力绕组电流计算模块(18)中；

所述的三相转矩绕组控制电流i_A2、i_B2、i_C2输入至转矩绕组气隙磁场估算模块(13)和霍乐传感器(26)中，霍乐传感器(26)得到三相转矩绕组相电压u_A2，u_B2，u_C2并输入至转矩绕组气隙磁场估算模块(13)中，转矩绕组气隙磁场估算模块(13)得到转子绕组气隙磁链幅值ψ₁及相位μ，转子绕组气隙磁链幅值ψ₁及相位μ输入至悬浮力绕组电流计算模块(18)中；

所述的悬浮力绕组电流计算模块(18)得到悬浮力绕组控制电流命令值并输入至CRPWM逆变器一(25)，CRPWM逆变器一(25)对电机本体模块的悬浮力转子偏心位移补偿控制。

2.根据权利要求1所述的一种无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器，其特征是：所述的参考输入信号x₁是正弦信号，其角频率数值与转子角频率同步，参考输入信号x₂为x₁经过90°移相后的余弦信号，为：

x₁(nT)和x₂(nT)分别表示参考输入信号x₁和x₂的瞬时值，T为采样周期，ω₀为转子角频率，A为同频振动位移的幅值，为转子初始相位角。

3.根据权利要求2所述的一种无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器，其特征是：实时转速ω通过自适应LMS滤波器(11)调整自适应参数w₁、w₂：

w₁(n+1)＝w₁(n)+2μ_ce(n)x₁(n)，

w₂(n+1)＝w₂(n)+2μ_ce(n)x₂(n)，

e(n)＝d(n)-y(n)，y(n)＝w₁(n)x₁(n)+w₂(n)x₂(n)，w₁(n)和w₂(n)分别表示自适应参数w₁、w₂在n时刻的离散瞬时值，w₁(n+1)和w₂(n+1)分别表示自适应参数w₁、w₂在n+1时刻的离散瞬时值，x₁(n)和x₂(n)分别表示参考输入信号x₁和x₂在n时刻的离散瞬时值，e(n)为位移误差信号在n时刻的离散瞬时值，d(n)为转子位移信号在n时刻的离散瞬时值，y(n)为补偿信号在n时刻的离散瞬时值，μ_c为调节自适应滤波器稳定性和收敛速度的步长参数，取值在(0～1]之间。

4.根据权利要求3所述的一种无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器，其特征是：转矩气隙磁场估计模块(13)由U-I模型磁链观测器(14)和坐标变换模块(15)串接组成，三相转矩绕组相电压u_A2，u_B2，u_C2和三相转矩绕组相电流i_A2，i_B2，i_C2经U-I模型磁链观测器(14)转化为转矩绕组气隙磁链分量ψ_1α、ψ_1β，转矩绕组气隙磁链分量ψ_1α、ψ_1β经过坐标变换(15)变换得到转子绕组气隙磁链幅值ψ₁及相位μ。

5.根据权利要求4所述的一种无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器，其特征是：所述的U-I模型磁链观测器(14)由Clark变换模块一(16)、Clark变换模块二(17)和U-I模型磁链运算模块(27)组成，三相转矩绕组相电压u_A1、u_B1、u_C1经过Clark变换模块一(16)得到两相静止坐标系下的电压分量u_1α、u_1β，三相转矩绕组电流i_A1、i_B1、i_C1经过Clark变换模块二(17)得到两相静止坐标系下的电流分量i_1α、i_1β，电压分量u_1α、u_1β和电流分量i_1α、i_1β与转矩绕组定子电阻R₁、转矩绕组定子漏感L输入至U-I模型磁链运算模块(27)中，U-I模型磁链运算模块(27)根据式计算得到两相静止坐标系下的转矩绕组气隙磁链分量ψ_1α、ψ_1β；∫(u_1α-R₁i_1α)dt，∫(u_1β-R₁i_1β)dt分别为转矩绕组定子磁链在两相静止坐标系下的分量，Li_1α和Li_1β分别为转矩绕组定子漏感对应的磁链在两相静止坐标系下的分量。

6.根据权利要求1所述的一种无轴承磁通切换永磁电机转子偏心位移补偿控制器，其特征是：所述的悬浮力绕组电流计算模块(18)经公式或计算得到电机初始相位λ：或采用公式或得到三相悬浮力绕组电流命令值的幅值i₂，K₁和K₂为悬浮力常数，三相悬浮力绕组电流命令值