KR20220094876A - 발광표시장치 및 이의 구동방법 - Google Patents

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Abstract

본 발명은 영상을 표시하는 표시패널, 상기 표시패널의 데이터라인들에 데이터전압을 공급하는 데이터 구동부, 및 상기 표시패널의 센싱라인들에 상이하게 존재하는 임피던스값을 상쇄시키는 네거티브 임피던스값을 반영한 후 상기 센싱라인들을 통해 센싱전압을 취득하는 센싱 회로부를 포함하는 발광표시장치를 제공할 수 있다.

Description

발광표시장치 및 이의 구동방법{Light Emitting Display Device and Driving Method of the same}
본 발명은 발광표시장치 및 이의 구동방법에 관한 것이다.
정보화 기술이 발달함에 따라 사용자와 정보간의 연결 매체인 표시장치의 시장이 커지고 있다. 이에 따라, 발광표시장치(Light Emitting Display Device: LED), 양자점표시장치(Quantum Dot Display Device; QDD), 액정표시장치(Liquid Crystal Display Device: LCD) 등과 같은 표시장치의 사용이 증가하고 있다.
앞서 설명한 표시장치들은 서브 픽셀들을 포함하는 표시패널, 표시패널을 구동하는 구동 신호를 출력하는 구동부 및 표시패널 또는 구동부에 공급할 전원을 생성하는 전원 공급부 등이 포함된다.
위와 같은 표시장치들은 표시패널에 형성된 서브 픽셀들에 구동 신호 예컨대, 스캔신호 및 데이터신호 등이 공급되면, 선택된 서브 픽셀이 빛을 투과시키거나 빛을 직접 발광을 하게 됨으로써 영상을 표시할 수 있다.
한편, 앞서 설명한 표시장치들 중 발광표시장치는 빠른 응답속도, 고휘도 및 시야각이 넓은 전기적 그리고 광학적 특성과 더불어 유연한 형태로 구현할 수 있는 기구적 특성 등과 같이 많은 장점이 있다. 그러나 발광표시장치는 개선점이 남아 있는바 지속적인 연구가 필요하다.
본 발명은 임피던스 캘리브레이션을 수행하여 센싱라인들 간의 편차 및 변화량을 보상하여 센싱 정확도를 향상하고, 센싱전압의 고속 검출 및 보상을 기반으로 표시패널의 성능 및 수명을 향상하는 것이다.
본 발명은 영상을 표시하는 표시패널, 상기 표시패널의 데이터라인들에 데이터전압을 공급하는 데이터 구동부, 및 상기 표시패널의 센싱라인들에 상이하게 존재하는 임피던스값을 상쇄시키는 네거티브 임피던스값을 반영한 후 상기 센싱라인들을 통해 센싱전압을 취득하는 센싱 회로부를 포함하는 발광표시장치를 제공할 수 있다.
상기 센싱 회로부는 상기 센싱라인들마다 위치하고, 상기 네거티브 임피던스값을 발생시키는 네거티브 임피던스 발생부와, 상기 네거티브 임피던스 발생부를 제어하는 임피던스 보정부를 포함할 수 있다.
상기 네거티브 임피던스 발생부는 각 센싱라인의 저항값을 가변하는 방식으로 상기 네거티브 임피던스값을 발생할 수 있다.
상기 저항값은 상기 임피던스 보정부를 통해 출력된 제어신호에 대응하여 동작하는 스위치들과 저항기들의 접속 상태에 따라 가변될 수 있다.
상기 임피던스 보정부는 각 센싱라인에 연결된 센싱 채널의 전압값을 취득하기 위해 스위칭 동작하는 샘플링 스위치와, 상기 샘플링 스위치로부터 전달된 상기 전압값을 고전압값과 저전압값을 기반으로 비교한 후 결과값을 출력하는 삼상태 비교기와, 상기 비교기로부터 출력된 결과값을 기반으로 상기 네거티브 임피던스 발생부를 제어하는 제어부를 포함할 수 있다.
상기 제어부는 상기 삼상태 비교기에 인가된 상기 전압값이 상기 고전압값보다 크면, 상기 네거티브 임피던스 발생부의 저항값을 낮추기 위한 제어신호를 출력할 수 있다.
상기 제어부는 상기 삼상태 비교기에 인가된 상기 전압값이 상기 저전압값보다 크고 상기 고전압값보다 작으면, 상기 네거티브 임피던스 발생부의 저항값을 유지하기 위한 제어신호를 출력할 수 있다.
상기 제어부는 상기 삼상태 비교기에 인가된 상기 전압값이 상기 저전압값보다 작으면, 상기 네거티브 임피던스 발생부의 저항값을 높이기 위한 제어신호를 출력할 수 있다.
다른 측면에서 본 발명은 영상을 표시하는 표시패널의 전원이 턴오프되면 상기 표시패널의 센싱라인들에 상이하게 존재하는 임피던스값을 상쇄시키는 네거티브 임피던스값을 마련하는 단계, 상기 표시패널의 전원이 턴온되면 상기 네거티브 임피던스값을 반영한 후 상기 센싱라인들을 통해 센싱전압을 취득하는 단계, 및 상기 센싱전압을 기반으로 상기 표시패널을 보상하는 단계를 포함하는 발광표시장치의 구동방법을 제공할 수 있다.
상기 네거티브 임피던스값을 마련하는 단계는 각 센싱라인의 저항값을 가변하는 방식으로 상기 네거티브 임피던스값을 발생할 수 있다.
상기 네거티브 임피던스값을 마련하는 단계는 각 센싱라인에 연결된 센싱 채널의 전압값을 취득하고, 상기 전압값을 고전압값과 저전압값을 기반으로 차이를 비교한 후 상기 네거티브 임피던스 발생부의 저항값을 가변하며 상기 표시패널의 센싱라인들에 상이하게 존재하는 임피던스값을 상쇄시킬 수 있다.
상기 네거티브 임피던스값은 적어도 하나의 센싱라인마다 다를 수 있다.
본 발명은 각 센싱라인의 용량값을 검출하고 센싱라인마다 다른 용량값의 차이를 상쇄시킬 수 있음은 물론이고, 센싱라인의 RC로드로 인하여 구동 트랜지스터의 문턱전압(Oxide TFT Threshold) 검출에 긴 시간이 걸리는 문제를 해소할 수 있는 효과가 있다. 또한, 본 발명은 발광표시장치의 턴오프 구간마다 임피던스 캘리브레이션을 수행하여 센싱라인들 간의 편차 및 변화량을 보상할 수 있어 센싱 정확도를 향상할 수 있는 효과가 있다. 또한, 본 발명은 센싱전압의 고속 검출이 가능한 바, 표시패널의 구동 중에도 구동 트랜지스터의 문턱전압을 보상할 수 있어 표시패널의 성능 및 수명을 더욱 향상할 수 있는 효과가 있다.
도 1은 발광표시장치의 구성을 개략적으로 나타낸 블록도이고, 도 2는 표시패널에 포함된 서브 픽셀의 구성을 개략적으로 나타낸 블록도이고, 도 3은 게이트인패널 방식 스캔 구동부와 관련된 장치의 구성 예시도이고, 도 4는 게이트인패널 방식 스캔 구동부의 배치 예시도이다.
도 5는 본 발명의 제1실시예에 따른 데이터 구동부를 개략적으로 설명하기 위한 도면이고, 도 6은 본 발명의 제1실시예에 따른 센싱 회로부를 개략적으로 설명하기 위한 도면이고, 도 7은 본 발명의 제1실시예에 따른 서브 픽셀을 개략적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 도 7에 도시된 서브 픽셀을 이용한 센싱전압 취득 과정을 설명하기 위한 도면이고, 도 9는 본 발명의 제1실시예에 따른 편차 보정부의 기능을 개략적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 10 및 도 11은 본 발명의 제1실시예에 따른 편차 보정 방법을 개략적으로 설명하기 위한 도면들이다.
도 12 및 도 13은 편차 보정부의 사용 유무에 따른 차이점을 설명하기 위한 도면들이다.
도 14 및 도 15는 본 발명의 제2실시예에 따른 편차 보정부의 구성을 개략적으로 설명하기 위한 도면들이고, 도 16은 도 15에 도시된 네거티브 임피던스 발생부의 회로 구성 예시도이다.
도 17은 본 발명의 제3실시예에 따른 편차 보정부의 구성을 상세히 나타낸 도면이고, 도 18은 본 발명의 제3실시예에 따른 편차 보정부의 동작을 설명하기 위한 동작 예를 설명하기 위한 도면이다.
도 19 및 도 20은 캘리브레이션 이후의 문턱전압 고속 센싱이 가능하게 된 이유를 설명하기 위한 도면들이고, 도 21은 본 발명에 따른 편차 보정부의 사용 유무를 보여주기 위한 시뮬레이션 결과도이다.
도 1은 발광표시장치의 구성을 개략적으로 나타낸 블록도이고, 도 2는 표시패널에 포함된 서브 픽셀의 구성을 개략적으로 나타낸 블록도이고, 도 3은 게이트인패널 방식 스캔 구동부와 관련된 장치의 구성 예시도이고, 도 4는 게이트인패널 방식 스캔 구동부의 배치 예시도이다.
도 1 내지 도 4에 도시된 바와 같이, 발광표시장치는 영상 공급부(110), 타이밍 제어부(120), 스캔 구동부(130), 데이터 구동부(140), 표시패널(150) 및 전원 공급부(180) 등을 포함할 수 있다.
영상 공급부(110)(또는 호스트시스템)는 외부로부터 공급된 영상 데이터신호 또는 내부 메모리에 저장된 영상 데이터신호와 더불어 각종 구동신호를 출력할 수 있다. 영상 공급부(110)는 데이터신호와 각종 구동신호를 타이밍 제어부(120)에 공급할 수 있다.
타이밍 제어부(120)는 스캔 구동부(130)의 동작 타이밍을 제어하기 위한 게이트 타이밍 제어신호(GDC), 데이터 구동부(140)의 동작 타이밍을 제어하기 위한 데이터 타이밍 제어신호(DDC) 및 각종 동기신호(수직 동기신호인 Vsync, 수평 동기신호인 Hsync) 등을 출력할 수 있다. 타이밍 제어부(120)는 데이터 타이밍 제어신호(DDC)와 함께 영상 공급부(110)로부터 공급된 데이터신호(DATA)를 데이터 구동부(140)에 공급할 수 있다. 타이밍 제어부(120)는 IC(Integrated Circuit) 형태로 형성되어 인쇄회로기판 상에 실장될 수 있으나 이에 한정되지 않는다.
전원 공급부(180)는 타이밍 제어부(120)의 제어하에 외부로부터 공급되는 전원을 고전위의 제1전원과 저전위의 제2전원 등으로 변환하여 제1전원라인(EVDD)과 제2전원라인(EVSS)을 통해 출력할 수 있다. 전원 공급부(180)는 제1전원 및 제2전원뿐만아니라 스캔 구동부(130)의 구동에 필요한 전압(예: 게이트하이전압과 게이트로우전압을 포함하는 게이트전압)이나 데이터 구동부(140)의 구동에 필요한 전압(드레인전압과 하프드레인전압을 포함하는 드레인전압) 등을 생성 및 출력할 수 있다.
데이터 구동부(140)는 타이밍 제어부(120)로부터 공급된 데이터 타이밍 제어신호(DDC) 등에 응답하여 데이터신호(DATA)를 샘플링 및 래치하고 감마 기준전압을 기반으로 디지털 형태의 데이터신호를 아날로그 형태의 데이터전압으로 변환하여 출력할 수 있다. 데이터 구동부(140)는 데이터라인들(DL1~DLn)을 통해 표시패널(150)에 포함된 서브 픽셀들에 데이터전압을 공급할 수 있다. 데이터 구동부(140)는 IC 형태로 형성되어 표시패널(150) 상에 실장되거나 인쇄회로기판 상에 실장될 수 있으나 이에 한정되지 않는다.
표시패널(150)은 스캔신호와 데이터전압을 포함하는 구동신호와 전원 및 제 등에 대응하여 영상을 표시할 수 있다. 표시패널(150)의 서브 픽셀들은 직접 빛을 발광한다. 표시패널(150)은 유리, 실리콘, 폴리이미드 등 강성 또는 연성을 갖는 기판을 기반으로 제작될 수 있다. 그리고 빛을 발광하는 서브 픽셀들은 적색, 녹색 및 청색을 포함하는 픽셀 또는 적색, 녹색, 청색 및 백색을 포함하는 픽셀로 이루어질 수 있다.
하나의 서브 픽셀(SP)은 제1센싱라인(SIO1), 제1데이터라인(DL1), 제1스캔라인(GL1), 제1전원라인(EVDD) 및 제2전원라인(EVSS)에 연결될 수 있다. 하나의 서브 픽셀(SP)은 스위칭 트랜지스터, 구동 트랜지스터, 커패시터, 유기 발광다이오드 등을 포함할 수 있다. 서브 픽셀은 빛을 발광하는 유기 발광다이오드는 물론이고 유기 발광다이오드에 구동전류를 공급하는 구동 트랜지스터 등의 열화를 보상하는 회로를 포함할 수 있다. 이와 관련된 설명은 이하에서 다룬다.
스캔 구동부(130)는 타이밍 제어부(120)로부터 공급된 게이트 타이밍 제어신호(GDC) 등에 응답하여 스캔신호(또는 스캔전압)를 출력할 수 있다. 스캔 구동부(130)는 스캔라인들(GL1~GLm)을 통해 표시패널(150)에 포함된 서브 픽셀들에 스캔신호를 공급할 수 있다. 스캔 구동부(130)는 IC 형태로 형성되거나 게이트인패널(Gate In Panel) 방식으로 표시패널(150) 상에 직접 형성될 수 있다.
게이트인패널 방식 스캔 구동부(130)는 시프트 레지스터(131)와 레벨 시프터(135)를 포함할 수 있다. 레벨 시프터(135)는 타이밍 제어부(120)로부터 출력된 신호들을 기반으로 클록신호들(Clks)과 스타트신호(Vst) 등을 하나 이상 생성 및 출력할 수 있다. 클록신호들(Clks)은 2상, 4상, 8상 등 위상이 다른 K(K는 2 이상 정수)상의 형태로 생성 및 출력될 수 있다.
시프트 레지스터(131)는 레벨 시프터(135)로부터 출력된 신호들(Clks, Vst) 등을 기반으로 동작하며 표시패널(150)에 형성된 박막 트랜지스터를 턴온 또는 턴오프할 수 있는 스캔신호들(Scan[1] ~ Scan[m])을 출력할 수 있다. 시프트 레지스터(131)는 게이트인패널 방식에 의해 표시패널(150)의 상에 박막 형태로 형성된다.
시프트 레지스터(131)는 일반적으로 표시패널(150)의 비표시영역(NA)에 배치될 수 있다. 이때, 시프트 레지스터(131)는 도 3(a)와 같이 표시패널(150)의 좌우측 비표시영역(NA)에 배치되거나 도 3(b)와 같이 표시패널(150)의 상하측 비표시영역(NA)에 배치될 수 있다.
한편, 도 3에서는 표시영역(AA)의 좌우측 또는 상하측에 위치하는 비표시영역(NA)에 제1측 시프트 레지스터(131a)와 제2측 시프트 레지스터(131b)가 배치된 것을 일례로 도시 및 설명하였으나 좌측, 우측, 상측 또는 하측에 하나만 배치될 수도 있다. 또한, 시프트 레지스터(131)는 비표시영역(NA)과 표시영역(AA)에 분할 배치되거나 표시영역(AA) 내에 분산 배치될 수도 있다.
이 밖에, 레벨 시프터(135)는 시프트 레지스터(131)와 달리 독립된 IC 형태로 형성되거나 전원 공급부(180)의 내부에 포함될 수 있다. 하지만, 이는 하나의 예시일 뿐, 발광표시장치의 구현 방식에 따라 타이밍 제어부(120), 스캔 구동부(130), 데이터 구동부(140) 중 하나 이상이 하나의 IC 내에 통합되는 등 다양한 형태로 구현될 수 있다.
도 5는 본 발명의 제1실시예에 따른 데이터 구동부를 개략적으로 설명하기 위한 도면이고, 도 6은 본 발명의 제1실시예에 따른 센싱 회로부를 개략적으로 설명하기 위한 도면이고, 도 7은 본 발명의 제1실시예에 따른 서브 픽셀을 개략적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 5에 도시된 바와 같이, 데이터 구동부(140)는 서브 픽셀들(SP1 ~ SP4)을 구동하기 위한 구동 회로부(141)와, 서브 픽셀들(SP1 ~ SP4)을 센싱하기 위한 센싱 회로부(145)를 포함할 수 있다. 구동 회로부(141)는 서브 픽셀들(SP1 ~ SP4)에 데이터전압을 공급하기 위해 데이터 채널들(DCH1 ~ DCH4)에 연결될 수 있다. 센싱 회로부(145)는 서브 픽셀들(SP1 ~ SP4)을 센싱하기 위해 센싱 채널(SCH1)에 연결될 수 있다.
제1 내지 제4데이터 채널(DCH1 ~ DCH4)은 제1 내지 제4데이터라인(DL1 ~ DL4)에 각각 구분되어 연결될 수 있다. 제1 내지 제4데이터라인(DL1 ~ DL4)은 제1 내지 제4서브 픽셀(SP1 ~ SP4)에 각각 구분되어 연결될 수 있다. 제1센싱 채널(SCH1)은 제1센싱라인(SIO1)에 연결될 수 있다. 제1센싱라인(SIO1)은 제1 내지 제4서브 픽셀(SP1 ~ SP4)에 공통으로 연결될 수 있다.
한편, 도 5는 데이터 구동부(140)에 연결된 4개의 서브 픽셀(SP1 ~ SP4)이 하나의 제1센싱라인(SIO1)을 공유하도록 구현된 발광표시장치를 일례로 도시 및 설명한 것일 뿐 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 아울러, 도 5에서는 센싱 회로부(145)가 데이터 구동부(140)에 포함된 것을 일례로 설명하였으나, 이는 독립된 형태로 구현될 수도 있다.
도 6에 도시된 바와 같이, 데이터 구동부(140)에 포함된 센싱 회로부(145)는 스위치회로부(142), 샘플홀드부(144), 스케일러부(146) 및 AD변환부(148)를 포함할 수 있다.
스위치회로부(142)는 제1센싱라인(SIO1)을 통해 레퍼런스 전압 등을 출력하거나 서브 픽셀(SP)을 센싱하기 위한 스위칭 동작을 수행할 수 있다. 샘플홀드부(144)는 서브 픽셀(SP)로부터 센싱된 센싱전압을 샘플링하고 홀드할 수 있다. 스케일러부(146)는 샘플링된 센싱전압을 후단의 AD변환부(148)가 처리할 수 있는 전압 범위로 스케일링할 수 있다. AD변환부(148)는 아날로그 형태의 센싱전압을 디지털 형태의 센싱전압으로 변환할 수 있다.
한편, 도 6은 센싱 회로부(145)에 포함될 수 있는 장치들과 이들이 수행할 수 있는 동작이나 기능에 대한 이해를 돕기 위해 일례를 들어 도시 및 설명한 것일 뿐 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 아울러, 센싱 회로부(145)로부터 출력된 센싱전압은 타이밍 제어부로 전달될 수 있고, 타이밍 제어부는 센싱전압을 기반으로 서브 픽셀(SP)의 열화를 보상할 수 있는 보상 동작을 수행할 수 있다.
도 7에 도시된 바와 같이, 하나의 서브 픽셀(SP)은 스위칭 트랜지스터(SW), 구동 트랜지스터(DT), 센싱 트랜지스터(ST), 커패시터(CST) 및 유기 발광다이오드(OLED)를 포함할 수 있다.
구동 트랜지스터(DT)는 커패시터(CST)의 제1전극에 게이트전극이 연결되고 제1전원라인(EVDD)에 제1전극이 연결되고 유기 발광다이오드(OLED)의 애노드전극에 제2전극이 연결될 수 있다. 커패시터(CST)는 구동 트랜지스터(DT)의 게이트전극에 제1전극이 연결되고 유기 발광다이오드(OLED)의 애노드전극에 제2전극이 연결될 수 있다. 유기 발광다이오드(OLED)는 구동 트랜지스터(DT)의 제2전극에 애노드전극이 연결되고 제2전원라인(EVSS)에 캐소드전극이 연결될 수 있다.
스위칭 트랜지스터(SW)는 제1스캔라인(GL)에 게이트전극이 연결되고 제1데이터라인(DL1)에 제1전극이 연결되고 구동 트랜지스터(DT)의 게이트전극에 제2전극이 연결될 수 있다. 센싱 트랜지스터(ST)는 제1스캔라인(GL1)에 게이트전극이 연결되고 제1센싱라인(SIO1)에 제1전극이 연결되고 유기 발광다이오드(OLED)의 애노드전극에 제2전극이 연결될 수 있다.
센싱 트랜지스터(ST)는 구동 트랜지스터(DT)나 유기 발광다이오드(OLED)의 열화(문턱전압 등)를 보상하기 위해 추가된 일종의 보상 회로이다. 센싱 트랜지스터(ST)는 구동 트랜지스터(DT)의 소스 팔로워(Source Follower) 동작을 기반으로 문턱전압 센싱이 가능하도록 돕는 역할을 할 수 있다. 센싱 트랜지스터(ST)는 구동 트랜지스터(DT)와 유기 발광다이오드(OLED) 사이에 정의된 센싱노드를 통해 센싱전압을 취득할 수 있도록 동작할 수 있다. 센싱 트랜지스터(ST)로부터 취득된 센싱전압은 제1센싱라인(SIO1)을 통해 센싱 회로부(145)로 전달될 수 있다.
한편, 도 7은 하나의 서브 픽셀(SP)에 포함될 수 있는 회로들과 이들이 수행할 수 있는 동작이나 기능에 대한 이해를 돕기 위해 일례를 들어 도시 및 설명한 것일 뿐 본 발명은 이에 한정되지 않는다. 아울러, 하나의 서브 픽셀(SP)은 N타입 트랜지스터가 아닌 P타입 트랜지스터로 구현될 수 있고, 다른 기능을 수행하는 트랜지스터 등이 더 추가될 수도 있다.
그러나 이하에서는 설명의 편의를 위해 도 7에 도시된 서브 픽셀을 기준으로 본 발명을 설명한다.
도 8은 도 7에 도시된 서브 픽셀을 이용한 센싱전압 취득 과정을 설명하기 위한 도면이고, 도 9는 본 발명의 제1실시예에 따른 편차 보정부의 기능을 개략적으로 설명하기 위한 도면이다.
도 8에 도시된 바와 같이, 스위칭 트랜지스터(SW)가 턴온되고, 커패시터(CST)에 센싱용 데이터전압이 인가되면, 구동 트랜지스터(DT)는 소스 팔로워로 동작할 수 있다. 이후, 구동 트랜지스터(DT)가 포화 상태(Saturation)로 변하면, 센싱 트랜지스터(ST)를 통해 구동 트랜지스터(DT)의 소스전극에 충전된 센싱전압(Vsen)을 취득할 수 있다.
센싱 트랜지스터(ST)는 구동 트랜지스터(DT)의 소스전극과 제1센싱라인(SIO1) 사이에 연결되어 있으므로, 센싱 트랜지스터(ST)로부터 취득된 센싱전압(Vsen)은 구동 트랜지스터(DT)의 문턱전압에 대응할 수 있다.
위와 같은 방식으로 구동 트랜지스터(DT)의 열화를 판단할 수 있는 센싱전압(Vsen)을 취득하기 위해서는 구동 트랜지스터(DT)가 포화 상태에 도달해야 하는 조건이 있을 수 있다. 즉, 센싱전압(Vsen)은 구동 트랜지스터(DT)가 포화 상태에 이를때 취득할 수 있다. 그러나 구동 트랜지스터(DT)가 포화 상태에 도달하기 위해서는 긴 시간이 필요할 수 있다. 게다가, 센싱라인마다 가지고 있는 임피던스의 차이로 센싱편차가 유발될 수 있다. 따라서, 본 발명은 이점을 다음과 같이 개선한다.
도 9에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제1실시예는 편차 보정부(160)를 포함할 수 있다. 편차 보정부(160)는 데이터 구동부의 내부 예컨대 센싱 회로부에 포함될 수 있다. 편차 보정부(160)는 제1센싱라인(SIO1) 내지 제N센싱라인(SIOn)에 각각 위치할 수 있다. 편차 보정부(160)는 제1센싱라인(SIO1) 내지 제N센싱라인(SIOn) 각각에 존재하는 임피던스 편차를 개선(제거 또는 완화)함과 더불어 센싱전압의 취득 속도를 가속(고속화)하는 부스터 역할을 할 수 있다.
편차 보정부(160)는 제1센싱라인(SIO1) 내지 제N센싱라인(SIOn) 각각에 존재하는 저항값(R)과 용량값(C)의 차이에 의한 임피던스 편차를 개선하기 위해 캘리브레이션(Calibration) 동작을 수행할 수 있다. 편차 보정부(160)는 캘리브레이션 동작을 통해 제1센싱라인(SIO1) 내지 제N센싱라인(SIOn)에 존재하는 용량값(C)을 각각 검출하고 이를 상쇄시키는 방식으로 RC로드를 감소시킬 수 있다.
편차 보정부(160)는 제1센싱라인(SIO1) 내지 제N센싱라인(SIOn) 각각에 특정 레벨의 펄스형 전압들을 인가한 후 목표 전압값(임피던스 상쇄값)을 찾아가는 탐색 방식의 형태로 캘리브레이션 동작을 수행할 수 있다. 특정 레벨의 펄스형 전압들은 편차 보정부(160)를 가지고 있는 데이터 구동부의 내부에서 인가되거나 전원 공급부 등과 같이 외부에서 인가될 수도 있다.
특정 레벨의 펄스형 전압들은 제1센싱라인(SIO1) 내지 제N센싱라인(SIOn) 각각에 존재하는 용량값(C)을 상쇄시키기 위해 사용될 수 있는 전압 레벨로 설정될 수 있다. 특정 레벨의 펄스형 전압들은 센싱라인들(SIO1 ~ SIOn) 각각에 존재하는 용량값(C)의 차이(또는 임피던스 차이)에 따라 적어도 하나 이상 다를 수 있다. 편차 보정부(160)를 포함하는 센싱 회로부는 다음의 도 10과 같은 흐름으로 캘리브레이션 동작 등을 수행할 수 있다.
도 10 및 도 11은 본 발명의 제1실시예에 따른 편차 보정 방법을 개략적으로 설명하기 위한 도면들이다.
도 10 및 도 11에 도시된 바와 같이, 각 센싱라인들에 존재하는 임피던스 편차를 개선하기 위해 임피던스 캘리브레이션(Impedance Calibration) 동작을 수행할 수 있다(S110). 임피던스 캘리브레이션 동작은 목표 전압값(Target voltage)을 찾기 위해 2개의 부분에서 어느 한 부분을 버리고 남는 부분을 탐색하는 과정을 되풀이 하는 이진 탐색(Binary Search) 방식을 취할 수 있으나 이에 한정되지 않는다.
이진 탐색 방식에 따르면, 저전압(IPL: Input Pulse Low level voltage)과 고전압(IPH: Input Pulse High level voltage) 사이에 존재하는 목표 전압값을 찾기 위한 과정을 반복 수행할 수 있다(S120). 따라서, 목표 전압값을 찾은 경우(Yes) 다음 단계로 가게 되지만 그렇지 않은 경우(No) 전단계로 갈 수 있다.
도 11을 참고하면, 센싱라인에 특정 레벨의 펄스형 전압(Input Pulse)을 인가하면 이진 탐색 방식을 기반으로 캘리브레이션 동작을 수행하며 목표 전압값을 찾아가는 예시를 볼 수 있다. 도 11은 특정 레벨의 펄스형 전압(Input Pulse)을 인가한 이후 대략 3번의 캘리브레이션(1st Cal. ~ 3rd Cal.) 과정을 거쳐 목표 전압값에 대응하는 신호(Signal)를 찾아낸 모습을 나타낸 것일 뿐 본 발명은 이에 한정되지 않는다.
목표 전압값(Target voltage)을 찾은 경우(Yes), 그 값을 기반으로 각 센싱라인 상에 상이하게 존재하는 임피던스값을 상쇄시킬 수 있는 네거티브 임피던스값을 설정(Negative Impedance Setting)할 수 있다(S130). 네거티브 임피던스값이란 목표 전압값(Target voltage)을 상쇄시킬 수 있는 값 즉, 각 센싱라인에 상이하게 존재하는 임피던스값을 상쇄시킬 수 있는 반대값(또는 상쇄값)을 의미할 수 있다.
네거티브 임피던스값을 통해 각 센싱라인 상에 상이하게 존재하는 임피던스값을 모두 상쇄시킨 다음 각 센싱라인으로부터 센싱전압을 취득하여 구동 트랜지스터의 문턱전압을 검출(Detect TFT Threshold voltage)할 수 있다(S140). 이후, 센싱전압을 기반으로 구동 트랜지스터의 문턱전압을 보상하기 위한 보상 동작을 수행(Compensate TFT Threshold voltage)할 수 있다(S150).
도 12 및 도 13은 편차 보정부의 사용 유무에 따른 차이점을 설명하기 위한 도면들이다. 이하, 도 12 및 도 13의 예는 편차 보정부의 사용 유무에 따른 차이점을 설명하기 위해 서브 픽셀들에 포함된 소자들이 동일한 수준으로 열화된 상태 또는 초기 상태에 놓여 있을 때로 가정한다.
도 12에 도시된 바와 같이, 편차 보정부(160)의 캘리브레이션 동작을 수행하여 각 센싱라인 상에 상이하게 존재하는 임피던스값을 상쇄시킨 후 제1센싱라인(SIO1) 내지 제N센싱라인(SIOn)을 센싱한다. 그러면, 제1센싱라인(SIO1) 내지 제N센싱라인(SIOn)을 통해 취득된 센싱전압들(Vsen1 ~ Vsenn)은 "Vsen1 ≒ Vsen1 ≒ Vsenn"과 같이 모두 유사 동일한 수준으로 검출될 수 있다. 그 이유는 각 센싱라인에 존재하는 임피던스 차이가 상쇄된 상태에서 센싱이 이루어졌기 때문이다.
도 13에 도시된 바와 같이, 편차 보정부(160)의 캘리브레이션 동작을 수행하지 않고 제1센싱라인(SIO1) 내지 제N센싱라인(SIOn)을 센싱한다. 그러면, 제1센싱라인(SIO1) 내지 제N센싱라인(SIOn)을 통해 취득된 센싱전압들(Vsen1 ~ Vsenn)은 "Vsen1 ≠ Vsen1 ≠ Vsenn"과 같이 하나 이상 상이하거나 모두 상이한 수준으로 검출될 수 있다. 그 이유는 각 센싱라인에 존재하는 임피던스 차이가 상쇄되지 않은 상태에서 센싱이 이루어졌기 때문이다.
이상 도 12 및 도 13을 통해 알 수 있듯이, 서브 픽셀들에 포함된 소자들이 동일한 수준으로 열화된 상태 또는 초기 상태에 놓여 있을 때, 각 센싱라인에 존재하는 임피던스 차이를 줄이거나 제거하면 센싱 정확도를 높일 수 있다.
도 14 및 도 15는 본 발명의 제2실시예에 따른 편차 보정부의 구성을 개략적으로 설명하기 위한 도면들이고, 도 16은 도 15에 도시된 네거티브 임피던스 발생부의 회로 구성 예시도이다.
도 14에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제2실시예에 따른 편차 보정부(160)는 센싱 회로부(145)의 내부에 포함될 수 있고, 제1센싱 채널(SCH1)을 통해 제1센싱라인(SIO1)에 연결될 수 있다. 편차 보정부(160)는 네거티브 임피던스값을 발생시키는 네거티브 임피던스 발생부(161)와, 네거티브 임피던스 발생부(161)를 제어하는 임피던스 보정부(165)를 포함할 수 있다.
도 15에 도시된 바와 같이, 네거티브 임피던스 발생부(161)와 임피던스 보정부(165)는 상호 연동하여 센싱라인의 로드(SIO Load)에 존재하는 총 저항값(RTotal)과 총 용량값(CTotal) 간의 차이에 의한 임피던스 편차를 네거티브 임피던스값(-CTotal)을 기반으로 상쇄시킬 수 있다.
도 16에 도시된 바와 같이, 네거티브 임피던스 발생부(161)는 커패시터(C), 트랜지스터들(T1 ~ T5) 및 가변 저항기들(R1, R2)을 포함할 수 있다.
커패시터(C)는 제1센싱 채널(SCH1)과 제2트랜지스터(T2)의 제2전극에 일단이 연결되고 제3트랜지스터(T3)의 게이트전극에 타단이 연결될 수 있다. 제1트랜지스터(T1)는 제3트랜지스터(T3)의 제1전극에 게이트전극과 제2전극이 공통으로 연결되고 제1전압라인(VDD)에 제1전극이 연결될 수 있다. 제2트랜지스터(T2)는 제3트랜지스터(T3)의 제1전극에 게이트전극이 연결되고 제1전압라인(VDD)에 제1전극이 연결되고 제4트랜지스터(T4)의 제1전극에 제2전극이 연결될 수 있다.
제3트랜지스터(T3)는 커패시터(C)의 타단에 게이트전극이 연결되고 제1트랜지스터(T1)의 게이트전극에 제1전극이 연결되고 제5트랜지스터(T5)의 제2전극에 제2전극이 연결될 수 있다. 제4트랜지스터(T4)는 제1가변 저항기(R1)의 일단에 게이트전극이 연결되고 제2트랜지스터(T2)의 제2전극과 제2가변 저항기(R2)의 일단에 제1전극이 연결되고 제5트랜지스터(T5)의 제1전극에 제2전극이 연결될 수 있다. 제5트랜지스터(T5)는 제어라인(CSW)에 게이트전극이 연결되고 제3트랜지스터(T3)의 제2전극과 제4트랜지스터(T4)의 제2전극에 제1전극이 연결되고 제2전압라인(VSS)에 제2전극이 연결될 수 있다.
네거티브 임피던스 발생부(161)는 제어라인(CSW)을 통해 인가된 제어신호에 대응하여 가변 저항기들(R1, R2) 중 적어도 하나의 저항값을 가변하며 네거티브 임피던스값을 발생할 수 있다. 이하, 네거티브 임피던스 발생부(161)에 포함된 회로를 단순화하여 제3실시예를 설명한다.
도 17은 본 발명의 제3실시예에 따른 편차 보정부의 구성을 상세히 나타낸 도면이고, 도 18은 본 발명의 제3실시예에 따른 편차 보정부의 동작을 설명하기 위한 동작 예를 설명하기 위한 도면이다.
도 17에 도시된 바와 같이, 본 발명의 제3실시예에 따른 편차 보정부(160)는 제1센싱 채널(SCH1)에 연결된 네거티브 임피던스 발생부(161)와 네거티브 임피던스 발생부(161)를 제어하는 임피던스 보정부(165)를 포함할 수 있다.
네거티브 임피던스 발생부(161)는 커패시터(C)와 증폭기(AMP)를 포함하는 제1회로부(162), 제1저항기(R1)를 포함하는 제2회로부(163), 및 제2저항기들(R1 ~ Rn)과 스위치들(SL1 ~ SLn 및 SR1 ~ SRn)을 포함하는 제3회로부(164)를 포함할 수 있다.
제1회로부(162)에 포함된 증폭기(AMP)는 제1센싱 채널(SCH1)에 비반전단자(+)가 연결되고 제2회로부(163)에 포함된 제1저항기(R1)의 일단에 반전단자(-)가 연결되고 제3회로부(164)에 포함된 일측 스위치들(SL1 ~ SLn)의 제1단자들에 출력단자가 공통으로 연결될 수 있다. 제1회로부(162)에 포함된 커패시터(C)는 제1센싱 채널(SCH1)에 일단이 연결되고 증폭기(AMP)의 출력단자에 타단이 연결될 수 있다.
제2회로부(163)에 포함된 제1저항기(R1)는 제1회로부(162)에 포함된 증폭기(AMP)의 반전단자(-)에 일단이 연결되고 제2전압라인에 타단이 연결될 수 있다.
제3회로부(164)에 포함된 일측 스위치들(SL1 ~ SLn)은 제1회로부(162)에 포함된 증폭기(AMP)의 출력단자에 제1단자들이 공통으로 연결되고 제2저항기들(Ra ~ Rn)의 일단에 제2단자들이 구분되어 연결될 수 있다. 제3회로부(164)에 포함된 타측 스위치들(SR1 ~ SRn)은 제1회로부(162)에 포함된 증폭기(AMP)의 반전단자(-)에 제1단자들이 공통으로 연결되고 제2저항기들(Ra ~ Rn)의 타단에 제2단자들이 구분되어 연결될 수 있다.
일측 스위치들(SL1 ~ SLn)과 타측 스위치들(SR1 ~ SRn)은 제어신호라인(CSW)에 제3단자들(또는 제어단자)이 연결될 수 있다. 일측 스위치들(SL1 ~ SLn)과 타측 스위치들(SR1 ~ SRn)은 제어신호라인(CSW)을 통해 인가된 제어신호들(Csw)에 대응하여 적어도 하나 이상 다른 조건으로 턴온 또는 턴오프될 수 있다. 이에 따라, 제3회로부(164)의 저항값은 스위치들(SL1 ~ SLn, SR1 ~ SRn)과 제2저항기들(Ra ~ Rn)의 접속 상태에 따라 가변될 수 있다. 이하, 제2저항기들(Ra ~ Rn)은 설명의 편의를 위해 제2저항기(R2)로 약기한다.
임피던스 보정부(165)는 샘플링 스위치(SAM), 삼상태 비교기(166) 및 제어부(167)를 포함할 수 있다.
샘플링 스위치(SAM)는 제1센싱 채널(SCH1)에 제1단자가 연결되고 삼상태 비교기(166)의 입력단자에 제2단자가 연결되고 제어부(167)에 제3단자(또는 제어단자)가 연결될 수 있다. 샘플링 스위치(SAM)는 제어부(167)로부터 출력된 제어신호들(Csw) 중 하나에 대응하여 턴온 또는 턴오프하며 스위칭 동작할 수 있다. 샘플링 스위치(SAM)가 턴온되면 제1센싱 채널(SCH1)의 전압값을 취득하여 삼상태 비교기(166)에 전달할 수 있다.
삼상태 비교기(166)는 샘플링 스위치(SAM)로부터 전달된 전압값을 하이전압값과 로우전압값을 기반으로 차이를 비교한 후 결과값을 출력할 수 있다. 제어부(167)는 삼상태 비교기(166)로부터 출력된 결과값을 기반으로 네거티브 임피던스 발생부(161)를 제어하기 위한 제어신호들(Csw)을 생성 및 출력할 수 있다. 제어부(167)는 네거티브 임피던스 발생부(161)와 연결된 제어신호라인(CSW)을 통해 제어신호들(Csw)을 출력할 수 있다.
도 17 및 도 18에 도시된 바와 같이, 편차 보정부(160)는 발광표시장치를 턴오프하는 구간 동안 임피던스 캘리브레이션을 수행할 수 있다. 편차 보정부(160)의 캘리브레이션 동작을 위해 특정 레벨의 펄스형 전압들(IPH, IPL)이 인가될 수 있다.
특정 레벨의 펄스형 전압들(IPH, IPL)에서 고전압값(Input Pulse High level voltage; 이하 IPH로 약기)은 삼상태 비교기(166)의 제1단자(+)에 인가될 수 있고, 저전압값(Input Pulse Low level voltage; 이하 IPL로 약기)은 삼상태 비교기(166)의 제2단자(-)에 인가될 수 있다. 그리고 샘플링 스위치(SAM)로부터 전달된 전압값(Input@SIO Line; 이하 Input으로 약기)은 제1단자(+)와 제2단자(-) 사이의 제3단자에 인가될 수 있다.
제어부(167)는 삼상태 비교기(166)의 제3단자를 통해 인가된 전압값(Input)이 고전압값(IPH)보다 크면, 네거티브 임피던스 발생부(161)의 저항값을 낮추기 위해 제2저항기(R2)와 관계하는 스위치를 턴온할 수 있는 제어신호들(Csw)을 생성하여 출력할 수 있다. 도 17에서 볼 수 있는 바와 같이, 제2저항기(R2)를 구성하는 저항기들(Ra ~ Rn)은 병렬 접속된 상태이므로, 스위치들(SL1 ~ SLn, SR1 ~ SRn)의 턴온 개수에 따라 제2저항기(R2)의 저항값은 낮아질 수 있다.
제어부(167)는 삼상태 비교기(166)의 제3단자를 통해 인가된 전압값(Input)이 저전압값(IPL)보다 크고 고전압값(IPH)보다 작으면, 네거티브 임피던스 발생부(161)의 저항값을 유지하기 위해 제2저항기(R2)와 관계하는 스위치를 고정할 수 있는 제어신호들(Csw)을 생성하여 출력할 수 있다. 여기서, 네거티브 임피던스 발생부(161)의 저항값을 유지한다는 것은 목표 전압값(임피던스 상쇄값)을 찾았음을 의미할 수 있다.
제어부(167)는 삼상태 비교기(166)의 제3단자를 통해 인가된 전압값(Input)이 저전압값(IPL)보다 작으면, 네거티브 임피던스 발생부(161)의 저항값을 높이기 위해 제2저항기(R2)와 관계하는 스위치를 턴오프할 수 있는 제어신호들(Csw)을 생성하여 출력할 수 있다. 도 17에서 볼 수 있는 바와 같이, 제2저항기(R2)를 구성하는 저항기들(Ra ~ Rn)은 병렬 접속된 상태이므로, 스위치들(SL1 ~ SLn, SR1 ~ SRn)의 턴오프 개수에 따라 제2저항기(R2)의 저항값은 높아질 수 있다.
그러므로, 본 발명에 따르면 네거티브 임피던스 발생부(161)에 포함된 장치의 동작에 의해 저항값이 가변됨에 따라 제1센싱 채널(SCH1)에 연결된 제1센싱 라인(SIO1)의 임피던스 차이(다른 센싱 라인 대비 임피던스 차이)를 상쇄시킬 수 있는 네거티브 임피던스값을 발생할 수 있다. 그리고 임피던스 보정부(165)는 제어부(167)에 포함된 삼상태 비교기(166)를 기반으로 목표 전압값(임피던스 상쇄값)의 99% 안에 들어갈 수 있도록 네거티브 임피던스 발생부(161)에 포함된 제2저항기(R2)의 저항값을 가변할 수 있다.
이처럼, 편차 보정부(160)는 상기와 같은 과정을 통해 표시패널의 용량값을 제거할 수 있는 최적의 저항 비율을 알아낼 수 있다. 상기와 같은 과정을 통해 알아낸 최적의 저항 비율은 구동 트랜지스터의 문턱전압을 실시간 보상하기 위한 센싱 동작 시 임피던스 캘리브레이션을 수행한 센싱 채널에 적용할 수 있다. 그리고 최적의 저항 비율을 알아내는 과정과 이를 적용하는 대상은 구동 트랜지스터의 문턱전압을 실시간 보상하기 위한 센싱 동작을 수행하는 모든 센싱 채널에 각각 적용될 수 있다.
이상과 같은 과정을 통해 네거티브 임피던스값을 마련하여 센싱라인들 간의 임피던스 차이를 상쇄시킨 다음 센싱 동작을 수행할 경우, 구동 트랜지스터의 문턱전압을 고속 검출할 수 있는데 그 이유를 설명하면 다음과 같다.
도 19 및 도 20은 캘리브레이션 이후의 문턱전압 고속 센싱이 가능하게 된 이유를 설명하기 위한 도면들이고, 도 21은 본 발명에 따른 편차 보정부의 사용 유무를 보여주기 위한 시뮬레이션 결과도이다.
도 19 및 도 20에 도시된 바와 같이, 캘리브레이션 과정을 통해 네거티브 임피던스 발생부(161)에 포함된 제2저항기(R2)의 저항값이 특정 값으로 설정되고 나면 제1센싱 채널(SCH1)에 연결된 제1센싱 라인(SIO1)을 통해 제1서브 픽셀(SP1)에 포함된 구동 트랜지스터의 문턱전압을 센싱할 수 있다.
이 과정에서, 네거티브 임피던스 발생부(161)의 내부는 (B), (C), (A)의 순으로 노드별 전압 변화가 일어날 수 있다. (B)노드를 참고하면, "(A)@Virtual ground"와 같이 A노드가 버츄얼 그라운드로 잡혀있기 때문에 B노드의 전압값 또한 천천히 증가하는 모습을 볼 수 있다. 이후 (C)노드를 참고하면, "(B)*(1+R2/R1)"과 같이 저항값의 변화분이 (C)노드에 반영된 모습을 볼 수 있다. 이후, (A)노드를 참고하면, "Add C(VC-VA) Charge"와 같이 (C)노드에서의 증가분이 (A)노드에 전달되어 전압 부스팅이 일어나는 모습을 볼 수 있다.
도 21(a)는 본 발명에 따른 편차 보정부를 턴오프(미사용 상태)한 상태에서 구동 트랜지스터의 문턱전압을 실시간 보상하기 위한 센싱 동작을 수행했을 때 특정 서브 픽셀로부터 센싱된 센싱전압(Vs)이다.
그리고 도 21(b)는 본 발명에 따른 편차 보정부를 턴온(사용 상태)한 상태에서 구동 트랜지스터의 문턱전압을 실시간 보상하기 위한 센싱 동작을 수행했을 때 특정 서브 픽셀로부터 센싱된 센싱전압(Vs)이다.
도 21(a)와 도 21(b)를 통해 알 수 있듯이, 본 발명에 따른 편차 보정부를 사용할 경우 센싱라인 상에 상이하게 존재하는 임피던스 차이를 상쇄시킬 수 있기 때문에 구동 트랜지스터의 문턱전압을 고속 검출 및 보상할 수 있다. 그 이유는 소자의 열화에 따른 용량값의 변화량을 임피던스 캘리브레이션 과정을 통해 선 반영 및 선 보상할 수 있음은 물론이고 센싱라인의 전압 부스팅 조건을 형성해 줄 수 있기 때문이다.
이상 본 발명은 각 센싱라인의 용량값을 검출하고 센싱라인마다 다른 용량값의 차이를 상쇄시킬 수 있음은 물론이고, 센싱라인의 RC로드로 인하여 구동 트랜지스터의 문턱전압(Oxide TFT Threshold) 검출에 긴 시간이 걸리는 문제를 해소할 수 있는 효과가 있다. 즉, 본 발명에 따르면 구동 트랜지스터의 문턱전압을 빠른 시간 내에 검출(심뮬레이션 결과 약 110배 이상 빠른 검출 가능)할 수 있다.
또한, 본 발명은 발광표시장치의 턴오프 구간마다 임피던스 캘리브레이션을 수행하여 센싱라인들 간의 편차 및 변화량을 보상할 수 있어 센싱 정확도를 향상할 수 있는 효과가 있다. 또한, 본 발명은 센싱전압의 고속 검출이 가능한 바, 표시패널의 구동 중에도 구동 트랜지스터의 문턱전압을 보상할 수 있어 표시패널의 성능 및 수명을 더욱 향상할 수 있는 효과가 있다.
140: 데이터 구동부 150: 표시패널
160: 편차 보정부 145: 센싱 회로부
161: 네거티브 임피던스 발생부 165: 임피던스 보정부
162: 제1회로부 163: 제2회로부
164: 제3회로부

Claims (12)

  1. 영상을 표시하는 표시패널;
    상기 표시패널의 데이터라인들에 데이터전압을 공급하는 데이터 구동부; 및
    상기 표시패널의 센싱라인들에 상이하게 존재하는 임피던스값을 상쇄시키는 네거티브 임피던스값을 반영한 후 상기 센싱라인들을 통해 센싱전압을 취득하는 센싱 회로부를 포함하는 발광표시장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 센싱 회로부는
    상기 센싱라인들마다 위치하고, 상기 네거티브 임피던스값을 발생시키는 네거티브 임피던스 발생부와,
    상기 네거티브 임피던스 발생부를 제어하는 임피던스 보정부를 포함하는 발광표시장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 네거티브 임피던스 발생부는
    각 센싱라인의 저항값을 가변하는 방식으로 상기 네거티브 임피던스값을 발생하는 발광표시장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 저항값은
    상기 임피던스 보정부를 통해 출력된 제어신호에 대응하여 동작하는 스위치들과 저항기들의 접속 상태에 따라 가변되는 발광표시장치.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 임피던스 보정부는
    각 센싱라인에 연결된 센싱 채널의 전압값을 취득하기 위해 스위칭 동작하는 샘플링 스위치와,
    상기 샘플링 스위치로부터 전달된 상기 전압값을 고전압값과 저전압값을 기반으로 비교한 후 결과값을 출력하는 삼상태 비교기와,
    상기 비교기로부터 출력된 결과값을 기반으로 상기 네거티브 임피던스 발생부를 제어하는 제어부를 포함하는 발광표시장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 삼상태 비교기에 인가된 상기 전압값이 상기 고전압값보다 크면, 상기 네거티브 임피던스 발생부의 저항값을 낮추기 위한 제어신호를 출력하는 발광표시장치.
  7. 제5항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 삼상태 비교기에 인가된 상기 전압값이 상기 저전압값보다 크고 상기 고전압값보다 작으면, 상기 네거티브 임피던스 발생부의 저항값을 유지하기 위한 제어신호를 출력하는 발광표시장치.
  8. 제5항에 있어서,
    상기 제어부는
    상기 삼상태 비교기에 인가된 상기 전압값이 상기 저전압값보다 작으면, 상기 네거티브 임피던스 발생부의 저항값을 높이기 위한 제어신호를 출력하는 발광표시장치.
  9. 영상을 표시하는 표시패널의 전원이 턴오프되면 상기 표시패널의 센싱라인들에 상이하게 존재하는 임피던스값을 상쇄시키는 네거티브 임피던스값을 마련하는 단계;
    상기 표시패널의 전원이 턴온되면 상기 네거티브 임피던스값을 반영한 후 상기 센싱라인들을 통해 센싱전압을 취득하는 단계; 및
    상기 센싱전압을 기반으로 상기 표시패널을 보상하는 단계를 포함하는 발광표시장치의 구동방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 네거티브 임피던스값을 마련하는 단계는
    각 센싱라인의 저항값을 가변하는 방식으로 상기 네거티브 임피던스값을 발생하는 발광표시장치의 구동방법.
  11. 제9항에 있어서,
    상기 네거티브 임피던스값을 마련하는 단계는
    각 센싱라인에 연결된 센싱 채널의 전압값을 취득하고, 상기 전압값을 고전압값과 저전압값을 기반으로 차이를 비교한 후 상기 네거티브 임피던스 발생부의 저항값을 가변하며 상기 표시패널의 센싱라인들에 상이하게 존재하는 임피던스값을 상쇄시키는 발광표시장치의 구동방법.
  12. 제9항에 있어서,
    상기 네거티브 임피던스값은
    적어도 하나의 센싱라인마다 다른 발광표시장치의 구동방법.
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