CN109155612A - 多尔蒂放大器 - Google Patents

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Abstract

在载波放大器(6)和峰值放大器(8)并联连接的多尔蒂放大器中，构成为，补偿电路(9)连接于峰值放大器(8)和合成器(10)之间，该补偿电路(9)构成为，在峰值放大器(8)停止动作的状态下，将从自身的输出端(9a)观察峰值放大器(8)侧时的阻抗在使用频率内设为开路，并且对从合成器(10)的输出侧观察合成器(10)时的阻抗的频率依赖性进行补偿。由此，不会导致电路的大型化、复杂化，就能够实现宽频带化。

Description

多尔蒂放大器
技术领域
本发明涉及载波放大器和峰值放大器并联连接的多尔蒂放大器。
背景技术
近年来，作为通信用放大器，提出了实现高效的动作的多尔蒂放大器。
多尔蒂放大器通过使载波放大器和峰值放大器并联连接，将进行负载调制的90度线路装载于载波放大器的输出侧，由此实现了输出电力低于饱和输出的回退(backoff)动作时的高效动作。回退动作时是峰值放大器停止动作的状态。
但是，对于多尔蒂放大器，从动作原理方面来说，在装载于载波放大器的输出侧的90度线路的频率依赖性的影响下，90度线路的电长度从90度偏离，由此有时成为窄频带的动作。
在以下的专利文献1中公开了一种多尔蒂放大器，其将电长度不同的多个线路设置于载波放大器的输出侧，该多尔蒂放大器具有控制机构，该控制机构与输入信号的频率相应地从电长度不同的多个线路中对与载波放大器的输出侧连接的线路进行选择。
通过该控制机构，载波放大器的输出侧的线路的电长度接近90度。
专利文献1：日本特开2006－345341号公报
发明内容
现有的多尔蒂放大器按照以上的方式构成，因此能够使载波放大器的输出侧的线路的电长度接近90度。但是，需要具有对输入信号的频率进行检测的检测机构、对与载波放大器的输出侧连接的线路进行选择的控制机构，因此存在导致电路的大型化、复杂化这样的课题。
另外，当输入信号的频带宽度比在载波放大器的输出侧设置的各线路的能够应用的频带宽度宽的情况下，存在无论选择哪个线路，都无法实现宽频带化这样的课题。
本发明就是鉴于上述这样的课题而提出的，其目的在于得到不会导致电路的大型化、复杂化，就能够实现宽频带化的多尔蒂放大器。
本发明所涉及的多尔蒂放大器具有：分配器，其对作为放大对象的信号进行分配；载波放大器，其对通过分配器分配出的一方的信号进行放大；90度线路，其一端与载波放大器的输出侧连接；峰值放大器，其对通过分配器分配出的另一方的信号进行放大；以及合成器，其将经过90度线路而来的信号和由峰值放大器放大后的信号进行合成，将所合成出的信号输出，补偿电路连接于峰值放大器和合成器之间，补偿电路构成为，在峰值放大器停止动作的状态下，将从自身的输出端观察峰值放大器侧时的阻抗在使用频率内设为开路，并且对从合成器的输出侧观察该合成器时的阻抗的频率依赖性进行补偿。
发明的效果
根据本发明，构成为，补偿电路连接于峰值放大器和合成器之间，该补偿电路在峰值放大器停止动作的状态下，将从自身的输出端观察峰值放大器侧时的阻抗在使用频率内设为开路，并且对从合成器的输出侧观察该合成器时的阻抗的频率依赖性进行补偿，因此具有下述效果，即，不会导致电路的大型化、复杂化，就能够实现宽频带化。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图2是表示没有安装补偿电路9的情况下的多尔蒂放大器的结构图。
图3是表示没有安装补偿电路9的多尔蒂放大器中的阻抗Γ的频率依赖性的史密斯圆图。
图4是表示安装有补偿电路9的多尔蒂放大器中的阻抗Γ的频率依赖性的史密斯圆图。
图5是表示从合成器10的输出侧观察合成器10时的反射特性的频率依赖性的说明图。
图6是表示本发明的实施方式2所涉及的多尔蒂放大器的补偿电路即频率依赖性补偿线路21的说明图。
图7是表示安装有频率依赖性补偿线路21的多尔蒂放大器中的阻抗Γ的频率依赖性的史密斯圆图。
图8是表示本发明的实施方式3所涉及的多尔蒂放大器的补偿电路即频率依赖性补偿线路22的说明图。
图9是表示安装有频率依赖性补偿线路22的多尔蒂放大器中的阻抗Γ的频率依赖性的史密斯圆图。
图10A是表示电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝b的线路、和电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝c的线路串联连接的频率依赖性补偿线路23的说明图，图10B是表示电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝b的线路、电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝c的线路、和电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝d的线路串联连接的频率依赖性补偿线路23的说明图。
图11A是表示电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝b的线路、电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝c的线路、和电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝b的线路串联连接的频率依赖性补偿线路24的说明图，图11B是表示电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝d的线路、电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝e的线路、和电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝d的线路串联连接的频率依赖性补偿线路24的说明图，图11C是表示电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝f的线路、电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝d的线路、电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝e的线路、电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝d的线路、和电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝f的线路串联连接的频率依赖性补偿线路24的说明图。
图12是表示本发明的实施方式6所涉及的多尔蒂放大器的补偿电路即频率依赖性补偿线路25的说明图。
图13是表示本发明的实施方式7所涉及的多尔蒂放大器的结构图。
图14是表示本发明的实施方式7所涉及的多尔蒂放大器的补偿电路30的结构图。
具体实施方式
下面，为了更详细地说明本发明，按照附图对用于实施本发明的方式进行说明。
实施方式1.
图1是表示本发明的实施方式1所涉及的多尔蒂放大器的结构图。
在图1中，输入端子1是将例如微米波、毫米波等高频信号进行输入而作为放大对象信号的端子。
分配器2对从输入端子1输入的高频信号进行分配，将分配出的一方的高频信号输出至信号路径3，并且将分配出的另一方的高频信号输出至信号路径4。
信号路径3是从分配器2起经过载波放大器6而到达合成器10为止的路径。
信号路径4是从分配器2起经过峰值放大器8而到达合成器10为止的路径。
相位校正电路5是插入至信号路径3，使信号路径3的电长度和信号路径4的电长度一致的电路。
在图1的例子中，相位校正电路5插入至信号路径3，但只要信号路径3的电长度和信号路径4的电长度相等即可，相位校正电路5也可以插入至信号路径4。
载波放大器6是对经过相位校正电路5而来的高频信号进行放大的放大元件。
90度线路7是一端与载波放大器6的输出侧连接，另一端与合成器10连接的电长度为90度的线路。
峰值放大器8是插入至信号路径4，对由分配器2分配出的高频信号进行放大的放大元件。
补偿电路9是下述电路，即，连接于峰值放大器8和合成器10之间，在峰值放大器8停止动作的状态下，将从自身的输出端9a观察峰值放大器8侧时的阻抗在使用频率内设为开路，并且对从合成器10的输出侧观察合成器10时的阻抗的频率依赖性进行补偿。
即，补偿电路9是下述电路，即，在从合成器10的输出侧观察合成器10时的阻抗存在于容性区域的情况下，进行使该阻抗接近容性区域和感性区域的边界的补偿，在从合成器10的输出侧观察合成器10时的阻抗存在于感性区域的情况下，进行使该阻抗接近容性区域和感性区域的边界的补偿。
在这里，使用频率内是指通过图1的多尔蒂放大器进行处理的频率的范围内。
合成器10在信号合成点10a处将经过90度线路7而来的高频信号和经过补偿电路9而来的高频信号进行合成，将合成后的高频信号输出至输出端子11。
信号合成点10a是将信号路径3和信号路径4连接的连接点。
此外，合成器10单纯地是信号路径3和信号路径4在信号合成点10a处连接且具有从信号合成点10a至输出端子11为止的信号路径的电路，不是所谓的威尔金森型分配器这样的合成器。
输出端子11是将从合成器10输出的合成后的高频信号输出至外部的端子。
接下来对动作进行说明。
分配器2对从输入端子1输入的高频信号进行分配，将分配出的一方的高频信号输出至信号路径3，并且将分配出的另一方的高频信号输出至信号路径4。
从分配器2输出至信号路径3的高频信号被输入至相位校正电路5。
相位校正电路5具有使得信号路径3的电长度和信号路径4的电长度相等的电长度。因此，通过相位校正电路5，使信号路径3的电长度和信号路径4的电长度一致。
载波放大器6对经过相位校正电路5而来的高频信号进行放大。
通过载波放大器6放大后的高频信号在经过电长度为90度的90度线路7后，到达至合成器10。
峰值放大器8对由分配器2分配出的高频信号进行放大。
通过峰值放大器8放大后的高频信号在经过补偿电路9后，到达至合成器10。
合成器10对经过90度线路7而来的高频信号和经过补偿电路9而来的高频信号进行合成，将合成后的高频信号输出至输出端子11。
下面，对补偿电路9的动作具体地进行说明。
图2是表示没有安装补偿电路9的情况下的多尔蒂放大器的结构图。
在图2的多尔蒂放大器中，没有安装补偿电路9，信号路径4的电长度比图1的多尔蒂放大器中的信号路径4的电长度短，因此示出相位校正电路5插入至信号路径4的例子。
图2示出峰值放大器8停止动作的状态(下面，称为“回退动作时”)下的阻抗变换。
在多尔蒂放大器的输出阻抗为Ropt的情况下，在回退动作时，通常来说载波放大器6的输出负载成为多尔蒂放大器的输出阻抗Ropt的2倍。
因此，在图2中，从载波放大器6的输出侧观察载波放大器6时的阻抗成为2×Ropt。
峰值放大器8停止动作，峰值放大器8的输出阻抗成为开路。
另外，在图2中，90度线路7的特性阻抗为Ropt，90度线路7的电长度在多尔蒂放大器的使用频率内的中心频率下为90度。
在该情况下，从合成器10的输出侧观察合成器10时的阻抗Γ的频率依赖性如图3这样表示。
图3是表示没有安装补偿电路9的多尔蒂放大器中的阻抗Γ的频率依赖性的史密斯圆图。
在高频信号的频率与多尔蒂放大器的使用频率内的中心频率一致的状态下，阻抗Γ位于史密斯圆图的中心，即，位于史密斯圆图的横轴上。
但是，在高频信号的频率存在于比中心频率低的低频区域的状态下，90度线路7的电长度比90度短，因此阻抗Γ位于容性区域。
另外，在高频信号的频率存在于比中心频率高的高频区域的状态下，90度线路7的电长度比90度长，因此阻抗Γ位于感性区域。
其结果，高频信号的频率越远离中心频率，反射特性越劣化。
接下来，如图1所示，对多尔蒂放大器安装有补偿电路9的情况下的动作进行说明。
在该情况下，90度线路7的特性阻抗为Ropt，90度线路7的电长度设为在多尔蒂放大器的使用频率内的中心频率下为90度。
补偿电路9具有下述功能，即：将从自身的输出端9a观察峰值放大器8侧时的阻抗在使用频率内设为开路的功能；以及在高频信号的频率存在于比中心频率低的低频区域的状态下，频率特性切换为感性(下面，称为“L性”)，在高频信号的频率存在于比中心频率高的高频区域的状态下，频率特性切换为容性(下面，称为“C性”)的功能。
图4是表示安装有补偿电路9的多尔蒂放大器中的阻抗Γ的频率依赖性的史密斯圆图。
在高频信号的频率存在于比中心频率低的低频区域的状态下，补偿电路9的频率特性切换为L性，因此进行下述补偿，即，使得位于容性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
另外，在高频信号的频率存在于比中心频率高的高频区域的状态下，补偿电路9的频率特性切换为C性，因此进行下述补偿，即，使得位于感性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
图5是表示从合成器10的输出侧观察合成器10时的反射特性的频率依赖性的说明图。
通过补偿电路9，进行使得阻抗Γ接近史密斯圆图的中心这样的补偿，因此如图5所示，实现多尔蒂放大器的宽频带化。
如上所述，根据该实施方式1，构成为，补偿电路9连接于峰值放大器8和合成器10之间，该补偿电路9在峰值放大器8停止动作的状态下，将从自身的输出端9a观察峰值放大器8侧时的阻抗在使用频率内设为开路，并且对从合成器10的输出侧观察合成器10时的阻抗的频率依赖性进行补偿，因此得到下述效果，即，不会导致电路的大型化、复杂化，就能够实现宽频带化。
实施方式2.
在上述实施方式1中，示出了补偿电路9连接于峰值放大器8和合成器10之间的多尔蒂放大器，但在该实施方式2中，对补偿电路9是在使用频率内具有180度的整数倍的电长度的频率依赖性补偿线路的多尔蒂放大器进行说明。
图6是表示本发明的实施方式2所涉及的多尔蒂放大器的补偿电路即频率依赖性补偿线路21的说明图。
在图6中，频率依赖性补偿线路21是在使用频率内的中心频率下具有180度的整数倍的电长度θ，且具有任意的特性阻抗Z＝a的线路。在图中，N为自然数。
图7是表示安装有频率依赖性补偿线路21的多尔蒂放大器中的阻抗Γ的频率依赖性的史密斯圆图。
在图7中，示出频率依赖性补偿线路21的电长度θ在使用频率内为360度(＝2×180度)的例子。即，示出N＝2的例子。
在高频信号的频率存在于比中心频率低的低频区域的状态下，通过频率依赖性补偿线路21的L性进行下述补偿，即，使得位于容性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
另外，在高频信号的频率存在于比中心频率高的高频区域的状态下，通过频率依赖性补偿线路21的C性进行下述补偿，即，使得位于感性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
通过图7，确认到与频率依赖性补偿线路21的特性阻抗Z相应地，阻抗的补偿量不同。
频率依赖性补偿线路21的特性阻抗Z越小，在相同频率下频率依赖性补偿线路21的L性变得越大。
频率依赖性补偿线路21的特性阻抗Z由载波放大器6及90度线路7的频率依赖性和多尔蒂放大器所要求的频带特性决定。
如上所述，根据该实施方式2，构成为，作为补偿电路9，使用在使用频率内具有180度的整数倍的电长度的频率依赖性补偿线路21，因此与上述实施方式1同样地，具有下述效果，即，不会导致电路的大型化、复杂化，就能够实现宽频带化。
在该实施方式2中，示出频率依赖性补偿线路21在使用频率内的中心频率下具有180度的整数倍的电长度θ的例子，但频率依赖性补偿线路21只要在使用频率内具有180度的整数倍的电长度θ即可，也可以不是在中心频率下具有180度的整数倍的电长度θ。
实施方式3.
在上述实施方式2中，示出作为补偿电路9，使用在使用频率内的中心频率下具有180度的整数倍的电长度θ，且具有任意的特性阻抗Z＝a的频率依赖性补偿线路21，但在该实施方式3中，对作为补偿电路9而使用在使用频率内的中心频率下具有180度的整数倍的电长度θ、且具有与合成器10的输出阻抗相同的特性阻抗的频率依赖性补偿线路22进行说明。
图8是表示本发明的实施方式3所涉及的多尔蒂放大器的补偿电路即频率依赖性补偿线路22的说明图。
在图8中，频率依赖性补偿线路22是在使用频率内的中心频率下具有180度的整数倍的电长度θ，且具有与合成器10的输出阻抗相同的特性阻抗Z＝Ropt的线路。
图9是表示安装有频率依赖性补偿线路22的多尔蒂放大器中的阻抗Γ的频率依赖性的史密斯圆图。
在高频信号的频率存在于比中心频率低的低频区域的状态下，通过频率依赖性补偿线路22的L性进行下述补偿，即，使得位于容性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
另外，在高频信号的频率存在于比中心频率高的高频区域的状态下，通过频率依赖性补偿线路22的C性进行下述补偿，即，使得位于感性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
通过图9，确认到与频率依赖性补偿线路22的电长度θ相应地，阻抗的补偿量不同。
频率依赖性补偿线路22的电长度θ越长，在相同频率下频率依赖性补偿线路22的L性变得越大。
频率依赖性补偿线路22的电长度θ由载波放大器6及90度线路7的频率依赖性和多尔蒂放大器所要求的频带特性决定。
如上所述，根据该实施方式3，构成为，作为补偿电路9，使用在使用频率内具有180度的整数倍的电长度的频率依赖性补偿线路22，因此与上述实施方式1同样地，具有下述效果，即，不会导致电路的大型化、复杂化，就能够实现宽频带化。
在该实施方式3中，示出频率依赖性补偿线路22在使用频率内的中心频率下具有180度的整数倍的电长度θ的例子，但频率依赖性补偿线路22只要在使用频率内具有180度的整数倍的电长度θ即可，也可以不是在中心频率下具有180度的整数倍的电长度θ。
实施方式4.
在上述实施方式1中，示出补偿电路9连接于峰值放大器8和合成器10之间的多尔蒂放大器，但在该实施方式4中，对将频率依赖性补偿线路23作为补偿电路9而使用的多尔蒂放大器进行说明，该频率依赖性补偿线路23构成为，电长度θ为180度的多个线路串联连接，且多个线路具有不同的特性阻抗。
图10是表示本发明的实施方式4所涉及的多尔蒂放大器的补偿电路即频率依赖性补偿线路23的说明图。
图10A是表示电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝b的线路、和电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝c的线路串联连接的频率依赖性补偿线路23的说明图。
图10B是表示电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝b的线路、电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝c的线路、和电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝d的线路串联连接的频率依赖性补偿线路23的说明图。
对于图10A及图10B所示的频率依赖性补偿线路23而言，即使特性阻抗Z存在差异，由于全部是将电长度θ为180度的线路串联连接，因此频率依赖性补偿线路23的输入侧的阻抗和输出侧的阻抗也一致。
在高频信号的频率存在于比中心频率低的低频区域的状态下，通过频率依赖性补偿线路23的L性进行下述补偿，即，使得位于容性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
另外，在高频信号的频率存在于比中心频率高的高频区域的状态下，通过频率依赖性补偿线路23的C性进行下述补偿，即，使得位于感性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
与频率依赖性补偿线路23的特性阻抗Z相应地，频率依赖性补偿线路23的阻抗的补偿量不同。
频率依赖性补偿线路23的特性阻抗Z越小，在相同频率下频率依赖性补偿线路23的L性变得越大。
频率依赖性补偿线路23的特性阻抗Z由载波放大器6及90度线路7的频率依赖性和多尔蒂放大器所要求的频带特性决定。
如上所述，根据该实施方式4，构成为，作为补偿电路9，使用串联连接有电长度θ为180度的多个线路且多个线路具有不同的特性阻抗的频率依赖性补偿线路23，因此与上述实施方式1同样地，具有下述效果，即，不会导致电路的大型化、复杂化，就能够实现宽频带化。
在该实施方式4中，示出频率依赖性补偿线路23中的多个线路的电长度θ为180度的整数倍的例子，但该电长度θ只要在使用频率内为180度的整数倍即可，并不限定于在使用频率内的中心频率下为180度的整数倍。
实施方式5.
在上述实施方式1中，示出补偿电路9连接于峰值放大器8和合成器10之间的多尔蒂放大器，但在该实施方式5中，对将频率依赖性补偿线路24作为补偿电路9而使用的多尔蒂放大器进行说明，该频率依赖性补偿线路24构成为，电长度θ为90度的整数倍的多个线路串联连接，相对于多个线路中的在信号的传送方向上存在于中心的位置的线路，存在于输入侧的线路的特性阻抗及电长度与存在于输出侧的线路的特性阻抗及电长度是对称的。
图11是表示本发明的实施方式5所涉及的多尔蒂放大器的补偿电路即频率依赖性补偿线路24的说明图。
图11A是表示电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝b的线路、电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝c的线路、和电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝b的线路串联连接的频率依赖性补偿线路24的说明图。
图11B是表示电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝d的线路、电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝e的线路、和电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝d的线路串联连接的频率依赖性补偿线路24的说明图。
图11C是表示电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝f的线路、电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝d的线路、电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝e的线路、电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝d的线路、和电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝f的线路串联连接的频率依赖性补偿线路24的说明图。
对于图11A所示的频率依赖性补偿线路24而言，在信号的传送方向上存在于中心的位置的线路是电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝c的线路(下面，称为“中心线路”)，在图中，该中心线路的左侧的线路和右侧的线路以中心线路为中心，特性阻抗及电长度对称。
即，对于左侧的线路及右侧的线路而言，电长度θ都为90度，且特性阻抗都为Z＝b。
另外，对于图11B所示的频率依赖性补偿线路24而言，在信号的传送方向上存在于中心的位置的线路是电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝e的线路(下面，称为“中心线路”)，在图中，该中心线路的左侧的线路和右侧的线路以中心线路为中心，特性阻抗及电长度对称。
即，对于左侧的线路及右侧的线路而言，电长度θ都为90度，且特性阻抗都为Z＝d。
对于图11C所示的频率依赖性补偿线路24而言，在信号的传送方向上存在于中心的位置的线路是电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝e的线路(下面，称为“中心线路”)，在图中，该中心线路的左侧的线路和右侧的线路以中心线路为中心，特性阻抗及电长度对称。
即，对于左侧第1个线路及右侧第1个线路而言，电长度θ都为180度，且特性阻抗都为Z＝f。
另外，对于从左起第2个线路及从右起第2个线路而言，电长度θ都为90度，且特性阻抗都为Z＝d。
因此，对于图11A、图11B及图11C所示的频率依赖性补偿线路24而言，相对于中心线路，存在于输入侧的线路的特性阻抗及电长度与存在于输出侧的线路的特性阻抗及电长度是对称的，因此频率依赖性补偿线路24的输入侧的阻抗与输出侧的阻抗一致。
在高频信号的频率存在于比中心频率低的低频区域的状态下，通过频率依赖性补偿线路24的L性进行下述补偿，即，使得位于容性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
另外，在高频信号的频率存在于比中心频率高的高频区域的状态下，通过频率依赖性补偿线路24的C性进行下述补偿，即，使得位于感性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
与频率依赖性补偿线路24的特性阻抗Z相应地，频率依赖性补偿线路24的阻抗的补偿量不同。
频率依赖性补偿线路24的特性阻抗Z越小，在相同频率下频率依赖性补偿线路24的L性变得越大。
频率依赖性补偿线路24的特性阻抗Z由载波放大器6及90度线路7的频率依赖性和多尔蒂放大器所要求的频带特性决定。
由此可知，根据该实施方式5，构成为作为补偿电路9而使用频率依赖性补偿线路24，该频率依赖性补偿线路24构成为，电长度θ为90度的整数倍的多个线路串联连接，相对于多个线路中的在信号的传送方向上存在于中心的位置的线路，存在于输入侧的线路的特性阻抗及电长度与存在于输出侧的线路的特性阻抗及电长度是对称的，因此与上述实施方式1同样地，具有下述效果，即，不会导致电路的大型化、复杂化，就能够实现宽频带化。
在该实施方式5中，示出频率依赖性补偿线路24中的多个线路的电长度θ为90度的整数倍的例子，但该电长度θ在使用频率内为90度的整数倍即可，并不限定于在使用频率内的中心频率下为90度的整数倍。
实施方式6.
在上述实施方式1中，示出补偿电路9连接于峰值放大器8和合成器10之间的多尔蒂放大器，但在该实施方式6中，对将频率依赖性补偿线路25作为补偿电路9而使用的多尔蒂放大器进行说明，该频率依赖性补偿线路25构成为，电长度θ为90度的整数倍的多个线路串联连接，相对于多个线路中的在信号的传送方向上存在于中心的位置的线路，存在于输入侧的线路的电长度和存在于输出侧的线路的电长度是对称的，且存在于输入侧的线路的特性阻抗和存在于输出侧的线路的特性阻抗是不对称的。
图12是表示本发明的实施方式6所涉及的多尔蒂放大器的补偿电路即频率依赖性补偿线路25的说明图。
即，图12是表示电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝f的线路、电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝g的线路、电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝e的线路、电长度θ为90度且特性阻抗为Z＝d的线路、和电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝f的线路串联连接的频率依赖性补偿线路25的说明图。
对于图12所示的频率依赖性补偿线路24而言，在信号的传送方向上存在于中心的位置的线路是电长度θ为180度且特性阻抗为Z＝e的线路(下面，称为“中心线路”)，在图中，其中心线路的左侧的线路和右侧的线路以中心线路为中心，电长度对称。
即，对于左侧第1个线路及右侧第1个线路而言，电长度θ都为180度，另外，特性阻抗也都为Z＝f，因此电长度及特性阻抗对称。
对于从左起第2个线路及从右起第2个线路而言，电长度θ都为90度，因此电长度对称。但是，对于从左起第2个线路而言，特性阻抗为Z＝g，对于从右起第2个线路而言，特性阻抗为Z＝d，因此特性阻抗是不对称的。
在高频信号的频率存在于比中心频率低的低频区域的状态下，通过频率依赖性补偿线路25的L性进行下述补偿，即，使得位于容性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
另外，在高频信号的频率存在于比中心频率高的高频区域的状态下，通过频率依赖性补偿线路25的C性进行下述补偿，即，使得位于感性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
在该实施方式6中，作为补偿电路9，使用的是相对于在信号的传送方向上存在于中心的位置的中心线路，存在于输入侧的线路的电长度和存在于输出侧的线路的电长度对称的频率依赖性补偿线路25，因此与上述实施方式1同样地，具有下述效果，即，不会导致电路的大型化、复杂化，就能够实现宽频带化。
另外，在该实施方式6中，相对于中心线路，存在于输入侧的线路的特性阻抗和存在于输出侧的线路的特性阻抗是不对称的，因此频率依赖性补偿线路25的输入侧的阻抗和输出侧的阻抗不一致。因此，补偿电路9具有阻抗的变换功能。
实施方式7.
在上述实施方式1中，示出补偿电路9连接于峰值放大器8和合成器10之间的多尔蒂放大器，但在该实施方式7中，也可以是由峰值放大器8的内部的寄生电抗兼作补偿电路30的一部分。
图13是表示本发明的实施方式7所涉及的多尔蒂放大器的结构图，在图13中，与图1相同的标号表示相同或者相当的部分，因此省略说明。
补偿电路30与图1的补偿电路9同样地，是在峰值放大器8停止动作的状态下，将从自身的输出端30a观察峰值放大器8侧时的阻抗在使用频率内设为开路，并且对从合成器10的输出侧观察合成器10时的阻抗的频率依赖性进行补偿的电路。
但是，补偿电路30与图1的补偿电路9不同，具有下述电长度，即，该补偿电路9的电长度与由峰值放大器8的内部的寄生电抗所形成的电长度之和在使用频率内成为180度的整数倍的电长度。
即，补偿电路30具有补偿部31，补偿部31具有使得与由峰值放大器8的内部的寄生电抗所形成的电长度之和在使用频率内成为180度的整数倍的电长度。
在图13的例子中，相位校正电路5插入至信号路径3，但只要信号路径3的电长度和信号路径4的电长度相等即可，相位校正电路5也可以插入至信号路径4。
图14是表示本发明的实施方式7所涉及的多尔蒂放大器的补偿电路30的结构图。
在图14中，电流源41示出峰值放大器8内的作为放大元件的晶体管。
在峰值放大器8内的电流源41，作为峰值放大器8的内部的寄生电抗，附加有寄生电容成分42和寄生电感成分43。
信号路径44是将由峰值放大器8放大后的高频信号传送至补偿部31的路径。
补偿部31具有电感器45及电容器46。
在图14中，示出补偿部31具有电感器45及电容器46的例子，但补偿部31具有使得与由峰值放大器8的内部的寄生电抗所形成的电长度之和在使用频率内成为180度的整数倍的电长度即可，例如，也可以是具有线路的补偿部。
补偿电路30的补偿部31与图1的补偿电路9同样地，具有下述功能，即：在回退动作时，将从自身的输出端30a观察峰值放大器8侧时的阻抗在使用频率内设为开路的功能；以及在高频信号的频率存在于比中心频率低的低频区域的状态下，频率特性切换为L性，在高频信号的频率存在于比中心频率高的高频区域的状态下，频率特性切换为C性的功能。
因此，在高频信号的频率存在于比中心频率低的低频区域的状态下，补偿部31的频率特性切换为L性，所以进行下述补偿，即，使得位于容性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
另外，在高频信号的频率存在于比中心频率高的高频区域的状态下，补偿部31的频率特性切换为C性，因此进行下述补偿，即，使得位于感性区域的阻抗Γ接近史密斯圆图的中心。
在该实施方式7中，峰值放大器8的内部的寄生电抗兼作补偿电路30的一部分，但在峰值放大器8停止动作的状态下，补偿电路30的补偿部31将从输出端30a观察峰值放大器8侧时的阻抗在使用频率内设为开路，并且对从合成器10的输出侧观察合成器10时的阻抗的频率依赖性进行补偿，因此与上述实施方式1同样地，具有下述效果，即，不会导致电路的大型化、复杂化，就能够实现宽频带化。
实施方式8.
在上述实施方式1～7中，设想的是相位校正电路5、90度线路7及补偿电路9、30由分布常数线路构成，但相位校正电路5、90度线路7及补偿电路9、30也可以由集中常数部件构成。
此外，本发明在其发明的范围内，能够将各实施方式自由地组合，或将各实施方式的任意的结构要素变形，或者在各实施方式中将任意的结构要素省略。
工业实用性
本发明适用于载波放大器和峰值放大器并联连接的多尔蒂放大器。
标号的说明
1输入端子，2分配器，3、4信号路径，5相位校正电路，6载波放大器，7 90度线路，8峰值放大器，9补偿电路，9a输出端，10合成器，10a信号合成点，11输出端子，21、22、23、24、25频率依赖性补偿线路，30补偿电路，30a输出端，31补偿部，41电流源，42寄生电容成分，43寄生电感成分，44信号路径，45电感器，46电容器。

Claims (10)

1.一种多尔蒂放大器，其特征在于，具有：
分配器，其对作为放大对象的信号进行分配；
载波放大器，其对通过所述分配器分配出的一方的信号进行放大；
90度线路，其一端与所述载波放大器的输出侧连接；
峰值放大器，其对通过所述分配器分配出的另一方的信号进行放大；以及
合成器，其将经过所述90度线路而来的信号和由所述峰值放大器放大后的信号进行合成，将所合成出的信号输出，
补偿电路连接于所述峰值放大器和所述合成器之间，所述补偿电路构成为，在所述峰值放大器停止动作的状态下，将从自身的输出端观察所述峰值放大器侧时的阻抗在使用频率内设为开路，并且对从所述合成器的输出侧观察该合成器时的阻抗的频率依赖性进行补偿。
2.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
使从所述分配器起经过所述载波放大器而到达所述合成器为止的线路的电长度、和从所述分配器起经过所述峰值放大器而到达所述合成器为止的线路的电长度一致的相位校正电路被连接于所述分配器与所述载波放大器或所述峰值放大器之间。
3.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述补偿电路在从所述合成器的输出侧观察该合成器时的阻抗存在于容性区域的情况下，进行使该阻抗接近容性区域和感性区域的边界的补偿，在从所述合成器的输出侧观察该合成器时的阻抗存在于感性区域的情况下，进行使该阻抗接近容性区域和感性区域的边界的补偿。
4.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述补偿电路在所述使用频率内具有180度的整数倍的电长度。
5.根据权利要求4所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述补偿电路具有与所述合成器的输出阻抗相同的特性阻抗。
6.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述补偿电路构成为，电长度为180度的多个线路串联连接，所述多个线路具有不同的特性阻抗。
7.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述补偿电路构成为，电长度为90度的整数倍的多个线路串联连接，相对于所述多个线路中的在信号的传送方向上存在于中心的位置的线路，存在于输入侧的线路的特性阻抗及电长度与存在于输出侧的线路的特性阻抗及电长度是对称的。
8.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述补偿电路构成为，电长度为90度的整数倍的多个线路串联连接，相对于所述多个线路中的在信号的传送方向上存在于中心的位置的线路，存在于输入侧的线路的电长度和存在于输出侧的线路的电长度是对称的，且存在于所述输入侧的线路的特性阻抗和存在于所述输出侧的线路的特性阻抗是不对称的。
9.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述补偿电路具有下述电长度，即，所述补偿电路的电长度与由所述峰值放大器的内部的寄生电抗所形成的电长度之和在所述使用频率内成为180度的整数倍的电长度。
10.根据权利要求1所述的多尔蒂放大器，其特征在于，
所述90度线路及所述补偿电路由集中常数部件构成。
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