CN1105323C - 电源装置和液晶显示装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的目的是提供一种电源装置，一个液晶显示装置和一种供电方法，具有低功耗，和高显示质量。第一电压Vx作为一恒定电压由电压调节器中的第一电压发生器产生。第二电压Vy由第二电压发生器产生，并且它的值与第一电压Vx无关，通过加法器将Vx和Vy相加，以产生一个调节好的电压Vreg、一个控制器对Vy在一个包括Vx的调压范围内实现可变化的控制，调好后的电压Vreg由一个分压器进行分压，该分压器装在多值电压发生器内。

Description

电源装置和液晶显示装置
本发明涉及一种电源装置，一种包括这种电源装置的液晶显示器件以及供电的方法。
用于例如液晶显示器件之类的电子器件中的电源装置的现有技术如图33所示。应该注意，下面给出的用于液晶显示器件中的电源装置的说明仅是一个例子而已。这一电源装置320包括电压调节器322和一多值电压发生器324。
在这种情况下，电压调节器322具有借助于调节两个电源电压VS和VDD这间的电压来产生一调节电压Vreg的功能，它包括控制部分314和分压电阻器313。控制部分314进一步包括开关S1至S4，用来根据输入的调节电压设定信号来控制分压电阻器313的阻值。分压电阻器313包括电阻R1至R4，它们供助于控制部分314的控制，被选择性地旁路，这样便改变了分压电阻器313的阻值，从而确定调节好的电压Vreg。用这种方式实现电压调节，允许用户调节液晶显示器件的对比度。
多值电压发生部分324进一步包括由电阻Ra对Re构成的分压电阻312。它的功能是对来自电压调节部分322的已调节电压Vreg进行分压，从而产生V0至V5不同大小的电源电压。产生多值电压V0至V5使得可以实现例如6级驱动方法，以便驱动液晶显示。
另一个电源装置的现有技术的例子如图34所示，图中的电源装置321与图3的区别在于，多值电压发生部分326包括以电压跟随的形式连接的运算放大器301至305。这些运算放大器301至305中的每一个与分压电阻器312的分压端子(抽头)330至338中的一个相连。在这种现有技术的电源装置中，所有运算放大器301至305都有后面参照图10要说明的结构(n型运算放大器)。
图33和34所示的电压调节部分322根据调节电压设定信号接通或断开控制部分314的开关S1至S4。这便调节3连接在供电电压VS和VDD之间的分压电阻器内的级数。然后这一已调节电压Vreg被多值电压发生器324或326中的分压电阻器312分压。在图33的结构中，这些分压过的电压不经任何阻抗变换，作为多值驱动供电电压V0至V5输出。在另一方面，在图34的结构中，这些分压后电压借助以电压跟随的方式连接的运算放大器301至305进行变换，从而产生多级驱动电压V0至V5输出。
这些驱动电压V0至V5被供给图中没有示出的液晶驱动信号发生部分(LCD驱动器)。它产生驱动信号，用来根据这些驱动电压V0至V5来驱动液晶屏。
液晶显示器件经常用在袖珍电子设备中，这便是为何要求这种液晶显示器件所需电流必须作得极其低，从而减少功率消耗的原因。另外人们关心的不仅是以这种方式的液晶显示器件的功率消耗应减少，而且还要增加其显示质量，为了确保其较低的功率消耗，就需要减小为其供电的电源装置的功率消耗。此外，为了保证具有高的显示质量，来自电源装置的供电电压必须对显示质量没有不良影响。
从上述观点看来，图33、34的现有的电源装置有下述问题。
如上所述，为了调节液晶显示的对比度，液晶显示器件的电源装置可以调节电压。在图33、34的现有技术中，借助于电压调节部分322改变连接在供电电压之间的电阻器中的分压数来进行电压调节。假定分压器312和313的电阻为R12和R13，电阻R12被固定在R12＝Ra+Rb+Rc+Re电阻R13由控制部分314中哪个开关接通来确定。例如，如果电阻R4至R1的比设定为8∶4∶2∶1，并且开关S4至S2断开而S1接通，则R13＝R4+R3+R2＝14R(此处R1的电阻假定为R)、用这种方式，电阻R13可以借助于调节电压设定器信号使开关S4至S1接通或断开，从而按级从0至15R(＝R13总计)变化。
在这些现有技术电源装置中，已调节电压Vreg由电阻R12和R13之比确定，由下式表示。注意在以下的说明中，VDD假定是0优，VS假定是例如-9伏的负电压。
Vreg＝VS·R12/(R12+R13)        (1)
在这种情况下，电阻R13可以如上所述这样在0和15R(R13总计)之间改变，使得Vreg的值可以如图35A所示改变。例如，如果R13＝0(S4至S1全部接通)，Vreg则有由下式给出的最大值Vrmax(负)：
Vrmax＝Vs          (2)
此外，如果R13＝R13总计(tot)＝15R(S4至S1全部断开，Vreg则有由下式给出的最小值Vrmin(负)：
Vrmin＝Vs·R12/(R12+R13tot)          (3)
因此，电压调节范围Vrang由下式给出：
Vrange＝|Vrmax-Vrmin|
      ＝|VS|·R13tot/(R12+R13tot)      (4)
因为希望用于液晶显示器件中的电源装置应该能提供宽范围的对比度调节，所以电压调节范围Vrange也应该在尽可能宽的范围内设定。由方程可以理解，如果希望加宽上述每一现有技术中的电压调节范围Vrange，则需要减少设定分压级数的分压电阻器312的电阻R12，或者增加能够改变级数的分压电阻器313的总电阻R13总计。但是，用前述方法，因为分压电阻器的电阻小，在电源电压VDD和VS之间流过的电损耗就大，因而不能解决提供低功率消耗的问题。用后一种方法，因为这一电路被安装在半导体集成电路上，用例如多晶硅制成的电阻器的纵横尺寸比将太大，从而引起芯片面积增加的问题。
另外，当用这种类型的电源器件提供电压调节时，需要设定一中心值Vc来进行电压调节。当进行液晶显示的对比度调节时，该中心值处于对比度亮度范围中心的值。例如，可能希望设定中心值Vc对于S4至S1(0111)(此处0指断开，1指接通)，如图35A所示，这使电压调节处在例如中心值以上7级和中心值以下8级的范围内，结果使得对比度调节可以在亮侧和暗侧相同的范围上提供。但是，例如由于制造工艺的改变，在包括这种电源装置的半导体器件或液晶显示元件中会发生制造偏差。如果这种偏差发生，就可能发生用于调节对比度的亮度中心值Ve的改变。在这种情况下，在先有技术电源装置中的调节电压的最大值、最小值以及电压调节范围由分压电阻器的电阻R12和R13固定，这由方程1至4可清楚地看出。因此，如果以这样方式由于制造偏差引起中心值Vc的改变，就不能上下移动最大值、最小值和电压调节范围。例如，如果中心值Vc偏移到由S4至S1＝(0100)设定的值，如图35B所示，在Vc以上范围内的电压调节仅能在4级上进行，因而不再能提供在中心的亮侧和暗侧都相同的对比度调节范围。这便不能解决改善显示质量的问题。已讨论过的解决这一问题的方法是增加电压分压电阻器313的分压级数，以此来加宽电压调节范围，从而允许制造偏差，但是这方法引起的进一步的问题是，它增加了半导体芯片的面积。此外，因为在先有技术的电源装置中电压调节是通过改变分压电阻器的分压级数来提供的，因而必须存贮用来确定中心值Vc的值，例如图35A中的值(0111)和图35B中的值(0100)，在例如非易失存储器的装置中，当增加存储器时，会产生使电路结构复杂的问题。
在图33、34所示的先有技术的例子中，从方程1可以明白，已调节电压Vreg由电源电压诸因素以及电压分压电阻器312和313的电阻比确定。因此，存在的一个问题是，如果电源电压改变，调节电压也随之改变。这就使得在用电池作电源的液晶显示器件中，电池电压的任何变化都会引起显示质量的变化。
现在讨论图33、34的多值电压发生部分324和326。
一般地说，在驱动液晶显示的分时系统(多路传输)中，使用借助于已知的6级驱动方法(电压平均法，幅值选择寻址法)通过计算获得的6级电源电压。这些电压从最高的开始称为V0、V1、V2、V3、V4和V5。液晶显示器件具有公共电极和分段电极，其中公共电极上提供有公共信号(扫描信号)，用来确定是否某些行被选择。此外，分段电极上提供有局部信号(数据信号)，用来确定是否显示象素被点亮。在选择期间每个公共电极的电压为V5(或V0)在非选择期间为V1(或V4)。当公共电极的电压是V5(或V0)时，如果分段电极的电压是V0(或V5)，则相应的象素亮；如果那电压是V3(或V2)，相应的象素则不亮。注意这种情况下成对的值指示当帧(FR)信号的极性变化时的电源电压。这帧信号在帧转换技术或行转换技术中是交变信号。
这些从V0至V5的多级电压借助于多值电压发生部分324或326产生。在这种情况下，图33的多值电压发生部分324由分压电阻器312对电源电压分压，得到的值用作不改变的VO至C5。
但是，从显示质量和减小电力消耗的讨论中，对于液晶驱动，使用这些不变的电阻分压的电压作电源电压并不是可取的。换句话说，为了保证器件的低功率消耗，构成分压电阻器312的电阻器Ra至Re的电阻必须尽量大，从而使得流过分压电阻器的电流尽可能小。但是，如果Ra至Re的电阻大，则分压电阻器312的分压端子330至338的输出阻抗也大。如果按这种方式把输出阻抗作得很高，在液晶驱动期间电源电压的变化也将很大，这对液晶显示的质量是有不良影响。因此，这种产生多值电压的方法不适合于驱动大的液晶显示屏。
在另一方面，在图34所示的方法中，通过使用运算放大器301至305来解决上述问题这些运算放大器的电压跟随器的方式连接，用来转换在分压端子330至338产生的分压电压的阻抗。换句话说，多级电压发生部分326的输出阻抗被运算放大器301至305提供的阻抗变换减小了，使得可以防止液晶显示质量变环。当提供有这种阻抗变换时，在分压端子330至338增加的输出阻抗不会引起问题，因此Ra至Re的电阻可以被增加。如果Ra至Re的电阻被增加，流过分压电阻器312的电流可以减小，这便能设计功率消耗小的器件。
为了进一步减小器件的功率消耗，需要限制运算放大器301至305消耗的功率。这些运算放大器301至305将参考图10进行说明，每个运算放大器具有一驱动部分，其具有在一端连接到电源高电位侧的电阻或恒流源，以及在一端连接到电源低电位侧的n沟道驱动晶体管。为了限制运算放大器301至305的功耗，需要减少流过这驱动部分(所述电阻或恒流源)的电源。
但是，如果为了减少功率消耗而减小这驱动部分的电流，就会产生在液晶显示中发生阴影现象或串扰现象的问题，因而使液晶显示的质量变劣。用所谓的6级驱动方法(电压平均法，幅值选择寻址模式)，在驱动期间施加在象素上的有效电压对所有导通象素和所有截止象素取平均值，试图平均显示状态，因此，不能维持作为6级驱动方法的前提的平均(均等)状况，因而将发生上述的阴影和串扰现象。因此，决定如何减少功率消耗同时又确保不发生阴影和串扰现象是一大的技术难题。
注意如果只有4级(V0至V3)多级电源电压(4级驱动方法)，则可以考虑一种方案，其中例如在电源V1的高电位侧连接P型运算放大器(以后参考图8说明)，在电源V2的低电位侧连接n型运算放大器(以后参照图10说明)。采用这种方案的理由如下。P型运算放大器被这样构成，使得差动放大器的输入部分有一n型沟道晶体管和一连接于电源低电位侧的恒流源。因此，为了正常控制输入部分的n型沟道晶体管和恒流源的n型沟道晶体管(使得每个晶体管的漏极和源极间的电压足够大)，必须在输入部分输入给晶体管一个高电位，这就是P型运算放大器连接于V1的原因。与此相对，n型运算放大器这样构成，使得差功放大器的输入部分有一P型沟道晶体管，并且在电源的高电位侧连接一恒流源。因此，为了正常控制输入部分的P型沟道晶体管和恒流源的P型沟道晶体管，必须在输入部分给晶体管输入一低电位，这就是n型运算放大器连接于V2的原因。这便确保运算放大器的控制电压的范围被加宽。
但是，如果有5级或更多级的多值电源电压，并且因此至少需三个阻抗变换装置时，就不可能确定对于第三及其相继的阻抗变换装置应该使用什么类型的运算放大器，因而决定应该如何确定运算放大器的类型就是一个大的技术问题。
本发明旨在解决上述问题，其目的在于提供一种电源装置、一种液晶显示器件和一种供电的方法，它们能够实现低的功率消耗和高的显示质量。
为了解决上述问题，本发明的电源器件包括一个电压调节装置，用来提供被该电压调节装置调节过的电源电压到被驱动地点，其中：
该电压调节装置包括；第一电压发生装置，用来从电源电压产生第一恒定电压；加法装置，用来把第一电压和不依赖于第一电压的第二电压相加；以及控制装置，用来在一包括第一电压的预定的电压调节范围内可改变地控制第二电压。
按照本发明，第一个恒定的电压从供电压产生，然后产生不依赖于第一电压的第二电压，并把第二电压和第一电压相加。在这种情况下，第二电压在被确定包括第一电压的预定电压调节范围内被可改变地控制，因而这种便可把所需的已调节电压送至得驱动装置。本发明的具体特点是第二电压不依赖于第一电压。因此，即使第一电压由其调节，这不影响第二电压可以被控制装置在预定电压调节范围内调节。结果，第一电压可以不依赖于其它例如电压调节范围等因素来调节，因而可以防止由于第一电压的改变引起的不希望的电压调节范围变窄的现象。这便使用先有技术中没有的极其灵活的方式调节电压，从而导致改善显示质量和其它的依赖调节电压驱动的驱动物的特性。
在本发明中，被第一电压发生装置产生的第一电压以及用加法器加到第一电压上去的第二电压具有补偿被驱动物的温度特性的温度特性。
按照本发明，第一、第二电压具有补偿被驱动物的温度特性的温度特性。这便确保如果被驱动物的元件特性由于温度改变而改变时，第一电压、第二电压以及把第一第二电压相加而得到的调节电压以这种方式改变，使得能补偿元件特性的变化，。这便可以提供一种稳定的、不受温度变化影响的电源，可以提供根据这一调节电压的驱动，从而得到极好的显示质量和被驱动装置的其它特性。
在本发明中，用加法器叠加的第二电压在器件的初始操作期间固定在一预定值上。
按照本发明，加到第一电压上的第二电压在器件操作初始期间被固定在一预定值上。这便使得从该电源装置输出的调节电压在初始操作期间被固定在一预定值上。换句话说，调节电压可以被固定在调节范围内的任何值上，例如中心值，最大值或最小值。这使得在用于产生调节电压的固件中不需包括任何变化的调节程序，或不需提供用于检测电压调节部分的输出电压的电路。结果，器件就可以做得较小，同时当该器件被合并在半导体装置中时，其芯片尺寸可以减小。
在本发明中，第一电压调节装置包括：运算放大器，与运算放大器的第一输入端相连的基准电压源，一端连于运算放大器的第二输入端、另一端连接于一固定电位的第一电阻，以及一端连接于运算放大器的第二输入端、另一端连于运算放大器的输出端的第二电阻；以及加法装置，它包括用来从被控制装置可改变地控制的恒流源中通过第二电阻流通电流的装置。
按照本发明，第一电压由来自基准电压源的基准电压和第一、第二电阻的阻值确定。第二电压由通过第二电阻来自恒流源的电流产生，并且第二电压与第一电压相加。这便确保获得希望的调节电压。用这种方式，本发明确保第一电压第二电压各自独立地产生。换句话说，第一电压可以通过调节第一电阻调节。另外，第二电压可以通过调节从恒流源流过第二电阻的电流来独立于第一电压调节。这也意味着第二电压的调节范围可以独立于第一电压。因为这加宽了先有技术的电压调节范围，就不需提供可转换电阻器的大量的分压点，因而可以使器件较小，因而减少半导体芯片尺寸。借助于使电路结构比现有技术更简化，就可以设计低能量消耗的器件。因为第一电压被来自基准电压源的基准电压确定，并且第二电压根据来自恒流源电流确定，便可达到稳定的调节电压和电压调节范围，而与电源电压的改变无关。
在本发明中，基准电压源和恒流源包括MOS晶体管，来自基准电压源的基准电压和半自恒流源的恒定电流通过使用MOS晶体管的阈限电压产生。
MOS晶体管的阈限电压有负温度特性。这便能提供第一电压、第二电压、调节电压以及电压调节范围的负温度特性，而不必须加任何有温度特性的元件，例如热敏电阻。因而本发明可以提供适用于液晶显示的电源器件，其对比度和其它特性具有负温度特性。
本发明的电源器件包括多值电压发生装置，其结构可以提供来自多值电压发生装置的多值驱动电压，其中：
多值电压发生装置包括：用来在分压端子产生分配电压的分压装置，以及一组(至少三个)阻抗变换装置，连在分压端子和被驱动装置之间，用来变换分压端子上产生的分压电压的阻抗，从而产生一多值驱动电压，给容性被驱动装置供电；以及
其结构是这样的，使得当必须从被驱动装置传输到阻抗变换装置的电荷的极性在驱动期间总体为正时，具有吸取大量正电荷的驱动部分的第一阻抗变换装置与被驱动物相连，并且当必须从被驱动物传输到阻抗变换装置在驱动期间的电荷极性总体为负时，具有吸取大量负电荷的驱动部分的第二阻抗变换装置连在被驱动装置上。
按照本发明，用分压装置产生分压电压，并在它们的阻抗被阻抗变换装置变换之后，这些分压电压被供给被驱动装置，当被驱动物是这样时，即在驱动期间必须从被驱动物传输到阻抗变换装置的电荷的极性总的为正时，由具有吸收大量正电荷的第一阻抗变换装置进行阻抗变换。另一方面，如果被驱动装置抽出的电荷的极性总体为负时，则用具有吸收大量负电荷的驱动部分的第二阻抗变换装置进行阻抗变换。这确保适合应用于相应的驱动电压的负载的多值驱动电压被送到每一被驱动的容性驱动装置上。此外，没有不必要的电流流过阻抗变换器的驱动部分，从而改善了显示质量和被驱动装置的其它特性。
具体地说，如果需提供三个或更多个阻抗变换装置，本发明的这一方面就能使得容易确定，对于第三以及其后的阻抗变换器使用什么类型的运算放大器。这样，如果本发明被应用于使用6级驱动方法的液晶显示器件上，例如，它就可以容易地确定对于4个阻抗变换装置中的第一个应该使用什么类型的阻抗变换器。
在本发明中，第一、第二阻抗变换装置中的第一个包括一差动部分和一驱动部分的运算放大器，采用电压跟随式连接；第一阻抗变换装置的驱动部分包括一恒流源或在一端连在于电源高电位侧，在另一端连接于输出例的电阻，以及在一端连在电源低电位侧，而另一端连于输出侧的n沟道驱动晶体管；第二阻抗变换装置包括在一端连于电源高电位侧，另一端连接于输出侧的P沟道晶体管，以及一个恒流源或在一端连于电源低电位侧，在另一端连于输出例的电阻。
按照本发明，分压电压的阻抗被连接运算放大器的电压跟随器转换，并且作为分压电压的相同电压的电源电压被施加到被驱动装置上。第一阻抗变换装置的驱动部分包括一恒流源或连接于高电位侧的电阻，和连接于低电位侧的n沟道晶体管，并且第二阻抗变换装置的驱动部分包括一恒流源或连接在低电位侧的电阻，以及连接于高电位侧的P沟道驱动晶体管。在这种情况下，第一阻抗变换装置与待驱动装置连接，当必须被从被驱动装置传输到阻抗变换装置的电荷的极性总的为正时，这些电荷可以充分地被驱动部分内的n沟道驱动晶体吸收，因而流过恒流源或电阻的电流可以足够小。相对地，第二阻抗变换装置与行驱动装置连接，当必须从被驱动物传输到阻抗变换装置的电荷的极性总的为负时，这些负电荷可以被驱动部分的P沟道驱动晶体管充分地吸收，从而流过恒流源或电阻的电流可以足够小。这便能改善显示质量和被驱动装置的其它特性，使得节省流过驱动部分的电流，同时也能极大地减少所需电流量。结果，包括本发明电源装置的设备的电池寿命可大大延长。
本发明电源装置的特征在于，包括用来检验由多值电压发生装置产生的一个或多个多值电压的控制装置，且以这种方式进行控制即在紧跟电源被接通之后的一个预定期间内这些电压能达到预定值。
这使得能够保证在电源接通在这些驱动电压在预定的期间立刻达到其预定值。这能防止如果这些驱动电压受到瞬变电压所带来的任何不良影响；从而改善了显示质量和被驱动物的其它特性。
本发明的电源装置其特征于，包括用来控制由多值电压产生装置产生的一个或几个多值驱动电压的装置，并以这种方式进行控制，使得在紧随电源接通之后的一个预定期间内，这些电压达到预定值；其中控制装包括增加在预定期间内流入第二阻抗变换装置的驱动部分的低电位电源侧电流的装置，前提是当高电位电源作为固定电源以及低电位电源接通时。
按照本发明，流进第二阻抗变换装置的驱动部分低电位电源侧的电流在紧跟电源接通后的预定期间内增加。这便确保多级驱动电压中的一个或几个，例如6级驱动方法中的V1和V3被以这种方式控制，使得这些电压在预定期间内达到预定值，因而可以防止由于电压V1和V3受到瞬变电压而引起的不利影响。这便阻止了使液晶显示完全变黑的不利情况。
本发明的电源装置的特征在于，包括以这种方式控制由多值电压产生装置产生的一个或几个多值驱动电压的装置，使得在紧跟电源接通后的一预定的期间内这些电压能达到预定值；其中控制装置包括用来增加在预定期间从第一阻抗变换装置的驱动部分的高电位电源侧流入的电流的装置，前提是当低电位电源侧作为固定电位电源并且高电位电源被接通时。
按照本发明，在紧跟电源接通之后的一预定期间内，通过第一阻抗变换装置的驱动部分的高电位电源侧的电流立即增加。这就确保多值驱动电压中的一个或几个，例如6级驱动方法中的V2和V4，以这种方式被控制，使得这些电压在预定期间内达到预定值，从而阻止了由电压V2和V4处于过渡状态而引起的任何不利影响，这便阻止了液晶显示器完全变黑的不利情况。
在本发明中，处于来自多级驱动电源瞬变状态的电压被这样控制，使得在预定期间内它不能施加到被驱动装置上。
按照本发明，在直到驱动电压达到其预定值的预定期间，没有来自驱动电源的瞬变电压被传输给被驱动装置上。在经过预定期间后，驱动电压已达其预定值，这时，驱动电压才施加于被驱动装置上。这可以更完全地阻止由处于瞬变状态的驱动电压引起的任何不利影响，从而进一步改善显示质量和被驱动装置的特性。
本发明的电源装置包括多值电压发生装置，其结构使得从多值电压发生装置提供多值驱动电压，其中：
多值电压发生装置包括电压分压装置，用来在其分压端子上产生分压电压；几个阻抗变换装置，连在分压端子和被驱动装置之间，用来转换分压端子上产生的分压电压的阻抗，从而产生旨在用于容性被驱动装置的多值分压电压；以及用来控制阻抗变换装置的装置；
阻抗变换装置由连接包括一差动部分和一驱动部分的运算放大器的电压跟随器构成；驱动部分包括一恒流源或一端连在第一电源侧、另一端连在输出侧的电阻，以及一端连在第二电源侧、另一端连在输出侧的驱动晶体管；以及
用来控制阻抗变换器的装置，控制电流在用于驱动被驱动装置中使用的基准时钟上升或下降之后的仅仅一固定的期间内立即流过恒流源或阻抗变换装置的电阻。
按照本发明，用来控制阻抗变换的装置在其准时钟信号上升或下降之后，只在一固定期间内立即控制电流通过恒流源或阻抗变换装置内的电阻。换句话说，当容性被驱动装置被驱动时，驱动电压只在基准时钟信号的上升或下降之后的固定期间内被立即加上负载。因此，如果仅在这一期间内电流流过恒流源或电阻，被驱动装置就可以被这一恒流源或电阻充分地驱动。这便确保在上述期间以外的期间内抑制流过恒流源或电阻的电源，因而器件具有低的功率消耗。
本发明的电流器件包括多值电压发生装置，其结构使得从多值电压发生装置提供多值驱动电压，其中：
多值电压发生装置包括电压分压装置，用来在其分压端产生分压；几个阻抗变换装置，连接在分压端子和被驱动物之间，用来转换在分压端子上产生的分压电压的阻抗，从而产生旨在用于容性被驱动装置的多级驱动电压；以及用来控制阻抗变换器的装置；
阻抗变换装置由连接包括差动部分和驱动部分的运算放大器的电压跟随器构成；所述驱动部分包括的恒流源或一端连在第一电源侧、另一端连在输出端子侧的电阻，以及一端连在第二电源侧、另一端连在输出端子的驱动晶体管；以及
当用来驱动被驱动装置的帧信处于一预定电平时，用于控制阻抗变换装置的装置对流过恒流源或阻抗变换装置的电流加以限制。
按照本发明，流过阻抗变换装置内恒流源或电阻的电流，当帧信号(一种在帧转换技术或行转换技术中的交变信号)处于一预定值时，借助于控制阻抗变换装置的装置被限制。换句话说，根据驱动电压，在帧信号为预定值时，可能不加上负载。因此，这种结构确保，如果流过恒流源或电阻的电流被控制，可以有效地阻止在恒流源或电阻中的不需要的电流。这使器件具有更低的功率消耗，而不会使显示质量和被驱动装置的特性变坏。
在本发明中，驱动部分包括被阻抗控制装置控制的恒流源或电阻，以及另一个恒流源和不被控制装置控制的电阻。
用这种结构，驱动部分的输出电压可以用恒流源或不被控制装置控制的电阻保持在一固定值上。比外，如果流过恒流源或电阻的电流按照加到驱动电压的负载控制，使可以实现具有低功率消耗并且有足够驱动能力的驱动器。
本发明的电源装置包括电压调节装置和多级电压发生装置，其结构使得从电压调节装置产生的已调节电压提供经过多值电压发生装置产生的多值驱动电压，其中：
电压调节装置包括第一电压发生装置，用来从电源电压产生第一恒定电压；加法装置，用来把第一电压和与第一电压无关的第二电压相加；以及控制装置，用来在一被确定包括第一电压的预定电压调节范围内可改变地控制第二电压；
多值电压发生装置包括电压分压装置，用来对电压调节装置产生的调节电压分压，从而借助于其分压端子产生分压电压；以及几个(至少三个)阻抗变换装置，连接于分压端子和被驱动装置之间，用来转换分压端子处产生的分压电压的阻抗，从而产生旨在用于容性被驱动装置的驱动电压；以及
其结构是，当必须从被驱动装置传输到阻抗变换装置的电荷的极性在驱动期间总体为正时，具有吸收大量正电荷的驱动部分的第一阻抗变换装置连接到被驱动装置上；当必须从被驱动装置传输到阻抗变换装置的电荷极性在驱动期间总体为负时，具有吸收大量负电荷的驱动部分的第二阻抗变换装置连接到被驱动装置上。
按照本发明，多值电压产生装置可以根据电压调节产生的调节电压产生阻抗可被转换的多值驱动电压。这就确保被多值电压装置产生的多值驱动电压可以被调节。而且，适合于加到驱动电压的负载的多值电源电压可以供给容性被驱动装置。如果例如运算放大器的元件被用于电压调节装置中调节电压，这些运算放大器也可以被用作多级电压发生装置中的阻抗变换装置。这就能设计较小的器件。
本发明的液态晶体显示器件包括电压调节装置，其中用来驱动液晶器件的电压被电压调节装置调节，从而调节液晶显示器的对比度，并且其中：
电压调节装置包括第一电压发生装置，用来从电源电压产生第一恒定电压；加法装置，用来把不依赖于第一电压的第二电压加到第一电压上；以及控制装置，用在被确定包括第一电压的预定电压调节范围内可改变地控制第二电压。
按照本发明，液晶显示的对比度借助于使电压调节装置调节驱动液晶元件的电压来调节。换句话说，作为对比度基准的电压的调节，例如中心值，借助于调节第一电压可以达到。然后液晶显示器件的用户借助于调节第二电压可以得到任何需要的对比度。在这种情况下，调节第一电压以改变中心值或其它值，将不影响第二电压。因此，可以独立地设定中心值或其它值、第二电压以及电压调节范围，从而确保优于现有技术的对比度调节。这便提供了通常用于体积小和重量轻的袖珍电子设备中的液晶显示器件的对比度最佳调节方法。
本发明的液晶显法器件包括多值电压发生装置，其结构是根据由多值电压调节装置产生的多值驱动电压，使得能使用6级方法驱动作为被驱动装置的液晶元件，其中：
多值驱动电压发生装置包括电压分压装置，用来在其分压端子上产生分压电压，以及几个阻抗变换装置，连在分压端子和被驱动装置之间，用来变换分压端子上产生的分压的阻抗，从而产生旨在用于容性被驱动装置的多值驱动电压；以及
如果通过6级驱动方法用来驱动液晶元件的电压从高电位侧被称作零级、另一级、第二级、第三级、第四级以及第五级电压，驱动电压中的第二级和第四级中的每一个被第一阻抗转换装置产生，它有一从被驱动装置吸收大量正电荷到阻抗转换装置的驱动部分，以及驱动电压的第一、第三级中的每一个被第二阻抗转换装置产生，它有一从被驱动装置吸收大量负电荷到阻抗转换装置的驱动部分。
按照本发明，驱动电压的第二和第四级，当必须被传输到阻抗转换装置的电荷总体为正时，被第一阻抗转换装置产生，它有一吸收大量正电荷的驱动部分，类似地，驱动电压的第一、第三级，当所述电荷总的为负时，被第二阻抗变换装置产生，它有一吸收大量负电荷的驱动部分。这便能对液晶元件提供适合于加到驱动电压的负载的6级电压。结果，在液晶显示期间发生的阴影现象和串扰现象被有效地消除了，从而使得液晶显示质量得以改善，并且可以设计出低功耗的器件。
图1是本发明另一实施例的电源装置的方块图；
图2A、2B是说明第一实施例电压调节方法的图；
图3是本发明第二实施例的电压调节部分的电路图；
图4是图3中的电压调节部分当基准电压源、恒流源和控制部分用MOS管构成时的电路图；
图5是使用本发明的电源装置的液晶显示器件例子的电路图；
图6是在第二实施例中驱动电压V5的温度特性曲线；
图7是本发明第二实施例的多值电压发生器的电路图；
图8是P型运算放大器的晶体管电级电路图；
图9是n型沟道晶体管和P型沟道晶体管的电流特性曲线；
图10为n型运算放大器的晶体管级的电路图。
图11A是公共电极和分段电极之间的电压和电压V0至V5的关系表示图1B是公共电极和分段电极的一个例子：
图12A、12B是表明当公共电极和分段电极的电压变化时，在驱动电压上电荷运动会有多大的变化的略图；
图13是FR信号和DCK信号的时序图；
图14是当部分电极的电压从V3变到V2时在FR转换点A获得的公共的分段波形图；
图15是施加到图14的V2上的负载的计算过程图以及获得的计算结果；
力16是当公共极电压从V5变到V2时，在FR转换点A处获得的公共和分段波形图；
图17表明加到图16中的V2的负载的计算过程以及计算结果；
图18是当分段电极电压从V0变到V2时，在期间B获得的公共和分段波形图；
图19表明加到图18V2的负载的计算过程及其计算结果；
图20是在分段电极电压在期间B保持V2不变时公共和公段波形图；
图21是加到图20中V2的负载的计算过程及计算结果；
图22是当分段电极电压在FR转换点A从V5变到V2时或从V5变到V0时加于V1上的负载的计算过程和计算结果；
图23是当公段电极电压在FR转换点A从V3变到V2时加到V1上的负载的计算过程和计算结果；
图24是在期间B当分段电极电压从V0变到V2或从V0变到V0时，加到V1的负载的计算过程和计算结果；
图25是在期间B当分段电极电压从V2变到V2或从V2变到V0时，加到V1负载的计算过程和计算结果；
图26是V1至V4的负载的计算结果；
图27是具有电流控制功能的n型运算放大器的电路图；
图28是DCK、控制信号和FR信号的时序图；
图29A是当电源在高电位侧是固定的电源时，变值电压产生器的结构图，图29B是当电源在低电位例为固定电源时多值电压发生器的结构；
图30A、30B分别说明当电源接通时电压在V1和V4上的变化；
图31是当电源接通时电压V1、V2、V3、V4和V5的变化特性曲线；
图32是本发明第五实施例中的电源接通顺序图；
图33是现有技术的用在液晶显示器件中的电源装置1个例子；
图34是现有技术中用在例如液晶显示器件中的电源装置的另一个例子；
图35A、35B说明图33、34现有技术的电压调节方法。
下面说明本发明的最佳实施例。
本发明第1实施例如图1所示，第1实施例的电源装置100包括电压调整部分102和多值电压产生部分110，如图1所示，它从电源电压产生多值电压V0至V5，供液晶显示用。
在这种情况下，电压调节部分102包括第一电压发生部分104、加法器部分106，第二电压发生部分107，以及控制部分108，并且它产生已调节的电压Vreg。
第一电压发生部分104具有从电源Vs和VDD产生第一电压Vx的功能。例如，假定用来提供液晶示对比度调的中心电压Vc被定位于如图2A所示。在这种情况下，第一电压发生部分104用来这样产生第一电压Vx，使得例如Vx＝Vc。第二电压产生部分107独立于上述第一电压的产生而产生第二电压。在这种情况下，第二电压Vy被控制部分108在被限定的包括第一电压Vx的预定范围内进行可变化地控制，这可变化地控制的第二电压Vy在加法器106中与上述第一电压Vx相加，从而产生调节电压Vreg。
在图2所示的例子中，第二电压的正的或者负的值被加到第一电压Vx上，从而产生调节电压Vreg。被加上的第二电压的值由输入到控制部分108的调节电压设定信号确定。
这样，在第一实施例中，不依赖于第一电压值的可变的第二电压Vy被加到第一电压Vx上以产生调节电压Vreg，因此，如图2B所示的例子，如果用于对比度调节的中心值由于在半导体器件或液晶显示器件制造期间发生偏差而改变时，将不会发生现有技术中的上述问题。换句话说，在这种情况下，第一电压Vx适应第一个被调节的以匹配中心值Vc的任何改变，使得Vx＝Vc。然后，如果可变地受控的第二电压Vy加到第一电压Vx上，便可获得所需电压Vreg。这就使用户能把液晶显示的对比度调到任何所需的亮度。这方案不同于图35A、35B的现有技术的例子之处在于，对比度调节可以在上、下两侧基本相同的范围内进行。
注意并不总是要求第一电压Vx等于中心值；可以使其等于图2A、2B中的Vrmax或Vrmin、如果使Vx等于Vrmax，为电压调节加上的第二电压应该有下值；如果Vx等于Vrmin，则应该有负值。
现在描述多值电压发生部分110。在这第一实施例中，多值电压发生部分110包括电压分压器部分112和第一、第二阻抗变换部分114、116、118和120。电压分压器部分112完成调节电压Vreg和电源电压VDD之间的分压，并从分压器抽头122、124、126、128、130和132输出被分压过的的电压、在这种情况下，分压的抽头126和130连接于第一阻抗变换器部分116和120，并且经过阻抗变换的电源电压V2和V4由此供给容性液晶显示器件。类似地，分压10抽头124和128与第二阻抗转换器114和118相连，并且经过阻抗变的电压V1和V3由此容性的液晶显示器件。
在所谓的6级驱动方法的液晶驱动类型中，如下所述，已经发现在驱动期间必须被从液晶元件传输到电源装置的电荷的极性依电源电压的因型而不同。例如，已经发现，电荷的极性在V2和V4上为正。相反，在V1和V3上这电荷的极性却为负。这就是在这一实施例中第一阻抗变换部分116和120，它们每个都有一吸收大量正电荷的驱动部分，被连于V2和V4原因。类似地，第二阻抗变换装置114和118，每个都有吸收大量负电荷的驱动部分，被连在V1和V3上。这就保证了维持6级驱动方法中的电压平均(均等)状态，因而可以消除显示屏上的阴影和串扰现象。结果使液晶显示的质量增加到极高的程度。
现在说明本发明的第二实施例。这第二实施例说明了电压调节部分102的一种特定的结构。
图3所示的第二实施例的电压调节部分包括运算放大器6，基准电压源7，具有几个电流源的恒流源8，以及具有一组开关的控制部分9。运算放大器6的正的输入端与基准电压源7相连，其负的输入端(第二输入端)连接到电阻10、11每个的一端和控制部分9的输出端。电阻10的另一端连接于运算放大器6的输出端，电阻器11的另一端连接于固定电位VDD。控制部分9位于恒流源8和运算6的负输入端之间。从恒流源8流到电阻10的电流大小根据调节电压设定信号被控制，并通过改变此电流大小来实现电压调节。
电压调节部分输出的调节电压Vreg是第一电压VX和第二电压VY之和，如下式：
           Vreg＝VX+VY                (5)
在这种情况下，如果电阻10的阻值为R10，电阻11的阻值为R11，以及基准电压源7的电压为Vrei，第一输出电压VX可以用下面对运算放大器归纳出的等式表示：
        VX＝(1+R10/R11)·Vref          (6)
第二输出电压VY由通过控制部分9从恒流源8流入电阻器10的电流I10决定。在这种情况下，电流I10可依靠调节电压设定信号使控制部分9中的开关选择性地接通或断开而改变。因此，第二电压VY由下式表示：
             VY＝I10·R10            (7)
因此，调节电压Vreg由下式给出：
    Vreg＝(1+R10/R11)·Vref+I10·R10     (8)
例如，如果电流I10的最大值(从恒流源8流入电阻10)为Imax，最小值为Imin，则电压调节范围Vrange由下式给出：
         Vrange＝(Imax-Imin)·R10      (9)
从等式6至9可看出，照本实施例，VY由R10确定，因而电压调节范围也被R10确定。类似地，VX被R11决定，因此作为调节基准的电压也由此确定。如上所述，这作为电压调节基准的电压可以是电压调节的中心值，或者是其最大或最小值。这样，按照本实施例的电压调节部分，每个VX、VY和Vrange的值可以独立地设定。
当图3的基准电压源7、控制部分9、恒流源8由MOS晶体管构成时的电路例子如图4所示。
基准电压源7包括P型沟道晶体管15和n型沟道晶体管20。由基准电压源7产生的Vref的幅值，借助于减小n型沟道晶体管20的电流容量和减小流过电源之间的电流来作得基本与P沟道晶体管的阈限电压相同。恒流源8包括P型沟道晶体管16至19。该恒流源8借助于利用当控制极连到基准电压Vref的P型沟道晶体管16至19饱和时的恒流特性来提供恒流。控制部分9包括P型沟道晶体管21至24，它们分别连接到P型沟道晶体管16至19的漏极区，并且电流的通过和切断由连接在P型沟道晶体管21至24的控制极的调节电压设定信号来转换。在这种情况下，假定从恒流源8内几个恒流源流出的电流值的权重为2n。换句话说，如果来自恒流源的电流幅值之经是8∶4∶2∶1，4个调节电压设定信号可以得到24＝16步的电压调节。注意图3，4所示为具有4个调节电压设定信号的例子，但是当然可以设定不同于图3，4的信号数。此外还注意，因为调节电压设定信号可以从由例如微处理器写入的寄存器内以二进制形式获得，从而利于由微处理器控制。
按照本实施例，如果是这种结构，使得电阻10的阻值是固定的，并且有一改变电阻11的装置，则作为电压调节的基准的电压，例如中心值可以改变，而电压调节范围保持不变。因此，如果在半导体元件或液晶显示器件的制造期间发生了偏差，这些偏差可以用上述的电阻调节装置调节电阻11的阻值来得以补偿。换句许说，假定调节是这样的，即使VX匹配用于度调节的中心值VC，如图2所示的例子，因为电阻10的阻值是固定的，从等式9可以看出，即使电阻11的阻值改变，电压调节范围也不变。因此，使用调节电压设定信号，可在这不变的电压调节内得到所需的调节电压Vreg。用图33，34所示的先有技术电源装置，如果作为电压调节基准电压的中心值VC要改变，如图35A，35B所示，不可能在这一值的上下相同的范围内提供电压调节(对比度调节)。因此，这些先有技术的电压装置具有很大的电压调节范围，以保证如果在作为电压调节基准的电压有任何改变时，可以足够宽的范围内提供电压调节。换句许说，它具有这样的结构，即图33，34的分压电阻器313具有极大的分压数。
与此对照，本发明的实施例对于电压调节范围所需的较低限可以被固定，因为即使作为电压调节基准的电压改变，电压调节范围也不变。这就意味着，在为电压调节的恒流源8中恒流源的数目以及在控制部分9中开关的数目可被设定为所需的较低限。时一步地，这还意味着，如果可以从被例如微处理器写入的寄存器中得到二进制的电压调节控制信号，寄存器的位数可被设定为所需的低限，因而连线也可以减少。
如果对现有技术的电源装置进行调节，以便允许制造偏差的存在，在调整之后分压电阻器中的分压数的数据(即图35A，35B中的数据(0111)和(0100))必须被存贮在非易失的存储器中。但是，因为这一实施例能够借助于改变电阻11的阴值来调整，以便允许制造偏差，就不再需要储这种数据。
此外，如果由微处理的器控制，并且来自恒流源8的电流已在回答系统重置信号时被切断，电压调整部分的输出电压就只由电阻10和11的阻值确定。因此，在固件中就不必包括可变调节程序，也不需要检测电压调节部分的输出电压的电路。例如，如果来自恒流源8的电流在系统重置时被设定切断，VX可以等于图2A所示的最小值Vrmin。此外，其结构是这样的，即在控制部分9中的一些开关在系统重置时被接通，VX可以等于中心值VC，例如图2A所示。
图5示出了使用本发明的液晶显示器件的例子。这一流晶显示器件包括电源装置100，对比度调节部分140，驱动信号发生部分142以及液晶显示屏144。
电压调节部分输出的调节电压被加到驱动信号发生部分142，作为用于液晶显示驱动的供电电压V5，并也连接到分压电阻器12的一端，其另一端连接固定电位。被分压电阻器12分出的电压被连到运算放大器1至4的正输入端，运算放大器1至4的输出端被输入给驱动信号发生部分作为供电电压V1、V2、V3和V4。注意在这种情况下，分压器抽头126和130被分别连于n型运算放大器2、4，分压器抽头124、128被分别连于运算放大器1和3。这些运算放大器将在下面详述。还应注意在电压调整部分中的运算放大器6可为V5提供阻抗变换，这可减少电路元件数。
驱动信号发生部分142根据例如6级驱动方法通过选择任何这些驱动供电电压V0至V5来发出驱动信号。这些驱动信号被用来驱动液晶显示器件。如果用户用对比度调节部分140调节对比度，借助于作为对比度调节部分140输出的调节电压设定信号可调节Vreg的值。供给液晶显示屏144的电压V1至V5以这种方式调节，从而提供液晶显示的对比度调节。
在这种情况下，来自电压调节部分的调节电压Vreg的输出与分压电阻器12的阻值无关，如式8所示。因此，在电源之间流动的电流可借助于增加分压电阻器12阻值作得极小。这便能设计出极低功率消耗的电源装置和液晶显示器件。
本实施例的电源装置可以应用于液晶显示器件，如上所述，因为液晶显示器件重量轻，并具有低的能耗，它经常用于袖珍型电子设备中，这种设备需要尺寸小和重量轻。因此，装有这种液晶显示器件的设备应该利用液晶显示器件的固有的优点(体积小重量轻)，并且这种设备需要体积小能耗低的电路。本实施例的电源装置当用于液晶显示器件中时，是一种有效的满足这些要求的装置。
本实施例的效果现从电路稳定性的观点说明。
在这实施例中，作为电压调节基准的电压VX被基准电压的值和电阻10和11的阻值比确定，这从式6可清楚看出。与此相反，要图33、34的现有技术的例子中，作为电压调节基准的电压被电源电压VDD和VS之间的电压差的电阻分压确定。因此，现有技术的例子中会出现电源电压的变化引起作为电压调节基准的电压改变的问题。然而，在本实施例中，即使电源电奈变化的VX也保持恒定。
另外，在这个实施例中，决定电压调节范围的电压VY如等式7所示，是由从恒流源8流入电阻器10的电流值I10所控制的，所述电流值I10受到控制部分9和电阻器10的电阻的制约。即使当电源电压变化时，来自恒流源8的电流I10仍保持不变。这表示，电压VY相对于电源电压的变化也能保持恒定，因此电压调节范围Vrange也保持不变。例如图4是这样一个实例，其中图2或图3的恒流源8包括一些晶体管，工作在恒流区的一晶体管的栅电压由基准电压Vref获取，由于该栅压保持不变，漏电流也是固定的。这样保证了当电源电压变化时，恒流源输出的电流是恒定的，因此VY和Vrange也不变。
如上所述，这个实施例易于获得稳定的调节电压值Vreg(＝VX+VY)及电压调节范围Vrange，并且与电源电压的变化开关，这表示本实施例使用电池作为设备电源，具有宽的操作电压范围，于是不考虑电源电压，可稳定的工作。在液晶显示器件中的对比度调节部分地取决于这已调节的电。因此，如果将这个实施例用于装在具有宽的工作电压范围的设备中的液晶显示器件上，驱动电源的电压保持不变，从而可获得固定的对比度，且与电源电压无关，同样地，电压调节范围也可保持不变，不受电源电压变化的影响。因此，根据这个实施例，显示质量可获得极大改善，并且显示数值可达到极高的电平。
男一个可能出现的问题是，如果作为调压目的的驱动物的元件特征具有温度特性，在这种情况下，最理想的是该调整后的电压具有对这些被驱动物的温度特性进行补偿的温度特性。例如，液晶显示器件的显示质量主要取决于周围的温度，因此，为保证稳定的显示质量，最好使驱动液晶显示器件的电压具有与周围温度为负的温度特性。在现有技术中，实现这种负温度特性的通常的方法包括连接一个具有负温度特性的元件到分压电阻器上，例如负温度系数电阻器，从而补偿该温度特性。
这种提供相对于第一和第二电压VX和VY对驱动物温度特性加以补偿的温度特性的实施例的说明将参照图4进行，以利于理解。换句许说，由基准电压源7产生的基准电压值Vref如上所述几乎与P-沟道晶体管15的阈临界电压相同。由于MOS晶体管的阈临界电压一般带有负温度特性，则第一电压VX也具有负温度特性，这个电压取决于基准电压Vref和电阻器10和11的电阻比值。此外，来自恒流源8的电流幅值也与该MOS晶体管的阈电压有关，因此也同样带有负温度特性，以及第二电压VY和电压调节范围Vrange也具有负温度特性。换句许说，本发明的器件能相对于已调节的电压Vreg和电压调节范围Vrange体现出负温度特性。因此，这个实施例可以提供具有温度特性的调整后的电压Vreg和电压调节范围Vrange，而不必附加任何诸如热敏电阻的具有温度特性的器件。这样可以减少元件数量，而且当把该电源装置引入一个半导体装置内，能减少外部器件数量，从而由此得到的成品尺寸更小和成本低。
图6表示采用本实施例的驱动电源电压V5中体现的温度特性的一例。正如图6中清楚表明的，V5具有负温度特性。因此，如果将V5用作驱动具有负温度特性的液晶器件的电源电压，则能得到具有优良显示质量的液晶显示器件。
此外，如果一个电阻内所具有的温度特性不同于与图4中基准电压源7的P一沟道晶体管15或与图4中恒压源8的P-沟道晶体管16-19相串接的一个晶体管的温度特性，则温度特性曲线的斜度可以象图6所示变化。这能进一步增加与液晶器件的温度特性的适应性。
下面将描述本发明的第三个实施例。该实施例表示多值电压发生器110的一种特殊配置。
根据第三个实施例的多值电压发生器包括如图7所示的一个电压分压器203和运算放大器1-4(OP-amps)，这些运算放大器1-4各自与电压分压器203的分压端子224，226，228和230相连接，并且分别输出电压V1-V4。在这个实施例中，图8所示配置的运算放大器(此后称为P型运算放大器)用作提供V1和V3运算放大器，图10所示配置的运算放大器(此后称为n型运算放大器)用作提供V2和V4的运算放大器。
分压器203包括9个串接的晶体管，每个的漏区与相应的栅电极短接，这些晶体管用于代替分压电阻器。在这种情况下，由于设定所有这些体管具有同样的电流输出能力，则V0和V5之间的电压可精确地分为9份(1/9偏压)。总电压以此方式分为9份，假设在低压侧紧靠V0的第一电压称为V1，第二电压称为V2，在高压侧紧靠V5的第一电压称为V4，第二电压称为V3。自然，电压分压可以采用如图33和图34所示的现有技术的电阻器方式实现，不过，为了降低电流需用量，势必加大电阻器的电阻，但是在集成电路芯片中采用这样大数值的电阻必然导致芯片面积增口，并且必须附加新的生产工艺。与采用大电阻相反，本实施例使用其漏区和栅电极短接的晶体管。这可确保流过该分压器203的电流消耗量限制到0.2μA的程度。
图7中P型运算放大器的晶体管电平电路图示于图8中。这种P型运算放大器包括一个差分放大器206和一个驱动电路200。差分放大器206的电路具有两个输入端，一个正输入端208和一个负输入端209，及一输出端210。该电路将两个输入端之间的电压差放大，然后将其从输出端210输出，这种方式是熟知的，因此这里不再详述。驱动电路200具有一个P-沟道控制晶体管204和一个n-沟道负载晶管205。此外，在差分放大器206和驱动电路200之间接有阻止振荡的电容器207。这种配置是一种电压跟随器连接，换句话说，在这种配置中，差分放大器206的负输入端209与运算放大器的一个输出端211相连接。
P-沟道控制晶体管204和n-沟道负载晶体管205在激励电路200内串联连接，并且将这个连接点用作运算放大器的输出端211。将n-沟道负载晶体管205的漏区和栅电极连接到一起，以便使该晶体管起电阻器作用。该运算放大器的输出端子211连接到差分放大器206的负输出端209，并且该差分放大器206的输出端210连接到P-沟道控制晶体管204的栅电极。以这种方式连接的电路可保证在输出端211处呈现的电压电平与提供到正输出端208上的电压电平相同。差分放大器206通过对P-沟道控制晶体管204的栅电压的控制，确保正输入端子208和运算放大器的输出端子211同处于一个电位。
应注意若对n-沟道负载晶体管205的栅电极施加常压，可使该晶体管起恒流源的作用。
图9中示出了n-沟道负载晶体管205和P-型运算放大器的P-沟道控制晶体管204的电流特性之间的关系曲线。图9中，曲线214代表n-沟道负载晶体管205的电流特性，曲线215代表当输出放大器的输出端211上无负载时的P-沟道控制晶体管204的电流特性。此外，曲线216表示有负的负载施加到运算放大器的输出端子211时P-沟道控制晶体管204的电流特性，曲线217表示有正向负载作用到运算放大器的输出端子211时的电流特性。
在这种情况下，所谓提供负负载表示与一个低电平电压(电位)连接，从而取出电流(吸入一负电荷到驱动电路)，所谓提供正负载表示与一个高电平电压(电位)连接，从而接收电流(吸入一正电荷到驱动电路)。
当运算放大器的输出端子211为空载时，P-沟道控制晶体管204的电流特性示于图9中的曲线215，并且在点A处，这个电流特性215与n-沟道负载晶体管205的电流特性曲线214相交，所流过的电流视为稳态电流。
例如，考虑这样一种情况，负的负载作用到运算放大器的输出端211上，该输出端211处的电压下降(连接到低电平电压，以便取出电流)。由于运算放大器的输出端211是与负输入端209相连的，于是在负输入端209处的电位下降。另一方面，由于在正输入端208处的电压并没改变，于是在正输入端208和负输入端209之间产生一个电压差，并且由差分放大器206放大的差分放大器206输出端210处的电压下降。这导臻施加到P-沟道控制晶体管204的栅电极上的栅压的下降，于是增加了P-沟道控制晶体管204的电流供给能量。P-沟道控制晶体管204的电流特性变成图9中电流特性曲线216，并且通过取出电流将运算放大器的输出端子211的电压拉上去。
现在考虑相反的情况，此时正向负载作用到运算放大器的输出端211上，并且输出端211处的电压上升(连接到高电平电压，从而接收一电流)。在此情况下，工作情况完全与负向负载作用时的情况相反，由差分放大器206放大的输出端子210的电压上升，这导致作用到P-沟道控制晶体管204的栅极上的栅压上升，于是减小了P-沟道控制晶体管204的电流供给能力。P-沟道控制晶体管204的电流特性变成图9中的电流特性曲线217，并且由于n-沟道负载晶体管205接收电流，将运算放大器的输出端211的电压向下拉。
如上所述，运算放大器输出端211的电压总是与差分放大器206的正输出端子208的电压处于相同电位。
这种P-型运算放大器的电流需求与差分放大器206的电流需求I1及流在P-沟道控制晶体管204和n-沟道负载晶体管205之间的电流需求I2之总和有关。在这个实施例中，电流需求量I1限制为0.7μA。不过稳戊电流需求量I2与P-沟道控制晶体管204的电流供给能力不具有任何关系，它是由n-沟道负载晶体管205的电流供给能力所决定的。如果n-沟道负载晶体管205的电流供给能力小，则稳戊电流的电流需求I2也小，但它不会变得非常小。其原因是当运算放大器的输出端211的电压升高时(当作用有正向负载)，将电压再拉下的能力也取决于n-沟道负载晶体管205的电流供应能力。换句话说，电流反偏能力下降越多，电流需求则受到抑制，而电流需求量增加越多，电压反偏能力也增加。
可是如后面所述，当驱动周期为负期间，电荷的极性必须从V1和V3中的每一个移动朝向运算放大器侧。因此，在这个实施例中，V1和V3各自与一个带有驱动部分200的运算放大器相连接，该运算放大器用于吸收大量负电荷。换言之，这是一个P型运算放大器。它能确保在驱动周期内从V1和V3二者吸入足够量的负电荷，于是可以避免发生如阴影和串扰的现象，防止液晶显示器件显示特性的恶化。另一方面，若在P-型运算放大器上加正向负载，正电荷必须由n-沟道负载晶体管205吸接。但由于具有电压V1和V3，因此在驱动周期内必须移向运算放大器侧的电荷极性为负。则在本实施例中，V1和V3连接到P-型运算放大器，每个P-型运算放大器的驱动部分200就不再需要能吸收这些正电荷。其结果是本实施例可以使n-沟道负载晶体管205的电流供给能力保持在足够低的水平，从而使稳定流过驱动部分200的电流需求量I2可限制在15μA的等级，这保证了每个P-型运算放大器的总电流需求I1+I2能限制在15.7μA的程度。
图10表示图7的n型运算放大器的晶体管电平电路图，这个n-型运算放大器与上述P型运算放大器的区别在于驱动部分201的配置。这个驱动部分201包括一个n-沟道控制晶体管212和一个P-沟道负载晶体管213。差分放大器206的负输入端209和该运算放大器的输出端211的配置属于一种电压跟随器连接。
这个n-型运算放大器与P型运算放大器类似，其中运算放大器输出端211处的电压若高于正输出端208处的电压，则被拉下，反之如果低于正输出端处的电压，则被上拉，因此正输出端208处的电压总保持相同。n型运算放大器与P型运算放大器的区别体现在，如果运算放大器输出端211的电压已升高(当作用有正向负载时)，电压反偏能力取决于n-沟道控制晶体管212的电流供给能力。另一与P型运算放大器的区别在于，如果运算放大器输出端211处的电压已下降(当作用有负向负荷时)，电压反偏能力取决于P-沟道负载晶体管213的供流能力。在这种情况下，将P-沟道负载晶体管213的栅电极和漏区短接，使晶体起电阻器作用。如果对P-沟道负载晶体管213的栅电极施加恒压的话，可使该晶体管起恒流源的作用。
稳定地流过n-型运算放大器的驱动部分201的电流需求量I2与n-沟道控制晶体管212的供流能力关系，并且随着P-沟道负载晶体管213供流能力的下降击下降。换言之，电压反偏能力下降越多，电流需求量受到抑制，而电流需求量增加越多，电压反偏能力也增大。
不过正如下面要描述的，在驱动周期内必须从V2和V4中每一个移动朝向运算放大器侧的电荷极性是正的。因此，在本实施例中，V2和V4各自与一个具有驱动部分201的运算放大器连接，运算放大器用于吸收大量正电荷。换言之，这是一个n-型运算放大器。这样保证了在驱动周期内可有足够量的正电荷从V2和V4吸收过来，因此可以防止出现阴影和串扰现象。另一方面，当负向负载作用到n-型运算放大器上，负电荷必须由P-沟道负载晶体管213吸收。不过由于V2和V4的存在，在驱动周期内必须移支运算放大器侧的电荷极性为正。因此在本实施例的结构中，V2和V4与n-型运算放大器相连接，每个n-型运算放大器的驱动部分201不再需要能吸收大量负电荷。结果，本实施例可使P-沟道负载晶体管213的供流能力可保持足够低，则稳定地流过驱动部分201的电流需求量I2可被限制到15μA的程度。这保证了每个n-型运算放大器的总电流需求I1+I2也可限制在15.7μA的程度上。
如上所述，根据本实施例，电压分压器件203的电流需求量是0.2μA，而P型和n型运算放大器中每一个的电流需求量是15μA。因此，整个多值电压发生器的电流需求量可限制到：0.2+15.7×4＝63μA。以这种方式，显然，为使整个装置的电流需求量减至最小，而又不使液晶显示质量受到任何影响影响，最好将-n型运算放大器与每个驱动电源电压(V2和V4)相连，其中电荷的极性是正的，这些电荷在驱动周期内必须传导到阻抗变换装置，另外最好将-P型运算放大器与每个驱动电源电压(V1和V3)相连，其中电荷的极性是负的。
下面描述驱动一个具有确定尺寸的LCD板的例子，涉及如何将负载施另到V1-V4上，这些电压均为驱动电源电压，例中简单矩阵LCD的驱动方式为逐行扫描的分时(多路传输)方式。
公共和分段电极电压和电压V0-V5间的关系列于图表F11A中。例如，在选择该电极的期间内公共电极的电压是V5(V0)，则未选定该电极时电压是V1(V4)。此外，当公共电极的电压是V5(V0)，如果分段电极电压是V0(V5)，则相应的象素亮，如果分段电极电压是V2(V3)，则象素不亮(在方框内值是FR信号为低电平的情况)。公共电极和分段电极的典型布置示于图11B中。
如下所述的计算目的是确定作用到V1-V4上的最大负载的相应大小。因此该计算是在下述条件下完成的，以便简化计算：
(1)LCD板的显示能力是64×100象素(pixels)。换言之，该LCD板具有64个公共电极行和100个分段电极行(见图11B)。
(2)由于具有64公共电极，(多路传输)驱动的实现具有1/64的工作负载循环。
(3)驱动电源电压V0-V5的值是这样确定的，即按照电压平均法(幅值选择性寻址图解)导出的方程式解出的1/9偏压，为使计算简单，它们各取为：V0＝0V，V1＝-1V，V2＝-2V，V3＝-7V，V4＝-8V及V5＝-9V。
(4)为简化计算，一个公共电极的电容量设为1法拉(F)。
(5)液晶是一种电容器件，因此LCD板在电气上相当于一个电容器。当电荷通过该电容器的各端部电极传导时，这些运动的电荷量为：Q＝CV(Q是电荷量，C是电容，V是电压)，Q的不同大小可看作施加到V1-V4的负载。例如，如果分段电极的电压是V3，公共电极的电压是V4，当这种状况改变时，分段电极的电压变为V2，公共电极的电压变为V1，则相对于V2流过的电荷量简示于图12A和图12B。换言之，在图12A所示的状况中，用于代表LCD元件的等值电容器(C＝1F)的分段电极侧被充满：(-7)-(-8)＝+1库仑(C)。另一方面，如果状况变到图1 2B所示的情况，等值电容器的分段电极侧被充有：(-2)-(-1)＝-1C。因此，如图12B所示，通过这种状况的改变，总共有+1-(-1)＝2C的正电荷必须吸入V2中。换言之，在此情况下，+2的正负载施加到V2上。
(6)从这些计算得到的值是V1-V4上的负载的最大值。因此，当开始计算这些负载时，所有分段电极的电压变化方向可认为是相同的。例如，当图11B的分段电极SEG1从V3变为V2，及分段电极SEG2从V5变为V2时，无须考虑分段电极的电压会向不同方向改变。这是由于当这些变化方向不同时负载的大小是小于当所有分段电极SEG1-SEG100上的电变为同向(最大负载情况)时的负载大小的。
(7)在这种计算中，有必要算出在驱动周期内流过V1-V4的电荷的总量。在此情况下，假设将该计算分为两份，如图13所示，一份为FR信号的转接点A及离开此点的周期B。注意在图13中，FR信号是液晶装置的交变信号，并且DCK(点计时)时用于产生驱动信号的基准时钟。
取V2作为特例，下面的计算将以施加到V2的负载为例。
如表11A所示，每个分段电极的值取V0，V2(当FR信号处于高电平时)，V5和V3(当FR信号处于低电平时)中任一个。于是，如果该分段电极的电压被认为要变为V2，则所具有的变化将是：V0→V2，V2→V2，V5→V2和V3→V2。在FR信号的转换点A处，由于这是在周期之间的过渡点，则可以忽略V0→V2和V2→V2的变化，只需考虑V3→V2和V5→V2的变化。此外，在周期B内，可以忽略V3→V2和V5→V2的变化，因为他们发生在相同的周期内，只需考虑V0→V2和V2→V2的变化。
分段电极的电压在FR转换点A处从V3变为V2的公共波形及分段波形示于图14中。如图14所示，分段电极是通过在电压达到V5(V0)的周期内的方波变换而选择的。如上所述，由于允许只考虑所有分段电极的电压方向都沿同一方向变化，图14只表示COM1-COM64和SEG1间的关系。
在计算负载过程中，可考虑的行数可分为未选择行，选择结束行和起始选择行。在这种情况下，未选定行是那些没有被公共信号选定的行；在图14中，这是标为#1的62(64-2)行。选择结束行是前的那行；在图14中，它标为#2。一条开始选择行是已由公共信号所选定的那行；在图14中，它标为#3。负载计算与这些行#1，#2和#3有关。
所有分段电极的电压在FR转换点A处从V3变为V2时加到V2上的负载的计算过程参见图15，并且包括计算结果。假设每条未选定的行(#1)的分段电极电压从V3变到V2，并且公共电极电压从V4变到V1。参看前面图12A和图12B的内容，存储在等效电容器分段电极侧的电荷从+1C变到-1C，这个等效电容器代表该LCD器件。于是，在这种情况下必须吸入V2的电荷量是+2C。由于如图14所示，共有62条未选定的行(#1)，所有共有2×62＝124C的正电荷必须吸入V2内。
如图15所示，选择结束行(#2)和起始选择行(#3)的计算可采用相同方式进行。不过要注意，如图14所示，每个这类行均只有一行，因此对这两种情况中的每一种，所得从这种行吸入V2的总电荷为-6C，是很小的。
由此，当所有分段电极电压在FR转换点A处从V3变为V2时的总电荷为：124-6-6＝-112C。换言之，在这种情况下作用到V2上的是正负载。
分段电极电压在FR转换点A处从V5变成V2时的公共波形和分段波形示于图16中。与图14的描述类似，图16的计算也分为未选定行(#1)，选择结束行(#2)和起始选定行(#3)。在这种情况下的计算过程和结果示于图17中。如图17所示，必须作用到V2上的总电荷是-16C。即在这种情况下作用到V2上的是负向负载。
各分段电极的电压在周期B内从V0变为V2的公共和分段波形示于图18中。例如在周期B的点B1处，COM1是选择结束行(#2)，COM2是一条起始选择的行(#3)，而COM3-COM64均是未选定的行(#1)。类似地，在点B2处，COM1，COM2，COM5-COM64均是未选定行(#1)，COM3是选择结束行(#2)，COM4是起始选择的行(#3)。而在点B3-B31的状态可以采用同样方式分析得出。
采用与图14相同的方式，图18的计算也分成未选定行(#1)，选择结束行(#2)和起始选择行(#3)。在这种情况下得到的计算过程和结果见图19。如图19所示，必须加到V2上的总电荷为+128C。换句话说，这种情况下是正向负载作用到V2上。请注意图18中各点B1-B31上所得到的计算结果与图19中所示的相同。
分段电极的电压在周期B内保持在V2不变时的公共和分段波形示于图20。采用与图4相同的方式，图20的计算也分成未选定行(#1)，选择结束行(#2)和起始选择行(#3)，计算过程和结果则示于图21中，如图21所示，加到V2上的负载是零。
如上所述，在所有情况下加到V2上的负载均能计算出来。换句话说，根据显示图型，在FR转换点A处的电压V2必须接收-16C-+112C的电荷，在周期B内电压V2必须接收OC-+128C的电荷。
在这种情况下作用到V1上的负载计算过程和结果显示在图22-图25中。图22表示所有分段电极的电压在FR转换点A处从V5变到V2或从V5变到V0的情况，图23表示所有分段电极电压在FR转换点A处从V3变为V2或从V3变为V0的情况，图24表示所有分段电极的电压在周期B内从V0变到V2或从V0变到V0的情况，和图25表示所有分段电极的电压在周期B内从V2变到V2或从V2变为V0的情况。
在V3和V4上的负载可以彩完全相同的方式计算。上述所有的计算结果组合列举在图26的表中。如图26所示，作用到V2上的负载大小与作用到V3上的负载大小相同，但方向相反，并且作用到V1上的负载大小与V4上的相同，但方向相反。
从图26可清楚看出，在V2上最大负载的极性(在激励周期内必须朝向运算放大器侧运动的电荷总的极性)是正的，而在V3上的最大负载极性为负。相反，由于在V1和V4上的两个正的和负的负载的大小完全相同，则最大负载的极性可以是正，也可以为负，并且并不能单独从图26确定。不过，通常FR信号大大低于DCK；在本实施例中，采用了70HZ数量级的信号。与此相反，在周期B内与DCK同步的时间内所施加的负载频率本实施例取为4KHZ。因此在周期B内所施加负载的次数远远多于在FR转换点A处。例如，图18中所施加的负载次数，在FR转换点A处只有一次，而在周其B内，在点B1-B31间则为31次。此外，由于叫作平滑电容器的电容器(图中未示出)是连接在VDD(0V)和V1-V4之间，因此V1-V4处的电压可平滑地过渡。换言之，如果这些电压是平滑过渡的，那么在驱动阶段作用到V1-V4上的负载大小能或多或少地由在周期B内作用的负载的大小所决定。
因此，在周期B内施加到V1上的负方向负载较大，使最大负载的极性为负。同样地，在周期B内施加到V4上的正方向负载较大，则最大负载的极性变为正。
如上所述，在V1和V3处最大负载的极性变成负的。这就是为什么对V1和V3使用P型运算放大器较合适的原因。反之，在V2和V4处的最大负载的极性变成正的，这也是为什么对V2和V4使用n-型运算放大器较合适的原因。这些连接配置保证了整个多值电压发生器的电流需求量为63μA，从而使产品功耗低，并且改进了显示质量。
与此相反，在图34所示的现有技术实例中用于实现V1-V4阻抗变换的只靠n型运算放大器。而采用这种配置，在每个n型运算放大器中的P-沟道负载晶体管213(见图10)的供流能力必须相当高，这些n型运算放大器完成V和V3的阻抗变换过程。如上所述，在驱动周期内必须有大量的负电荷加到V1和V3上，否则，如果不能拉吸住这些电荷，用于电压平均算法的平均(等效)状态就不能维持，于是将会出现诸如阴影和串扰的现象。反之，如果这个现有技术实例中的P-沟道负载晶体管213的供流能力被加大，以试图防止上述现象的发生，则电流需求量将至少需350μA，势必造成大功率消耗，因而是不可取的。
在本发明的第四个实施例中，为运算放大器配置了电流控制功能，以实现阻抗变换，进一步降低功率消耗。
图27表示具有这种电流控制功能的n型运算放大器的一个实例。图27的运算放大器与图10的n-型运算放大器的区别在于驱动电路202的配置不同。换言之，除了n-沟道控制晶体管212和P-沟道负载晶体管213以外，该驱动电路202还包括一个第二P-沟道负载晶体管218和电流控制P-沟道晶体管219。第二P-沟道负载晶体管218的漏区和栅极是短接的，并且该漏区也连接到运算放大器的输出端211。这个电流控制P-沟道晶体管219与第二P-沟道负载晶体管218串联连接，而它的栅极连接到一个控制端子222。
采用DCK作为基准时钟产生激励LCD的激励信号，可以考虑在电气上将LCD等效为一个电容器，当LCD被驱动时，仅在驱动信号转换点即在DCK的转换点上产生作用到驱动电源电压的负载。换言之，在一个在DCK的下降边工作的系统中，负载仅在DCK下降处产生；而在一个DCK上升边工作的系统中，负载仅在DCK上升时产生，原因在于，由于可认为该LCD元件等效为一个电容器，一旦这个电容器已充电到一确定的电压，由于没有其它供电流流过的通路，因此可认为该电压可保持不变。下面将描述的是在DCK上升边工作的系统。
回过来从前面对图26的描述中可知，加到各驱动电源电压的负载不一定非是正的或负的。例如，正的负载可加到与V1或V3之一相连接的P-型运算放大器上，且在这种情况下正电荷必须由n-沟道负载晶体管205拉入该P型运算放大器。同样地，负的负载可加到与V2或V4之一相连接的n-型运算放大器上，并且在这种情况下负电荷必须由P-沟道负载晶体管213拉入该n-型运算放大器。这表示P-型运算放大器的n-沟道负载晶体管205和n-型运算放大器的P-沟道负载晶体管213必须具有一定等级水平的电流供应能力。
不过如上所述，仅当DCK转换时，负载作用到V1-V4上，因此，负载晶体管205和213只需当DCK转换时允许电流流过，并且其后持续一个固定的周期；在其他周期内，足以允许恰好的电流量来维持电压。
在第四个实施例中，如图27所示，第二P-沟道负载晶体管218与P-沟负载晶体管213并连配置，而电流控制P-沟道晶体管219与晶体管218串接。在DCK上升时刻及之后的一定周期内产生的一个低电平的控制信号输入到控制端子222，接着第二P-沟道负载晶体管218仅当DCK上升时及之后的一个固定周期内允许电流I3流过。在所有其他的周期内，恰好足以维持电压的小电流I2流过P-沟道负载晶体管213。图28中表示DCK的时间图，控制信号和FR信号。电流控制P-沟道晶体管219只在DCK上升时刻及之后一固定周期内导通，产生的CONTI信号用作允许电流I3流过的控制信号。这个CONT1信号通过控制端子222输入到电流控制P-沟道晶体管219的栅电极。
在这个实施例中，电流I2限定为0.1μA，而控制电流I3为30μA。由于仅当DCK的1/4周期内才允许电流I3流过，因此平均电流I3是7.5μA。因此，驱动电路202所消耗的电流为I2+I3＝7.6μA。差分放大器206所有消耗的电流I1是0.7μA，整个运算放大器的电流需求量为8.3μA。这能将运算放大器中的电流需求量减小到图10的n-型运算放大器电流需求量(15.7μA)的约1/1.9，图10中的该运算放大器不具有电流控制功能。
上面的描述涉及一种n-型运算放大器，不过，P-型运算放大器也可使用，包括一个第二n-型沟道负载晶体管与n-沟道负载晶体管205并联布置，并与一电流控制n-沟道晶体管串联连接，于是可提供同样的电流控制功能。在这种情况下，使用与CONT1相倒置的控制信号，如图28所示。
为了进一步降低功耗，下面将描述向控制端子222输入的有关控制信号。
如图11A所示，在FR信号电平低的周期内每个公共和分段信号的电压达到V0，V3，V4知V5中之一，同样地，在FR信号电平高的周期内这个电压达到V0，V1，V2和V5中之一。因此，当FR信号处于低电平时在V1和V2上没有负载，而当FR信号处于高电平时，在V3和V4上没的负载。这意味着通过在FR信号低电平周期内截止与V1和V2连接的每个运算放大器的第二负载晶体管，和在FR信号高电平周期内截止与V3和V4连接的每个运算放大器的第二负载晶体管，来实现进一步降低功耗的目的。
如果为V4提供阻抗变换，例如如图27所示连接上一个具有电流控制功能的运算放大器，通过ORing CONT1信号获得一控制信号，接着图28的FR信号输入到控制端子222。由于在FR信号为高电平期间使第二P-沟道负载晶体管218截止，因此没有电流I3流过，这可进一步降步降低功耗。上述电流控制的实施例可将平均电流I3限制在3.75μA，于是总的电流需求量可减少到I1+I2+I3＝4.55μA。这可以将电流需求量降低到没有电流控制功能的n-型运算放大器的电流需求量(15.7μA)的约1/3.5。请注意如果具有电流控制功能的运算放大器接到V1，V2和V3上，并且将图28所示的CONT2，CONT3和CONT4信号输入控制端子222，所述功耗还能进一步降低。
上述第三和第四个实施例的配置是将V1和V3与P型运算放大器1和3相连接，而V2和V4与n型运算放大器2和4相连接，这样减少了流过运算放大器驱动部分的电流，因此实现了低功耗的设计目标。不过，这种配置当该装置的电源接通时容易产生下述问题。
例如，见图29A的电路配置，V0是处于高电位侧的电源，标以VDD(0伏)，并且作为一固定的电源(当存在一n-型基片时)，这种配置的问题是其中的V1和V3需花费相当长时间才能达到预定的电压(见图31)。原因在于为了降低功耗，n-沟道负载晶体管205的供流能力限定为很小，而这个晶体管构成与V1和V3连接的P-型运算放大器1和3中各一个的驱动部分。如图30A所示，如图VDD作为固定电位电源，并且电源朝V5导通，V5的电压渐渐下降，这导致V1的电压也逐渐下降。如图30A所示，V1电压的这个下落是随着流过n-沟道负载晶体管205的电流Ip和从电压平滑电容器270(或LCD板)中抽出电荷产生的。但是，由于该n-沟道负载晶体管205的供流能力小，因此电流Ip也小，于是如图31所示，要使V1达到其预定值则需经过相当长的时间，这种现象以同样方式影响V3，但这种情况下V3甚至需经过更长时间才能达到其预定值，如图31所示。
在图29B所示的配置中，V5是处于低电位侧的电源，即地(0伏)电位，并且是固定的电源(当存在一P-型基片时)，这样V2和V4需经过长时间才能达到其预定值。原因在于，构成与V2和V4连接的n-型运算放大器2和4中每一个的激励器件的P-沟道负载晶体管204的供流能力特别小。换句话说，如图30B所示，当电源接通时，从V0流出的电流Ip很小，于是V4的压升也相当慢。这种现象以同样方式影响V2。
当上述现象出现时，液晶显示质量引人注目地下降，例如，如果V1和图31表示地需过很长时间才达到其正确电压值，则在这段时间难以维持电压平均方法(幅值选择性寻址图)所要求的平均(等值)状态。此外，必须保持的在图31的点A处上V1＜V2＜V3的关系变成了V1＜V3＜V2，这导致液晶显示器件的显示为相当黑的现象。
为了防止上述情况发生，在电源馈给后立即增大每个运算放大器的驱动部分的供流能力，并持续一预定的周期。这种增大供流能力的电路配置将在下面结合图29A说明，在这个配置中，P型运算放大器1和3均是象图27所示的具有电流控制功能的运算放大器(图27的运算放大器是具有电流控制功能的n-沟道运算放大器)。换言之，在此电路中，第二n-沟道负载晶体管与n-沟道负载晶体管205并联接连接，但与电流控制n-沟道晶体管串联连接，在紧随电源接通后的一预定周期内，一个导通电流控制n-沟道晶体管的控制信号输入到与电流控制n-沟道晶体管的栅极连接的控制端子222上。于是在紧随电源接通之后的一预定周期内可增大该激励电路的电流供应能力，这可加速V1和V3的下落时间，从而避免发生前面的情况。同样的控制也可通过图29B所示的电路配置实现，即采用具有电流控制功能的n-型运算放大器2和4。
需说明的是，在紧随电源馈给后一预定周期内用于保证V1和V3(或V2和V4)达到其预定电平的方法不限于上述这一种，其他多种方法可使用，例如使V1和晶体管导通，或使V3和V4的晶体管导通。
为确保液晶显示质量不劣化，最好注意保证在实现上述控制时，在V1和V3(或V2和V4)到达其预定电压的期内没有瞬变电压作用到液晶显示器件上。采用的方式是一旦V1和V3已到达其预定电压时，即施加正常的激励电源电压。这样可防止液晶显示完全变黑的现象发生。
图32给出了本实施例中电源接通序列的示意图。首先在该装置内的控制电路(逻辑电路)由一个重新起动信号(#1)重置。接着由该控制电路发出一个逻辑电源接通命令(#2)，于是在该装置内的逻辑电路受到激励开始工作，产生多值激励电源电压，在这种情况下，如前所述，连接到例如V1和V3的运算放大器的供流能力增加，以提供一个使驱动电源电压在预定周期内到达预定电压值的控制功能，所述预定周期由一个定时器设定，在这个预定周期内，所有的VCD驱动部分的输出均固定到V0，它是一个固定的电位。这样可防止瞬态电压作用到液晶显示器件上。当预定时间已逝去之后，在电源装置和LCD驱动器间建立联系，并且该LCD驱动器设定到能输出的状态，接着由控制单元输出一个接通显示命令(#3)，于是存储在RAM内的图象信息输入到LCD驱动器，从而能够实现所需的液晶显示，注意在这种情况下，如果是在等待时间段内输出，则该接通显示命令可忽略。
然后，如果由控制单元输出一个电源节约命令(power-save)(#4)，则该装置进入电源节约模式。接着又发出释放电源节约的命令(#5)，于是恢复对电源电压的控制功能，保证驱动电源电压在由定时器设定的预定周期内达到其预定的电压。
随着上述电源接通序列的完成，液晶显示完全变黑的现象也得以避免。
需说明的是，本发明并不局限于这里所述的实施例；还可具有属于权利要求限定的范围内的多种变化形式。
例如，上述实施例中说明V0为OV，而且是固定的电位，但本发明同样可等效地适用于V5设在固定的OV电位的情况。
此外，用于电压调节部分的基准电压源和恒流源不限于图4中所给方式；其他结构的电源也可使用。同样地，控制部分的电路配置也不限于图3，图4及图5中所示的方式。
图7中的P型运算放大器和n型运算放大器的结构不限于图8和图10中的形式；例如，差分部分和驱动部分可以采用不同电路构成的运算放大器。
此外，本发明所用的液晶显示驱动方法也不局限于在上述实施例中所讨论的驱动方法。
类似地，本发明不局限于用在逐行扫描、分时(多路传输)方式所驱动的显示装置上，它也可用在以分时(多路传输)方式驱动的显示装置，因此各线的极性可同时选定。此外，本发明所适用的显示装置也不只限定于液晶显示装置。

Claims (8)

1.一种电源装置，它包括一个调压器件，并且被配置成把一个经所述调压器件调整过的电源电压馈给一个待驱动的目标装置，其中：
所述的调压器件包括一个运算放大器，它具有第一和第二输入端，以及用于根据输入到所述第一和第二输入端的电压而输出一个输出电压的一个输出端；一个基准电压电源；
一个第一电阻器；一个第二电阻器；
其特征在于：
所述的基准电压电源被电连接于所述的第一输入端；
所述的第一电阻器以其一端电连接于所述运算放大器的所述第二输入端，且以其另一端电连接于一个固定的电位；
所述的第二电阻器以其一端电连接于所述运算放大器的所述第二输入端，且以其另一端电连接于所述运算放大器的所述输出端；
和所述调压器件包括可变控制装置，用于可调地控制一个流过所述第二电阻器的电流。
2.根据权利要求1所述的电源装置，其中，从所述基准电压源输出的基准电压和由所述可变控制装置控制的电流具有温度特性，可以对待驱动的目标装置的温度特性进行补偿。
3.根据权利要求1的电源装置，其中：
由所述可变控制装置控制的所述电流在该装置的初始工作阶段固定在预定数值。
4.根据权利要求1的电源装置，其中：
所述可变控制装置包括一个恒流源和用于对从所述恒流源输出的电流进行可变控制的装置。
5.根据权利要求4的电源装置，其中：
从所述基准电压源输出的基准电压和由所述可变控制装置控制的电流具有温度特性，可以对待驱动的目标装置的温度特性进行补偿。
6.根据权利要求4的电源装置，其中：
由所述可变控制装置控制的所述电流在该装置的初始工作阶段固定在预定数据。
7.一种液晶显示装置，包括一个调压器，其中用于驱动液晶器的电源电压是经过所述调压器调节的，从而可调节用于液晶显示的对比度，和其中：
所述的调压器包括一个运算放大器，该放大器具有第一和第二输入端，以及用于根据输入到所述第一和第二输入端的电压而输出一个输出电压的一个输出端；一个基准电压电源；一个第一电阻器；一个第二电阻器；
其特征在于：
所述的基准电压电源被电连接于所述的第一输入端；
所述的第一电阻器以其一端电连接于所述运算放大器的所述第二输入端，且以其另一端电连接于一个固定的电位；
所述的第二电阻器以其一端电连接于所述运算放大器的所述第二输入端，且以其另一端电连接于所述运算放大器的所述输出端；
和所述调压器件包括可变控制装置，用于可调地控制一个流过所述第二电阻器的电流。
8.根据权利要求7的液晶显示装置，其中：
所述可变控制装置包括一个恒流源和一个用于可变控制从所述恒流源输出的电流的装置。
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