CN110291717A - 高频放大器 - Google Patents

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Abstract

高频放大器(10)具备：载波放大器(CA)，将第一信号放大；峰值放大器(PA)，将第二信号放大；第一传送线路(L1)，连接在载波放大器(CA)的输出端子(OUT)与峰值放大器(PA)的输出端子(OUT)之间，具有规定频带的中心频率的1/4波长的电气长度；第二传送线路(L2)，连接在第一传送线路(L1)的一端与输出端子(OUT)之间，具有中心频率的1/4波长的电气长度；以及阻抗补偿电路(12)，一端连接于第一传送线路(L1)与第二传送线路(L2)的连接点(X)；在中心频率下，从连接点(X)看阻抗补偿电路(12)时的阻抗的虚部具有与从连接点(X)看第二传送线路(L2)时的阻抗的虚部相反的极性。

Description

高频放大器
技术领域
本发明涉及高频放大器，特别涉及以多尔蒂(Doherty)放大器为代表的高频放大器。
背景技术
作为在无线通信等中使用的高效率的高频放大器，使用将进行AB级动作或B级动作的载波放大器与进行C级动作的峰值放大器组合而构成的多尔蒂放大器。在多尔蒂放大器中，在输出功率低的动作区域中，只有载波放大器进行动作，在输出功率高的动作区域中，载波放大器和峰值放大器双方进行动作，将载波放大器及峰值放大器的输出信号进行合成。
为了输出信号的合成，在多尔蒂放大器中，在载波放大器的输出端子与峰值放大器的输出端子之间，连接具有通信频带的中心频率的1/4波长的电气长度的第一传送线路，在第一传送线路和峰值放大器的连接点与多尔蒂放大器的输出端子之间，连接具有通信频带的中心频率的1/4波长的电气长度的第二传送线路。
这里，从载波放大器的输出端子看负载侧的阻抗(以下，将从某点看负载侧的阻抗也称作“负载阻抗”)在通信频带的中心频率下仅拥有实部。但是，在通信频带的中心频率以外的频率下，根据第一传送线路及第二传送线路的相位特性，在比中心频率低的频率下，载波放大器的负载阻抗的虚部为正，在比中心频率高的频率下，载波放大器的负载阻抗的虚部为负。这样的负载阻抗的虚部的扩大使多尔蒂放大器的频率特性变差，成为妨碍多尔蒂放大器的宽带化的原因。
所以，以往为了实现多尔蒂放大器的宽带化而提出了各种各样的技术(例如，参照专利文献1、2)。
在专利文献1的技术中，在第一传送线路和第二传送线路的连接点与峰值放大器的输出端子之间，连接具有通信频带的中心频率的1/2波长的电气长度的第三传送线路。由此，在峰值放大器不动作的多尔蒂放大器的输出功率低的动作区域中，通过第三传送线路的频率特性对载波放大器的负载阻抗的频率特性进行补偿，由此，实现多尔蒂放大器的宽带化。
此外，在专利文献2的技术中，在第一传送线路和第二传送线路的连接点与峰值放大器的输出端子之间，连接构成具有通信频带的中心频率的1/2波长的电气长度的第三传送线路的、串联连接的第四传送线路及第五传送线路。通过使第四传送线路及第五传送线路中的与峰值放大器较近的第五传送线路的特性阻抗比第四传送线路的特性阻抗低，对峰值放大器的负载阻抗的频率特性进行补偿，由此，实现多尔蒂放大器的宽带化。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2014－197755号公报
专利文献2：国际公开第2016/098223号
发明内容
发明要解决的课题
但是，在专利文献1及2的技术中，在载波放大器和峰值放大器双方进行动作的多尔蒂放大器的输出功率高的动作区域中，由于载波放大器的输出信号不再流到第三传送线路中，所以载波放大器的负载阻抗的频率特性得不到补偿。因此，在这样的输出功率高的动作区域中，多尔蒂放大器的宽带化依然被妨碍。即，在专利文献1及2的技术中，有多尔蒂放大器的宽带化不充分的问题。
所以，本发明的目的是提供一种能够比以往宽带化的高频放大器。
用来解决课题的手段
为了达成上述目的，有关本发明的一技术方案的高频放大器，是将规定频带的第一信号及第二信号放大并从输出端子输出信号的高频放大器，具备：载波放大器，将上述第一信号放大；峰值放大器，将上述第二信号放大；第一传送线路，连接在上述载波放大器的输出端子与上述峰值放大器的输出端子之间，具有上述规定频带的中心频率的1/4波长的电气长度；第二传送线路，连接在上述第一传送线路的一端与上述高频放大器的输出端子之间，具有上述中心频率的1/4波长的电气长度；以及阻抗补偿电路，一端连接于上述第一传送线路与上述第二传送线路的连接点；在上述中心频率下，从上述连接点看上述阻抗补偿电路时的阻抗的虚部具有与从上述连接点看上述第二传送线路时的阻抗的虚部相反的极性。
发明效果
通过本发明，提供能够比以往宽带化的高频放大器。
附图说明
图1是有关实施方式的高频放大器的等价电路图。
图2是表示有关实施方式的高频放大器具备的阻抗补偿电路的反射系数与通过损失的关系的图。
图3是有关实施例1的高频放大器的等价电路图。
图4是表示有关实施例1的将开路短截线(open stub)的电气长度设为规定频带的中心频率的1/2波长的情况下的载波放大器的负载阻抗等的例子的图。
图5是表示有关实施例1的将开路短截线的电气长度设为比规定频带的中心频率的1/2波长长10°的相位的情况下的载波放大器的负载阻抗的实部的例子的图。
图6是表示有关实施例1的将开路短截线的电气长度设为比规定频带的中心频率的1/2波长短10°的相位的情况下的载波放大器的负载阻抗的实部的例子的图。
图7是表示有关实施例1的将阻抗补偿电路的特性阻抗作为参数而摆动时的特定频率下的阻抗补偿电路的阻抗的图。
图8是说明有关实施例1的阻抗补偿电路的特性导纳(admittance)与通过频带宽度的关系的图。
图9是表示有关实施例1的阻抗补偿电路的特性导纳与通过频带宽度的关系依赖于载波放大器的输出端子处的反射系数如何变化的图。
图10是表示有关实施例1的阻抗补偿电路有效地发挥补偿功能所需要的特性导纳的范围的图。
图11是用来说明依赖于输出功率比PA/CA而决定图10所示的近似直线的系数a及系数b的图。
图12是有关实施例2的高频放大器的等价电路图。
图13是表示有关实施例2的将阻抗补偿电路的特性阻抗作为参数而摆动时的特定频率下的阻抗补偿电路的阻抗的图。
图14是表示有关实施例3的阻抗补偿电路的结构例中的由分布常数电路和集中常数电路的串联连接电路构成的例子的电路图。
图15是表示有关实施例3的阻抗补偿电路的结构例中的由并联连接电路构成的例子的电路图。
图16是有关实施例4的高频放大器的等价电路图。
图17是表示有关实施例4的由偏压供给电路向阻抗补偿电路供给偏压的供给形态的各种例的图。
图18是在所谓的反向多尔蒂放大器中应用的高频放大器的等价电路图。
具体实施方式
以下，使用附图对本发明的实施方式详细地进行说明。另外，以下说明的实施方式都表示本发明的一具体例。在以下的实施方式中表示的频率、阻抗、特性阻抗、电路零件的个数等的数值、电路零件的材料等是一例，不是限定本发明的意思。此外，关于以下的实施方式的构成要素中的、在表示本发明的最上位概念的独立权利要求中没有记载的构成要素，设为任意的构成要素进行说明。此外，各图并不一定是严密地图示的。在各图中，有对于实质上相同的结构赋予相同的标号而将重复的说明省略或简略化的情况。
(实施方式)
图1是有关实施方式的高频放大器10的等价电路图。另外，在本图中，也一起图示了连接在高频放大器10的输出端子OUT上的负载电阻R(例如50Ω)。此外，图中的弯曲的箭头和记述在其附近的标号Zi(i是c、x、a、d或p)表示从该部位向箭头的方向看时的阻抗。此外，零件中记述的标号Zoi(i是1、2或a)表示该零件的特性阻抗。
高频放大器10是将规定频带的第一信号及第二信号放大并从输出端子OUT输出信号的多尔蒂放大器，具备载波放大器CA、峰值放大器PA、第一传送线路L1、第二传送线路L2及阻抗补偿电路12。另外，在本图中，省略了将输入到高频放大器10中的信号向第一信号及第二信号分配的分配器、以及插入在该分配器与峰值放大器PA的输入端子之间的具有规定频带的中心频率的1/4波长的电气长度的传送线路等的图示。此外，规定频带是在通信中使用的频带，例如是在无线通信中使用的3THz以下的频带。
载波放大器CA是将第一信号放大的放大器，进行AB级动作或B级动作。载波放大器CA在高频放大器10的输出功率的全部的动作区域中动作。
峰值放大器PA是将第二信号放大的放大器，进行C级动作。峰值放大器PA在高频放大器10的输出功率高的动作区域中动作。具体而言，峰值放大器PA从载波放大器CA进入饱和动作之前开始动作，在与该状态相比高频放大器10的输出功率更高的动作区域中动作。另外，峰值放大器PA被设计为，在峰值放大器PA不动作的高频放大器10的输出功率低的动作区域中，峰值放大器PA侧的阻抗(即，从连接点X看峰值放大器PA时的阻抗)被开放。
另外，在载波放大器CA及峰值放大器PA各自中，不仅包括放大器，还包括用来使放大器的输出阻抗与规定值(例如50Ω)相符的输出匹配电路。即，载波放大器CA及峰值放大器PA被设计为，在输出阻抗为规定值(例如50Ω)时得到最大输出。此外，构成载波放大器CA及峰值放大器PA的放大器具体而言通过由GaN、GaAs、SiGe、Si等形成的FET或BJT等的进行高频放大的器件构成。此外，在载波放大器CA及峰值放大器PA中，也可以包括传送线路等的分布常数电路、以及电容器及电感器等的集中常数电路。
第一传送线路L1是连接在载波放大器CA的输出端子与峰值放大器PA的输出端子之间、具有规定频带的中心频率的1/4波长的电气长度的传送线路。第一传送线路L1的特性阻抗Zo1是匹配于载波放大器CA的输出阻抗的规定值(例如50Ω)。
第二传送线路L2是连接在第一传送线路L1的一端(连接点X)与高频放大器10输出端子OUT之间、具有规定频带的中心频率的1/4波长的电气长度的传送线路。第二传送线路L2的特性阻抗Zo2是将第一传送线路L1与第二传送线路L2的连接点X处的阻抗(例如，由载波放大器CA及峰值放大器PA的输出阻抗(50Ω)的并联连接得到的25Ω)变换为负载电阻R(例如50Ω)的值(例如，35.36Ω(＝(25Ω×50Ω)的平方根))。
阻抗补偿电路12是一端连接在第一传送线路L1与第二传送线路L2的连接点X、并对载波放大器CA及峰值放大器PA的负载阻抗的频率特性进行补偿的电路。阻抗补偿电路12作为第一特征，在规定频带的中心频率下，具有使从连接点X看阻抗补偿电路12时的阻抗Za的虚部为从连接点X看第二传送线路L2时的阻抗Zd的虚部相反的极性那样的阻抗。此外，阻抗补偿电路12作为第二特征，其特性阻抗Zoa被设定为，从连接点X看阻抗补偿电路12时的反射系数比从连接点X看第二传送线路L2时的反射系数大。另外，阻抗补偿电路12既可以是传送线路等的分布常数电路，也可以是电容器及电感器等的集中常数电路，也可以是分布常数电路和集中常数电路混合存在的电路。关于具体的电路结构，作为实施例1～3在后面叙述。
另外，在高频放大器10中使用的传送线路例如是微带线(micro stripline)，由半导体类、陶瓷类或树脂类等通常的在高频电路中使用的基板材料、和由电气特性优良的Cu等的材料形成的传送高频信号的传送线构成。
如以上这样构成的有关本实施方式的高频放大器10的动作如下。
(1)峰值放大器PA不动作的高频放大器10的输出功率低的动作区域
在峰值放大器PA不动作的高频放大器10的输出功率低的动作区域中，如上述那样，峰值放大器PA侧的阻抗成为开放。因此，从载波放大器CA侧(第一传送线路L1的两端子中的没有与载波放大器CA连接的一侧的端子)看连接点X时的阻抗Zx成为从连接点X看第二传送线路L2时的阻抗Zd和从连接点X看阻抗补偿电路12时的阻抗Za的并联阻抗(以下，也将阻抗Zx称作“合成阻抗Zx”)。因此，如果设从连接点X看第二传送线路L2时的导纳为Yd(＝1/Zd)，设从连接点X看阻抗补偿电路12时的导纳为Ya(＝1/Za)，则合成阻抗Zx由以下的式1表示。
Zx＝1/(Yd+Ya)(式1)
这里，根据上述的阻抗补偿电路12的第一特征，在规定频带的中心频率下，阻抗Za的虚部是与阻抗Zd的虚部相反的极性。因此，导纳Yd的虚部和导纳Ya的虚部为相反的极性。结果，式1的右边的分母(Yd+Ya)的虚部成为比没有设置阻抗补偿电路12的情况(在此情况下为Yd)更小的值。即，由式1表示的合成阻抗Zx的虚部成为比没有设置阻抗补偿电路12的情况更小的值，能够实现高频放大器10的宽带化。这样，通过阻抗补偿电路12对载波放大器CA的负载阻抗的频率特性进行补偿。
(2)载波放大器CA及峰值放大器PA动作的高频放大器10的输出功率高的动作区域
在载波放大器CA及峰值放大器PA动作的高频放大器10的输出功率高的动作区域中，峰值放大器PA的负载阻抗Zp为阻抗Zd与阻抗Za的并联阻抗，由以下的式2表示。
Zp＝1/(Yd+Ya)(式2)
因此，与上述(1)峰值放大器PA不动作的高频放大器10的输出功率低的动作区域的情况同样，根据阻抗补偿电路12的第一特征，导纳Yd的虚部和导纳Ya的虚部为相反的极性，式2的右边的分母(Yd+Ya)的虚部成为比没有设置阻抗补偿电路12的情况(在该情况下为Yd)更小的值。结果，由式2表示的负载阻抗Zp的虚部成为比没有设置阻抗补偿电路12的情况更小的值，能够实现高频放大器10的宽带化。这样，通过阻抗补偿电路12对峰值放大器PA的负载阻抗Zp的频率特性进行补偿。
另外，在该输出功率高的动作区域中，来自载波放大器CA的输出信号不流到峰值放大器PA中，所以合成阻抗Zx成为与上述式1相同的结果。因此，通过阻抗补偿电路12，对于载波放大器CA也将负载阻抗的频率特性进行补偿。
如以上这样，有关本实施方式的高频放大器10是将规定频带的第一信号及第二信号放大并从输出端子OUT输出信号的多尔蒂放大器，具备：载波放大器CA，将第一信号放大；峰值放大器PA，将第二信号放大；第一传送线路L1，连接在载波放大器CA的输出端子与峰值放大器PA的输出端子之间，具有频带的中心频率的1/4波长的电气长度；第二传送线路L2，连接在第一传送线路L1的一端与输出端子OUT之间，具有中心频率的1/4波长的电气长度；以及阻抗补偿电路12，一端连接于第一传送线路L1与第二传送线路L2的连接点X；在中心频率下，从连接点X看阻抗补偿电路12时的阻抗的虚部具有与从连接点X看第二传送线路L2时的阻抗的虚部相反的极性。
由此，不仅在峰值放大器PA不动作的高频放大器10的输出功率低的动作区域，在载波放大器CA及峰值放大器PA动作的高频放大器10的输出功率高的动作区域中，载波放大器CA及峰值放大器PA的负载阻抗的频率特性也得到补偿，能够实现高频放大器10的宽带化。
接着，说明有关实施方式的高频放大器10具备的阻抗补偿电路12的反射系数与通过损失的关系。
图2是表示有关实施方式的高频放大器10具备的阻抗补偿电路12的反射系数与通过损失的关系的图。横轴表示从连接点X看阻抗补偿电路12时的反射系数Γa。这里，反射系数Γa是用第二传送线路L2的特性阻抗Zo2进行了标准化的值(＝(Zoa－Zo2)/(Zoa+Zo2))。关于横轴的反射系数Γa，通过使阻抗补偿电路12的特性阻抗Zoa从与第二传送线路L2的特性阻抗Zo2相同的值起在史密斯圆图的实轴上变化到开放，从而从0.0到1.0摆动。纵轴表示由阻抗补偿电路12的反射系数Γa引起的通过损失(dB)，越靠下方表示越大的通过损失。
另外，图中的Γd是从连接点X看第二传送线路L2时的反射系数，是用第二传送线路L2的特性阻抗Zo2进行了标准化的值，所以在规定频带的中心频率下为零。因此，在反射系数Γa是0.0的情况下，Γa＝Γd成立，在反射系数Γa比0.0大的情况下，Γa>Γd成立，进而，如果反射系数Γa接近于1.0，则Γa>>Γd成立。
根据图2的曲线图可知，随着反射系数Γa从0.0接近于1.0，通过损失减小。即，与Γa＝Γd成立的情况相比，在Γa>Γd成立的区域、进而在Γa>>Γd成立的区域中，通过损失变小。
因此，在有关本实施方式的高频放大器10中，阻抗补偿电路12作为第二特征，其特性阻抗Zoa(例如，Zoa≠Zo2)被设定为，从连接点X看阻抗补偿电路12时的反射系数Γa比从连接点X看第二传送线路L2时的反射系数Γd大。由此，由阻抗补偿电路12的反射系数Γa引起的通过损失与反射系数Γa＝反射系数Γd成立的情况相比更能得到抑制。
(实施例1)
接着，作为有关本实施方式的高频放大器10具备的阻抗补偿电路12的具体例之一，对阻抗补偿电路12是开路短截线的情况，作为实施例1而进行说明。
图3是有关实施例1的高频放大器10a的等价电路图。
阻抗补偿电路12a是一端连接在连接点X上而另一端被开放的、具有规定频带的某个频率(这里，设为中心频率)的1/2波长的电气长度的开路短截线。因此，规定频带中的阻抗补偿电路12a的阻抗Za在频率是0Hz的DC中开放，随着频率变高，相位向相位减小的方向(史密斯圆图中的顺时针方向)旋转，在中心频率下再次成为开放。即，阻抗补偿电路12a的阻抗Za在比中心频率低的频率中虚部为正，在比中心频率高的频率中虚部为负。
另一方面，由于第二传送线路L2是具有规定频带的中心频率的1/4波长的电气长度的传送线路，所以从连接点X看第二传送线路L2时的阻抗Zd在比中心频率低的频率中虚部为负，在比中心频率高的频率中虚部为正。
因此，如果设从连接点X看第二传送线路L2时的导纳为Yd(＝1/Zd)，设从连接点X看阻抗补偿电路12a时的导纳为Ya(＝1/Za)，则导纳Yd的虚部和导纳Ya的虚部为相反的极性。结果，式1及式2的右边的分母(Yd+Ya)的虚部成为比没有设置阻抗补偿电路12a的情况(在此情况下为Yd)更小的值。即，由式1表示的合成阻抗Zx及由式2表示的负载阻抗Zp的虚部成为更小的值，能够实现高频放大器10a的宽带化。
这样，有关实施例1的高频放大器10a的阻抗补偿电路12a是具有规定频带的某个频率的1/2波长的电气长度、且另一端被开放的开路短截线。由此，以简单的电路元件，实现能够实现高频放大器10a的宽带化的阻抗补偿电路12a。
另外，构成阻抗补偿电路12a的开路短截线不需要是规定频带的中心频率的1/2波长的电气长度。只要是规定频带的重要的某个频率的1/2波长的电气长度就可以。此外，通过设为比中心频率的1/2波长长，能够在比中心频率低的频率中实现宽带化，相反，通过设为比中心频率的1/2波长短，能够在比中心频率高的频率中实现宽带化。
图4是表示将有关实施例1的开路短截线的电气长度设为规定频带的中心频率的1/2波长的情况下的载波放大器CA的负载阻抗Zc等的例子的图。更详细地讲，表示了将构成阻抗补偿电路12a的开路短截线的电气长度设为规定频带的中心频率(这里是1.0GHz)的1/2波长的情况下的、峰值放大器PA非动作时的载波放大器CA的负载阻抗Zc的实部(图4的(a))、第二传送线路L2的阻抗Zd的虚部(图4的(b))和阻抗补偿电路12a的阻抗Za的虚部(图4的(c))的例子。根据图4的(b)及(c)可知，第二传送线路L2的阻抗Zd的虚部和阻抗补偿电路12a的阻抗Za的虚部为相反极性。结果，根据图4的(a)可知，载波放大器CA的负载阻抗Zc的实部以中心频率(这里是1.0GHz)为中心，相对于较高的频率侧及较低的频率侧以大致相等的频率宽度成为平坦，可知高频放大器10a被宽带化。
图5是表示有关实施例1的将开路短截线的电气长度设为比规定频带的中心频率的1/2波长长10°的相位的情况下的载波放大器CA的负载阻抗Zc的实部的例子的图。更详细地讲，表示了在构成阻抗补偿电路12a的开路短截线的电气长度比规定频带的中心频率(这里是1.0GHz)的1/2波长长10°的相位的情况下、峰值放大器PA不动作时的载波放大器CA的负载阻抗Zc的实部的例子。与图4的(a)相比，在比中心频率靠低域侧，负载阻抗Zc的实部提升，实现了宽带化。
图6是表示有关实施例1的将开路短截线的电气长度设为比规定频带的中心频率的1/2波长短10°的相位的情况下的载波放大器CA的负载阻抗Zc的实部的例子的图。更详细地讲，表示了在构成阻抗补偿电路12a的开路短截线的电气长度比规定频带的中心频率(这里是1.0GHz)的1/2波长短10°的相位的情况下、峰值放大器PA不动作时的载波放大器CA的负载阻抗Zc的实部的例子。与图4的(a)相比，在比中心频率靠高域侧，负载阻抗Zc的实部提升，实现了宽带化。
另外，在多尔蒂放大器中，根据使用的器件的阻抗特性及效率特性，有如下情况：不仅进行成为使峰值放大器PA和载波放大器CA的最大输出时的输出功率比为1：1的对称动作的调整，而且进行成为0.75：1～1.75：1的非对称动作的调整。进而，作为载波放大器CA及峰值放大器PA的输出阻抗，也有选择50Ω以外的阻抗的情况。因此，从连接点X看第二传送线路L2时的阻抗Zd在设计多尔蒂放大器方面并不总是取固定的值。
为了应对这样的状况，为了使从连接点X看第二传送线路L2时的阻抗Zd与载波放大器CA和峰值放大器PA的合成阻抗Zx一致，进行第二传送线路L2的特性阻抗Zo2的调整。此时，由于阻抗Zd的虚部的频率特性依赖于作为阻抗变换的第二传送线路L2的特性阻抗Zo2，所以阻抗补偿电路12a的虚部的补偿量优选的是与第二传送线路L2的特性阻抗Zo2相应的值。
图7是表示有关实施例1的将阻抗补偿电路12a的特性阻抗Zoa作为参数而摆动时的特定频率下的阻抗补偿电路12a的阻抗Za的图。更详细地讲，表示了在阻抗补偿电路12a是将具有1GHz的1/2波长的电气长度的传送线路的一端开放的开路短截线的情况下、将阻抗补偿电路12a的特性阻抗Zoa作为参数而摆动时的用50Ω进行了标准化的850MHz和1150MHz下的阻抗补偿电路12a的阻抗Za。
由图7可知，通过将阻抗补偿电路12a的特性阻抗Zoa变更，能够调整阻抗补偿电路12a的阻抗Za的虚部的补偿量。阻抗补偿电路12a的特性阻抗Zoa可取的最优值可以根据作为高频放大器10a的频率特性而容许的负载的反射系数(更详细地讲，从载波放大器CA的输出端子看第一传送线路L1时的反射系数Γc)的区域来决定。
以下，说明阻抗补偿电路12a是开路短截线的本实施例的阻抗补偿电路12a的特性阻抗Zoa的具体的决定方法。
图8是说明有关实施例1的阻抗补偿电路12a的特性导纳Yoa(＝1/Zoa)与通过频带宽度的关系的图。更详细地讲，图8的(a)是表示阻抗补偿电路12a的特性导纳Yoa与通过频带宽度的关系的图。这里，通过频带宽度是指在载波放大器CA的通过特性中不比规定值(例如，从中心频率下的通过特性仅劣化了规定值的值)衰减地通过的频率宽度。图8的(b)是表示图8的(a)中的各点(A：无补偿，B：补偿最优，C：补偿界限，D：补偿过多)的阻抗补偿电路12a的阻抗Za、以及阻抗Za和阻抗Zd的合成阻抗Zx的值的例子的图。
图8的(a)中的点A(无补偿)是没有设置阻抗补偿电路12a的状态。在该状态下，合成阻抗Zx与从连接点X看第二传送线路L2时的阻抗Zd一致，所以如图8的(b)所示，具有虚部(这里，是正符号的虚部)。结果，如图8的(a)所示，通过频带宽度为比点B(补偿最优)的值更小的值(即，窄带)。
图8的(b)中的点B(补偿最优)是设置阻抗补偿电路12a、从连接点X看阻抗补偿电路12a时的阻抗Za的虚部与从连接点X看第二传送线路L2时的阻抗Zd的虚部相互抵消的状态。即是阻抗补偿电路12a发挥最优的补偿功能的状态。在该状态下，合成阻抗Zx如图8的(b)所示，仅具有实部。结果，如图8的(a)所示，通过频带宽度成为最大(即，宽带)。
图8的(b)中的点C(补偿界限)是设置阻抗补偿电路12a、从连接点X看阻抗补偿电路12a时的阻抗Za的虚部的量相对于从连接点X看第二传送线路L2时的阻抗Zd的虚部的量超过了一定量的状态。即，是作为阻抗补偿电路12a能够有效地发挥补偿功能的界限的状态。在该状态下，合成阻抗Zx如图8的(b)所示，具有虚部(这里，负符号的虚部)。结果，如图8的(a)所示，通过频带宽度与点A处的值相同。
图8的(b)中的点D(补偿过多)是设置阻抗补偿电路12a、从连接点X看阻抗补偿电路12a时的阻抗Za的虚部的量大幅超过了从连接点X看第二传送线路L2时的阻抗Zd的虚部的量的状态。在该状态下，合成阻抗Zx如图8的(b)所示，具有较大的虚部(这里，较大的负符号的虚部)。结果，如图8的(a)所示，通过频带宽度比点A处的值小。
另外，图8的(a)中的从点A依次变化为点B、点C、点D，是使从连接点X看阻抗补偿电路12a时的阻抗Za的虚部的量变大，在阻抗补偿电路12a由开路短截线构成的情况下，相当于使阻抗补偿电路12a的特性导纳Yoa变大(参照图8的(b))。因此，如图8的(a)所示，通过使阻抗补偿电路12a的特性导纳Yoa变大，可以说关于通过频带宽度，从点A起以点B、点C、点D的顺序变化。
根据这些可知，为了使阻抗补偿电路12a有效地发挥补偿功能，需要包含在点A～点C的范围中，所以阻抗补偿电路12a的特性导纳Yoa必须是比相当于点C的值小的值。
但是，图8的(a)所示的阻抗补偿电路12a的特性导纳Yoa与通过频带宽度的关系需要考虑依赖于从载波放大器CA的输出端子看第一传送线路L1时的反射系数Γc这一点。
图9是表示有关实施例1的阻抗补偿电路12a的特性导纳Yoa与通过频带宽度的关系依赖于载波放大器CA的输出端子处的反射系数Γc如何变化的图。这里，作为反射系数Γc而表示3个值(0.1，0.168，0.2)的情况。
根据图9可知，随着反射系数Γc变大(即，容许的反射系数Γc的范围变大)，相当于点C(补偿界限)的阻抗补偿电路12a的特性导纳Yoa变小。
图10是表示有关实施例1的阻抗补偿电路12a有效地发挥补偿功能所需要的特性导纳Yoa的范围的图。即，这里表示了图9中的每个反射系数Γc的不超过点C(补偿界限)的阻抗补偿电路12a的特性导纳Yoa的范围。
根据图10可知，为了使阻抗补偿电路12a有效地发挥补偿功能，阻抗补偿电路12a的特性导纳Yoa在以a及b为系数的情况下需要为近似直线(a×Γc+b)以下。
这里，关于系数a(即，近似直线的斜率)、系数b(即，近似直线的截距)，在设载波放大器CA的输出功率为CA、设峰值放大器PA的输出功率为PA的情况下，是依赖于载波放大器CA及峰值放大器PA的最大输出时的输出功率比PA/CA而决定的值。以下，使用图11说明其详细情况。
图11是用来说明依赖于输出功率比PA/CA而决定图10所示的近似直线的系数a及系数b的图。更详细地讲，图11的(a)是表示依赖于输出功率比PA/CA而反射系数Γc与阻抗补偿电路12a有效地发挥补偿功能所需要的特性导纳Yoa的范围的关系如何变化的图。这里，作为输出功率比PA/CA而表示3个值(1.75，1.25，0.75)的情况。根据本图所示的数据，关于反射系数Γc与阻抗补偿电路12a有效地发挥补偿功能所需要的特性导纳Yoa的上限值的关系，如图所示，通过求出近似直线，对于3个输出功率比PA/CA分别求出系数a及系数b的具体值(a1，a2，a3，以及b1，b2，b3)。
此外，图11的(b)是表示由图11的(a)中的近似直线求出的系数a的具体值(a1，a2，a3)与输出功率比PA/CA的关系的图。根据本图所示的数据，通过求出近似直线，计算系数a与输出功率比PA/CA的关系(这里，系数a＝0.0382×(输出功率比PA/CA)－0.0822)。
此外，图11的(c)是表示由图11的(a)中的近似直线求出的系数b的具体值(b1，b2，b3)与输出功率比PA/CA的关系的图。根据本图所示的数据，通过求出近似直线，计算系数b与输出功率比PA/CA的关系(这里，系数b＝0.0346×(输出功率比PA/CA)－0.0033)。
这样，通过确定输出功率比PA/CA，来决定图10的近似直线的系数a及系数b，并通过决定系数a及系数b，来决定根据容许的反射系数Γc计算用于使阻抗补偿电路12a有效地发挥补偿功能的特性导纳Yoa的式(a×Γc+b)。
即，为了使由开路短截线构成的阻抗补偿电路12a有效地发挥补偿功能，在设从第一传送线路L1的两端中的与连接点X相反一侧的一端看第一传送线路L1时的反射系数为Γc、设a及b为系数的情况下，开路短截线的特性导纳Yoa是(a×Γ+b)以下，在设载波放大器CA的输出功率为CA、设峰值放大器PA的输出功率为PA的情况下，系数a及系数b由输出功率比PA/CA的一次式表示。
由此，通过确定容许的反射系数Γc及输出功率比PA/CA，能够决定由开路短截线构成的阻抗补偿电路12a有效地发挥补偿功能所需要的特性导纳Yoa。因此，通过使用这些关系，能够通过由开路短截线构成的阻抗补偿电路12a，与没有阻抗补偿电路12a的状态相比可靠地实现宽带化。
(实施例2)
接着，作为有关本实施方式的高频放大器10具备的阻抗补偿电路12的具体例的另一个，作为实施例2而对阻抗补偿电路12是短路短截线的情况进行说明。
图12是有关实施例2的高频放大器10b的等价电路图。
阻抗补偿电路12b是一端连接于连接点X而另一端接地的、具有规定频带的某个频率(这里，设为中心频率)的1/4波长的电气长度的短路短截线。因此，规定频带中的阻抗补偿电路12b的阻抗Za在频率是0Hz的DC中短路，随着频率变高而相位向相位减小的方向(史密斯圆图中的顺时针方向)旋转，在中心频率下开放。即，阻抗补偿电路12b的阻抗Za在比中心频率低的频率下虚部为正，在比中心频率高的频率下虚部为负。
另一方面，由于如上述那样，第二传送线路L2是具有规定频带的中心频率的1/4波长的电气长度的传送线路，所以从连接点X看第二传送线路L2时的阻抗Zd在比中心频率低的频率下虚部为负，在比中心频率高的频率下虚部为正。
因此，如果设从连接点X看第二传送线路L2时的导纳为Yd(＝1/Zd)，设从连接点X看阻抗补偿电路12b的导纳为Ya(＝1/Za)，则导纳Yd的虚部和导纳Ya的虚部为相反的极性。结果，式1及式2的右边的分母(Yd+Ya)的虚部成为比没有设置阻抗补偿电路12b的情况(在该情况下为Yd)更小的值。即，由式1表示的合成阻抗Zx及由式2表示的负载阻抗Zp的虚部成为更小的值，能够实现高频放大器10b的宽带化。
这样，有关实施例2的高频放大器10b的阻抗补偿电路12b是具有规定频带的某个频率的1/4波长的电气长度且另一端被接地的短路短截线。由此，以简单的电路元件实现能够实现高频放大器10b的宽带化的阻抗补偿电路12b。
另外，通过在短路短截线的接地端连接被高频地短路的接地电容器，能够防止使直流电流通过阻抗补偿电路12b流到接地端。但是，在此情况下，根据需要，需要考虑接地电容器的阻抗成分。
此外，短路短截线的电气长度并不限于1/4波长，只要是在一圈以上的相位旋转中在中心频率下成为开放的短路短截线就可以。在此情况下，也与电气长度为1/4波长的短路短截线的情况同样，能够使合成阻抗Zx的虚部变小。
进而，构成阻抗补偿电路12b的短路短截线不需要是规定频带的中心频率的1/4波长的电气长度。只要是规定频带的重要的某个频率的1/4波长的电气长度就可以。此外，通过使得比中心频率的1/4波长长，能够在比中心频率低的频率下实现宽带化，相反，通过使得比中心频率的1/4波长短，能够在比中心频率高的频率下实现宽带化。
图13是表示有关实施例2的将阻抗补偿电路12b的特性阻抗Zoa作为参数而摆动时的特定频率下的阻抗补偿电路12b的阻抗Za的图。更详细地讲，表示了在阻抗补偿电路12b是将具有1GHz的1/4波长的电气长度的传送线路的一端接地的短路短截线的情况下、将阻抗补偿电路12b的特性阻抗Zoa作为参数而摆动时的用50Ω进行了标准化的850MHz和1150MHz下的阻抗补偿电路12b的阻抗Za。
由图13可知，通过变更阻抗补偿电路12b的特性阻抗Zoa，能够调整阻抗补偿电路12b的阻抗Za的虚部的补偿量。阻抗补偿电路12b的特性阻抗Zoa可取的最优值可以根据作为高频放大器10b的频率特性而被容许的负载的反射系数(更详细地讲，从载波放大器CA的输出端子看第一传送线路L1时的反射系数Γc)的区域来决定。
另外，在阻抗补偿电路12b是短路短截线的本实施例中，阻抗补偿电路12b的特性阻抗Zoa的具体的决定方法也基本上与实施例1是同样的。
即，为了使由短路短截线构成的阻抗补偿电路12b有效地发挥补偿功能，在设从第一传送线路L1的两端中的与连接点X相反一侧的一端看第一传送线路L1时的反射系数为Γc、设a及b为系数的情况下，短路短截线的特性导纳Yoa是(a×Γ+b)以下，在设载波放大器CA的输出功率为CA、设峰值放大器PA的输出功率为PA的情况下，系数a及系数b由输出功率比PA/CA的一次式表示。
由此，通过确定容许的反射系数Γc及输出功率比PA/CA，能够决定由短路短截线构成的阻抗补偿电路12b有效地发挥补偿功能所需要的特性导纳Yoa。因此，通过利用这些关系，能够通过由短路短截线构成的阻抗补偿电路12b，与没有阻抗补偿电路12b的状态相比可靠地实现宽带化。
(实施例3)
接着，作为有关本实施方式的高频放大器10具备的阻抗补偿电路12的具体例的另一个，作为实施例3而对阻抗补偿电路12包括集中常数电路的情况进行说明。
图14是表示有关实施例3的阻抗补偿电路12c的结构例中的、由分布常数电路(即，传送线路)和集中常数电路的串联连接电路构成的例子的电路图。
具体而言，图14的(a)～(c)所示的阻抗补偿电路12c由作为分布常数电路发挥功能的传送线路120、与电容器121及电感器122中的至少一个的集中常数电路的串联连接电路构成。对这些阻抗补偿电路12c而言，与连接点X相反一侧的另一端被接地，作为整体能够发挥与上述实施例2的短路短截线同样的功能。根据这些图14的(a)～(c)所示的阻抗补偿电路12c，通过使用集中常数电路，与仅由传送线路构成的情况相比，有能够使阻抗补偿电路12c小型化的优点。另外，分布常数电路和集中常数电路的连接位置也可以替换。
图14的(d)及(e)所示的阻抗补偿电路12c由连接于连接点X的电容器121及电感器122中的至少一个与作为分布常数电路发挥功能的传送线路120的串联连接电路构成。对这些阻抗补偿电路12c而言，与连接点X相反一侧的另一端被开放，作为整体能够发挥与上述实施例1的开路短截线同样的功能。根据这些图14的(d)及(e)所示的阻抗补偿电路12c，通过使用集中常数电路，与仅由传送线路构成的情况相比，有能够使阻抗补偿电路12c小型化的优点。
图15是表示有关实施例3的阻抗补偿电路12c的结构例中的由并联连接电路构成的例子的电路图。并联连接电路是电感器、电容器、以及作为分布常数电路发挥功能的传送线路中的至少二个的并联连接电路。
具体而言，图15的(a)所示的阻抗补偿电路12c由电感器122及电容器123的串联连接电路与电容器121的并联连接电路构成。图15的(b)所示的阻抗补偿电路12c由电容器121及电感器124的串联连接电路与电感器122的并联连接电路构成。图15的(c)所示的阻抗补偿电路12c由电容器121及电感器124的串联连接电路与电感器122及电容器123的串联连接电路的并联连接电路构成。另外，在这些图中，由图中所示的虚线包围的电路也可以替换为作为分布常数电路发挥功能的传送线路。
对图15的(a)～(c)所示的阻抗补偿电路12c而言，与连接点X相反一侧的另一端被接地，作为整体能够发挥与上述实施例2的短路短截线同样的功能。根据这些图15的(a)～(c)所示的阻抗补偿电路12c，通过使用集中常数电路，与仅由传送线路构成的情况相比，有能够使阻抗补偿电路12c小型化的优点。
(实施例4)
接着，作为有关本实施方式的高频放大器10的具体例的一个，作为实施例4对具备偏压供给电路的高频放大器10c进行说明。
图16是有关实施例4的高频放大器10c的等价电路图。相对于图1所示的有关实施方式的高频放大器10，追加了与阻抗补偿电路12连接的偏压供给电路14。
偏压供给电路14是经由阻抗补偿电路12向载波放大器CA及峰值放大器PA供给偏压的电源。偏压供给电路14为通过与阻抗补偿电路12连接而对阻抗补偿电路12施加偏压的形态。由此，结果阻抗补偿电路12兼具备作为供给偏压的电源的功能，所以不需要载波放大器CA用的偏压线及峰值放大器PA用的偏压线，能够实现作为高频放大器10c整体的小型化。
图17是表示有关实施例4的由偏压供给电路14向阻抗补偿电路12供给偏压的供给形态的各种例的图。
图17的(a)及(b)表示偏压供给电路14经由电感器125向阻抗补偿电路12供给偏压的形态。在图17的(a)中，阻抗补偿电路12的另一端(与连接点X相反一侧的端子)被开放。在图17的(b)中，阻抗补偿电路12的另一端(与连接点X相反一侧的端子)经由电容器126被接地。由于电感器125相对于DC短路，对于高频开放，所以不会高频地对阻抗补偿电路12带来影响。因此，不论阻抗补偿电路12是开路短截线还是短路短截线，在哪种情况下都能够应用偏压供给电路14经由电感器125向阻抗补偿电路12供给偏压的方式。
图17的(c)表示偏压供给电路14直接向阻抗补偿电路12供给偏压的形态。这里，阻抗补偿电路12的另一端(与连接点X相反一侧的端子)经由电容器126被接地。连接在阻抗补偿电路12的另一端上的电容器126由于相对于DC开放，所以不对偏压供给电路14带来影响。因此，在阻抗补偿电路12是短路短截线的情况下能够应用偏压供给电路14直接向阻抗补偿电路12供给偏压的方式。
以上，基于实施方式及实施例1～4对有关本发明的高频放大器进行了说明，但本发明并不限定于这些实施方式及实施例1～4。只要不脱离本发明的主旨，对本实施方式及实施例1～4施以本领域技术人员想到的各种变形后的形态、或将实施方式及实施例1～4的一部分的构成要素组合而构建的其他的形态也包含在本发明的范围内。
例如，有关上述实施方式及实施例1～4的高频放大器是多尔蒂放大器，但也可以是所谓的反向多尔蒂放大器。
图18是应用到所谓的反向多尔蒂放大器中的高频放大器10d的等价电路图。在该高频放大器10d中，第一传送线路L1与第二传送线路L2的连接点X不是与峰值放大器PA的输出端子连接，而是与载波放大器CA的输出端子连接。这样，即使高频放大器10d是所谓的反向多尔蒂放大器，阻抗补偿电路12也具有与高频放大器10d是多尔蒂放大器的情况相同的特征。即，阻抗补偿电路12通过具有上述第一特征，能够实现高频放大器10d的宽带化。此外，阻抗补偿电路12通过具有上述第二特征，与反射系数Γa＝反射系数Γd成立的情况相比能够抑制由阻抗补偿电路12引起的高频放大器10d中的通过损失。此外，上述实施例1～4也能够应用于反向多尔蒂放大器。
此外，在上述实施方式中，阻抗补偿电路12具有第一特征及第二特征，但关于第二特征并不一定是必须的。这是因为，通过使阻抗补偿电路12至少具有第一特征，能够实现高频放大器10的宽带化。
此外，在上述有关实施例3的阻抗补偿电路12c中，作为集中常数电路而使用电容器及电感器，但也可以包含电阻元件。这是因为，在使输出功率衰减等情况下会变得有效。
产业上的可利用性
本发明能够作为高频放大器、特别是作为宽带的高频功率放大器、例如作为在无线通信中使用的宽带的多尔蒂放大器及反向多尔蒂放大器利用。
标号说明
10、10a、10b、10c、10d 高频放大器
12、12a、12b、12c 阻抗补偿电路
120 传送线路
121、123、126 电容器
122、124、125 电感器
CA 载波放大器
PA 峰值放大器
L1 第一传送线路
L2 第二传送线路
R 负载电阻
X 连接点

Claims (13)

1.一种高频放大器，将规定频带的第一信号及第二信号放大并从输出端子输出信号，其中，具备：
载波放大器，将上述第一信号放大；
峰值放大器，将上述第二信号放大；
第一传送线路，连接在上述载波放大器的输出端子与上述峰值放大器的输出端子之间，具有上述规定频带的中心频率的1/4波长的电气长度；
第二传送线路，连接在上述第一传送线路的一端与上述高频放大器的输出端子之间，具有上述中心频率的1/4波长的电气长度；以及
阻抗补偿电路，一端连接于上述第一传送线路与上述第二传送线路的连接点；
在上述中心频率下，从上述连接点看上述阻抗补偿电路时的阻抗的虚部具有与从上述连接点看上述第二传送线路时的阻抗的虚部相反的极性。
2.如权利要求1所述的高频放大器，其中，
从上述连接点看上述阻抗补偿电路时的反射系数大于从上述连接点看上述第二传送线路时的反射系数。
3.如权利要求1或2所述的高频放大器，其中，
上述阻抗补偿电路是具有上述规定频带的某个频率的1/2波长的电气长度且另一端开放的开路短截线。
4.如权利要求3所述的高频放大器，其中，
在设从上述第一传送线路的两端中的与上述连接点相反一侧的一端看上述第一传送线路时的反射系数为Γ、设a及b为系数的情况下，上述开路短截线的特性导纳是(a×Γ+b)以下；
在设上述载波放大器的输出功率为CA、设上述峰值放大器的输出功率为PA的情况下，上述a及上述b由PA/CA的一次式表示。
5.如权利要求1或2所述的高频放大器，其中，
上述阻抗补偿电路是具有上述规定频带的某个频率的1/4波长的电气长度且另一端接地的短路短截线。
6.如权利要求5所述的高频放大器，其中，
在设从上述第一传送线路的两端中的与上述连接点相反一侧的一端看上述第一传送线路时的反射系数为Γ、设a及b为系数的情况下，上述短路短截线的特性导纳是(a×Γ+b)以下；
在设上述载波放大器的输出功率为CA、设上述峰值放大器的输出功率为PA的情况下，上述a及上述b由PA/CA的一次式表示。
7.如权利要求1所述的高频放大器，其中，
上述阻抗补偿电路包括如下串联连接电路，该串联连接电路是电感器及电容器中的至少一个与作为分布常数电路发挥功能的传送线路的串联连接电路。
8.如权利要求7所述的高频放大器，其中，
上述串联连接电路包括连接在上述阻抗补偿电路的另一端上的传送线路；
上述阻抗补偿电路的另一端开放。
9.如权利要求1所述的高频放大器，其中，
上述阻抗补偿电路包括如下并联连接电路，该并联连接电路是电感器、电容器及作为分布常数电路发挥功能的传送线路中的至少两个的并联连接电路。
10.如权利要求1～9中任一项所述的高频放大器，其中，
还具备对上述阻抗补偿电路施加偏压的偏压供给电路。
11.如权利要求10所述的高频放大器，其中，
上述阻抗补偿电路的另一端开放；
上述偏压供给电路具有电感器，并经由上述电感器对上述阻抗补偿电路施加上述偏压。
12.如权利要求10所述的高频放大器，其中，
在上述阻抗补偿电路的另一端，连接将上述另一端接地的电容器；
上述偏压供给电路具有电感器，并经由上述电感器对上述阻抗补偿电路施加上述偏压。
13.如权利要求10所述的高频放大器，其中，
在上述阻抗补偿电路的另一端，连接将上述另一端接地的电容器；
上述偏压供给电路对上述阻抗补偿电路的另一端施加上述偏压。
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