JPWO2018151020A1 - 高周波増幅器 - Google Patents

Abstract

高周波増幅器（１０）は、第一信号を増幅するキャリアアンプ（ＣＡ）と、第二信号を増幅するピークアンプ（ＰＡ）と、キャリアアンプ（ＣＡ）の出力端子（ＯＵＴ）とピークアンプ（ＰＡ）の出力端子（ＯＵＴ）との間に接続された所定の周波数帯の中心周波数の１／４波長の電気長を有する第一伝送線路（Ｌ１）と、第一伝送線路（Ｌ１）の一端と出力端子（ＯＵＴ）との間に接続された中心周波数の１／４波長の電気長を有する第二伝送線路（Ｌ２）と、第一伝送線路（Ｌ１）と第二伝送線路（Ｌ２）との接続点（Ｘ）に一端が接続されたインピーダンス補償回路（１２）とを備え、中心周波数において、接続点（Ｘ）からインピーダンス補償回路（１２）を見たインピーダンスの虚部は、接続点（Ｘ）から第二伝送線路（Ｌ２）を見たインピーダンスの虚部と反対の極性を有する。

Description

本発明は、高周波増幅器に関し、特に、ドハティ増幅器に代表される高周波増幅器に関する。

無線通信等に用いられる高効率な高周波増幅器として、ＡＢ級動作又はＢ級動作をするキャリアアンプと、Ｃ級動作をするピークアンプとを組み合わせて構成されるドハティ増幅器が用いられる。ドハティ増幅器では、出力電力が低い動作領域では、キャリアアンプだけが動作し、出力電力が高い動作領域では、キャリアアンプとピークアンプの両方が動作し、キャリアアンプ及びピークアンプの出力信号が合成される。

出力信号の合成のために、ドハティ増幅器では、キャリアアンプの出力端子とピークアンプの出力端子との間に、通信周波数帯における中心周波数の１／４波長の電気長を有する第一伝送線路が接続され、第一伝送線路とピークアンプとの接続点と、ドハティ増幅器の出力端子との間に、通信周波数帯における中心周波数の１／４波長の電気長を有する第二伝送線路が接続される。

ここで、キャリアアンプの出力端子から負荷側を見たインピーダンス（以下、ある点から負荷側を見たインピーダンスを「負荷インピーダンス」ともいう）は、通信周波数帯における中心周波数では、実部だけをもつ。ところが、通信周波数帯における中心周波数以外の周波数では、第一伝送線路及び第二伝送線路の位相特性によって、中心周波数より低い周波数では、キャリアアンプの負荷インピーダンスの虚部が正となり、中心周波数より高い周波数では、キャリアアンプの負荷インピーダンスの虚部が負となる。このような負荷インピーダンスの虚部の広がりは、ドハティ増幅器の周波数特性を悪化させ、ドハティ増幅器の広帯域化を妨げる原因となっている。

そこで、従来、ドハティ増幅器の広帯域化を図るために、様々な技術が提案されている（例えば、特許文献１、２参照）。

特許文献１の技術では、第一伝送線路と第二伝送線路との接続点と、ピークアンプの出力端子との間に、通信周波数帯における中心周波数の１／２波長の電気長を有する第三伝送線路が接続される。これにより、ピークアンプが動作しないドハティ増幅器の出力電力が低い動作領域においては、第三伝送線路の周波数特性により、キャリアアンプの負荷インピーダンスの周波数特性が補償され、これにより、ドハティ増幅器の広帯域化が図られる。

また、特許文献２の技術では、第一伝送線路と第二伝送線路との接続点と、ピークアンプの出力端子との間に、通信周波数帯における中心周波数の１／２波長の電気長を有する第三伝送線路を構成する、直列に接続された第四伝送線路及び第五伝送線路が接続される。第四伝送線路及び第五伝送線路のうち、ピークアンプに近い第五伝送線路の特性インピーダンスを第四伝送線路の特性インピーダンスよりも低くしておくことで、ピークアンプの負荷インピーダンスの周波数特性が補償され、これにより、ドハティ増幅器の広帯域化が図られる。

特開２０１４−１９７７５５号公報 国際公開第２０１６／０９８２２３号

しかしながら、特許文献１及び２の技術では、キャリアアンプとピークアンプの両方が動作するドハティ増幅器の出力電力が高い動作領域においては、キャリアアンプの出力信号が第三伝送線路に流れなくなるために、キャリアアンプの負荷インピーダンスの周波数特性が補償されなくなる。そのために、このような出力電力が高い動作領域においては、依然として、ドハティ増幅器の広帯域化が妨げられる。つまり、特許文献１及び２の技術では、ドハティ増幅器の広帯域化が十分ではないという問題がある。

そこで、本発明は、従来よりも広帯域化を可能にする高周波増幅器を提供することを目的とする。

上記目的を達成するために、本発明の一形態に係る高周波増幅器は、所定の周波数帯の第一信号及び第二信号を増幅して出力端子から信号を出力する高周波増幅器であって、前記第一信号を増幅するキャリアアンプと、前記第二信号を増幅するピークアンプと、前記キャリアアンプの出力端子と前記ピークアンプの出力端子との間に接続された前記所定の周波数帯の中心周波数の１／４波長の電気長を有する第一伝送線路と、前記第一伝送線路の一端と前記高周波増幅器の出力端子との間に接続された前記中心周波数の１／４波長の電気長を有する第二伝送線路と、前記第一伝送線路と前記第二伝送線路との接続点に一端が接続されたインピーダンス補償回路とを備え、前記中心周波数において、前記接続点から前記インピーダンス補償回路を見たインピーダンスの虚部は、前記接続点から前記第二伝送線路を見たインピーダンスの虚部と反対の極性を有する。

本発明により、従来よりも広帯域化を可能にする高周波増幅器が提供される。

図１は、実施の形態に係る高周波増幅器の等価回路図である。 図２は、実施の形態に係る高周波増幅器が備えるインピーダンス補償回路の反射係数と通過損失との関係を示す図である。 図３は、実施例１に係る高周波増幅器の等価回路図である。 図４は、実施例１に係るオープンスタブの電気長を所定の周波数帯の中心周波数に対して１／２波長とした場合のキャリアアンプの負荷インピーダンス等の例を示す図である。 図５は、実施例１に係るオープンスタブの電気長を所定の周波数帯の中心周波数に対する１／２波長よりも１０°の位相だけ長くした場合のキャリアアンプの負荷インピーダンスの実部の例を示す図である。 図６は、実施例１に係るオープンスタブの電気長を所定の周波数帯の中心周波数に対する１／２波長よりも１０°の位相だけ短くした場合のキャリアアンプの負荷インピーダンスの実部の例を示す図である。 図７は、実施例１に係るインピーダンス補償回路の特性インピーダンスをパラメータとして振ったときの特定の周波数でのインピーダンス補償回路のインピーダンスを示す図である。 図８は、実施例１に係るインピーダンス補償回路の特性アドミッタンスと通過帯域幅との関係を説明する図である。 図９は、実施例１に係るインピーダンス補償回路の特性アドミッタンスと通過帯域幅との関係が、キャリアアンプの出力端子での反射係数に依存して、どのように変化するかを示す図である。 図１０は、実施例１に係るインピーダンス補償回路が有効に補償機能を発揮するのに必要な特性アドミッタンスの範囲を示す図である。 図１１は、図１０に示される近似直線の係数ａ及び係数ｂが出力電力比ＰＡ／ＣＡに依存して定まることを説明するための図である。 図１２は、実施例２に係る高周波増幅器の等価回路図である。 図１３は、実施例２に係るインピーダンス補償回路の特性インピーダンスをパラメータとして振ったときの特定の周波数でのインピーダンス補償回路のインピーダンスを示す図である。 図１４は、実施例３に係るインピーダンス補償回路の構成例のうち、分布定数回路と集中定数回路との直列接続回路で構成される例を示す回路図である。 図１５は、実施例３に係るインピーダンス補償回路の構成例のうち、並列接続回路で構成される例を示す回路図である。 図１６は、実施例４に係る高周波増幅器の等価回路図である。 図１７は、実施例４に係るバイアス供給回路によるインピーダンス補償回路へのバイアス電圧の供給形態の各種例を示す図である。 図１８は、いわゆる逆ドハティ増幅器に適用した高周波増幅器の等価回路図である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて詳細に説明する。なお、以下で説明する実施の形態は、いずれも本発明の一具体例を示すものである。以下の実施の形態で示される周波数、インピーダンス、特性インピーダンス、回路部品の個数等の数値、回路部品の材料等は、一例であり、本発明を限定する主旨ではない。また、以下の実施の形態における構成要素のうち、本発明の最上位概念を示す独立請求項に記載されていない構成要素については、任意の構成要素として説明される。また、各図は、必ずしも厳密に図示したものではない。各図において、実質的に同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略又は簡略化する場合がある。

（実施の形態）
図１は、実施の形態に係る高周波増幅器１０の等価回路図である。なお、本図では、高周波増幅器１０の出力端子ＯＵＴに接続された負荷抵抗Ｒ（例えば、５０Ω）も併せて図示されている。また、図中の屈曲した矢印とその近くに記された符号Ｚｉ（ｉは、ｃ、ｘ、ａ、ｄ又はｐ）は、その箇所から矢印の方向に見たときのインピーダンスを示す。また、部品中に記された符号Ｚｏｉ（ｉは、１、２又はａ）は、その部品の特性インピーダンスを示す。

高周波増幅器１０は、所定の周波数帯の第一信号及び第二信号を増幅して出力端子ＯＵＴから信号を出力するドハティ増幅器であって、キャリアアンプＣＡ、ピークアンプＰＡ、第一伝送線路Ｌ１、第二伝送線路Ｌ２、及び、インピーダンス補償回路１２を備える。なお、本図では、高周波増幅器１０に入力された信号を第一信号及び第二信号に分配する分配器、及び、その分配器とピークアンプＰＡの入力端子との間に挿入される所定の周波数帯の中心周波数の１／４波長の電気長を有する伝送線路等の図示が省略されている。また、所定の周波数帯は、通信に用いられる周波数帯であり、例えば、無線通信に用いられる３ＴＨｚ以下の周波数帯である。

キャリアアンプＣＡは、第一信号を増幅するアンプであり、ＡＢ級動作又はＢ級動作をする。キャリアアンプＣＡは、高周波増幅器１０の出力電力の全ての動作領域で、動作する。

ピークアンプＰＡは、第二信号を増幅するアンプであり、Ｃ級動作をする。ピークアンプＰＡは、高周波増幅器１０の出力電力の高い動作領域で、動作する。具体的には、ピークアンプＰＡは、キャリアアンプＣＡが飽和動作に入る前から動作し始め、その状態よりも高周波増幅器１０の出力電力が高い動作領域で動作する。なお、ピークアンプＰＡは、ピークアンプＰＡが動作しない高周波増幅器１０の出力電力が低い動作領域においては、ピークアンプＰＡ側のインピーダンス（つまり、接続点ＸからピークアンプＰＡを見たインピーダンス）が開放となるように、設計されている。

なお、キャリアアンプＣＡ及びピークアンプＰＡのそれぞれには、増幅器だけでなく、増幅器の出力インピーダンスを所定値（例えば、５０Ω）に合わせるための出力整合回路も含まれている。つまり、キャリアアンプＣＡ及びピークアンプＰＡは、出力インピーダンスが所定値（例えば、５０Ω）で最大出力が得られるように設計されている。また、キャリアアンプＣＡ及びピークアンプＰＡを構成する増幅器は、具体的には、ＧａＮ、ＧａＡｓ、ＳｉＧｅ、Ｓｉ等からなるＦＥＴ又はＢＪＴ等の高周波増幅をするデバイスで構成される。また、キャリアアンプＣＡ及びピークアンプＰＡには、伝送線路等の分布定数回路、並びに、コンデンサ及びインダクタ等の集中定数回路が含まれてもよい。

第一伝送線路Ｌ１は、キャリアアンプＣＡの出力端子とピークアンプＰＡの出力端子との間に接続され、所定の周波数帯の中心周波数の１／４波長の電気長を有する伝送線路である。第一伝送線路Ｌ１の特性インピーダンスＺｏ１は、キャリアアンプＣＡの出力インピーダンスに整合した所定値（例えば、５０Ω）である。

第二伝送線路Ｌ２は、第一伝送線路Ｌ１の一端（接続点Ｘ）と高周波増幅器１０出力端子ＯＵＴとの間に接続され、所定の周波数帯の中心周波数の１／４波長の電気長を有する伝送線路である。第二伝送線路Ｌ２の特性インピーダンスＺｏ２は、第一伝送線路Ｌ１と第二伝送線路Ｌ２との接続点Ｘでのインピーダンス（例えば、キャリアアンプＣＡ及びピークアンプＰＡの出力インピーダンス（５０Ω）の並列接続による２５Ω）を負荷抵抗Ｒ（例えば、５０Ω）に変換する値（例えば、３５．３６Ω（＝（２５Ω×５０Ω）の平方根））である。

インピーダンス補償回路１２は、第一伝送線路Ｌ１と第二伝送線路Ｌ２との接続点Ｘに一端が接続され、キャリアアンプＣＡ及びピークアンプＰＡの負荷インピーダンスの周波数特性を補償する回路である。インピーダンス補償回路１２は、第一の特徴として、所定の周波数帯の中心周波数において、接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２を見たインピーダンスＺａの虚部が、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たインピーダンスＺｄの虚部と反対の極性となるようなインピーダンスを有する。また、インピーダンス補償回路１２は、第二の特徴として、接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２を見た反射係数が、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見た反射係数よりも大きくなるように、その特性インピーダンスＺｏａが設定されている。なお、インピーダンス補償回路１２は、伝送線路等の分布定数回路であってもよいし、コンデンサ及びインダクタ等の集中定数回路であってもよいし、分布定数回路と集中定数回路とが混在した回路であってもよい。具体的な回路構成は、実施例１〜３として後述する。

なお、高周波増幅器１０で用いられる伝送線路は、例えば、マイクロストリップラインであり、半導体系、セラミック系又は樹脂系等の一般的な高周波回路に用いられる基板材料と、電気的特性に優れたＣｕ等の材料からなる高周波信号を伝送する伝送ラインとで構成される。

以上のように構成された本実施の形態に係る高周波増幅器１０の動作は、次の通りである。

（１）ピークアンプＰＡが動作しない高周波増幅器１０の出力電力が低い動作領域
ピークアンプＰＡが動作しない高周波増幅器１０の出力電力が低い動作領域では、上述したように、ピークアンプＰＡ側のインピーダンスは、開放となる。よって、キャリアアンプＣＡ側（第一伝送線路Ｌ１の両端子のうちキャリアアンプＣＡと接続されていない側の端子）から接続点Ｘを見たインピーダンスＺｘは、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たインピーダンスＺｄと接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２を見たインピーダンスＺａとの並列インピーダンスとなる（以下、インピーダンスＺｘを「合成インピーダンスＺｘ」ともいう）。よって、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たアドミッタンスをＹｄ（＝１／Ｚｄ）とし、接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２を見たアドミッタンスをＹａ（＝１／Ｚａ）とすると、合成インピーダンスＺｘは、次の式１で表される。

Ｚｘ＝１／（Ｙｄ＋Ｙａ） （式１）

ここで、上述したインピーダンス補償回路１２の第一の特徴より、所定の周波数帯の中心周波数において、インピーダンスＺａの虚部は、インピーダンスＺｄの虚部と反対の極性である。よって、アドミッタンスＹｄの虚部とアドミッタンスＹａの虚部とは、反対の極性となる。その結果、式１の右辺の分母（Ｙｄ＋Ｙａ）の虚部は、インピーダンス補償回路１２が設けられていない場合（この場合は、Ｙｄ）に比べ、より小さな値となる。つまり、式１で表される合成インピーダンスＺｘの虚部は、インピーダンス補償回路１２が設けられていない場合に比べ、より小さな値となり、高周波増幅器１０の広帯域化が可能となる。このように、インピーダンス補償回路１２によって、キャリアアンプＣＡの負荷インピーダンスの周波数特性が補償される。

（２）キャリアアンプＣＡ及びピークアンプＰＡが動作する高周波増幅器１０の出力電力が高い動作領域
キャリアアンプＣＡ及びピークアンプＰＡが動作する高周波増幅器１０の出力電力が高い動作領域では、ピークアンプＰＡの負荷インピーダンスＺｐは、インピーダンスＺｄとインピーダンスＺａとの並列インピーダンスとなり、次の式２で表される。

Ｚｐ＝１／（Ｙｄ＋Ｙａ） （式２）

よって、上記（１）ピークアンプＰＡが動作しない高周波増幅器１０の出力電力が低い動作領域の場合と同様に、インピーダンス補償回路１２の第一の特徴より、アドミッタンスＹｄの虚部とアドミッタンスＹａの虚部とは反対の極性となり、式２の右辺の分母（Ｙｄ＋Ｙａ）の虚部は、インピーダンス補償回路１２が設けられていない場合（この場合は、Ｙｄ）に比べ、より小さな値となる。その結果、式２で表される負荷インピーダンスＺｐの虚部は、インピーダンス補償回路１２が設けられていない場合に比べ、より小さな値となり、高周波増幅器１０の広帯域化が可能となる。このように、インピーダンス補償回路１２によって、ピークアンプＰＡの負荷インピーダンスＺｐの周波数特性が補償される。

なお、この出力電力が高い動作領域では、キャリアアンプＣＡからの出力信号は、ピークアンプＰＡに流れないので、合成インピーダンスＺｘは、上記式１と同じ結果となる。よって、インピーダンス補償回路１２によって、キャリアアンプＣＡに対しても負荷インピーダンスの周波数特性が補償される。

以上のように、本実施の形態に係る高周波増幅器１０は、所定の周波数帯の第一信号及び第二信号を増幅して出力端子ＯＵＴから信号を出力するドハティ増幅器であって、第一信号を増幅するキャリアアンプＣＡと、第二信号を増幅するピークアンプＰＡと、キャリアアンプＣＡの出力端子とピークアンプＰＡの出力端子との間に接続された周波数帯の中心周波数の１／４波長の電気長を有する第一伝送線路Ｌ１と、第一伝送線路Ｌ１の一端と出力端子ＯＵＴとの間に接続された中心周波数の１／４波長の電気長を有する第二伝送線路Ｌ２と、第一伝送線路Ｌ１と第二伝送線路Ｌ２との接続点Ｘに一端が接続されたインピーダンス補償回路１２とを備え、中心周波数において、接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２を見たインピーダンスの虚部は、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たインピーダンスの虚部と反対の極性を有する。

これにより、ピークアンプＰＡが動作しない高周波増幅器１０の出力電力が低い動作領域だけでなく、キャリアアンプＣＡ及びピークアンプＰＡが動作する高周波増幅器１０の出力電力が高い動作領域においても、キャリアアンプＣＡ及びピークアンプＰＡの負荷インピーダンスの周波数特性が補償され、高周波増幅器１０の広帯域化が可能になる。

次に、実施の形態に係る高周波増幅器１０が備えるインピーダンス補償回路１２の反射係数と通過損失との関係を説明する。

図２は、実施の形態に係る高周波増幅器１０が備えるインピーダンス補償回路１２の反射係数と通過損失との関係を示す図である。横軸は、接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２を見た反射係数Γａを示す。ここで、反射係数Γａは、第二伝送線路Ｌ２の特性インピーダンスＺｏ２で正規化された値（＝（Ｚｏａ−Ｚｏ２）／（Ｚｏａ＋Ｚｏ２））である。横軸の反射係数Γａについては、インピーダンス補償回路１２の特性インピーダンスＺｏａを第二伝送線路Ｌ２の特性インピーダンスＺｏ２と同じ値からスミスチャートの実軸上をオープンまで変化させることで、０．０から１．０まで振っている。縦軸は、インピーダンス補償回路１２の反射係数Γａに起因する通過損失（ｄＢ）を示し、下方ほど、大きな通過損失を示す。

なお、図中のΓｄは、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見た反射係数であり、第二伝送線路Ｌ２の特性インピーダンスＺｏ２で正規化された値であるので、所定の周波数帯の中心周波数では、ゼロである。よって、反射係数Γａが０．０である場合には、Γａ＝Γｄが成り立ち、反射係数Γａが０．０よりも大きい場合には、Γａ＞Γｄが成り立ち、さらに反射係数Γａが１．０に近づくと、Γａ＞＞Γｄが成り立つ。

図２のグラフから分かるように、反射係数Γａが０．０から１．０に近づくに従って、通過損失は、減少する。つまり、Γａ＝Γｄが成り立つ場合に比べ、Γａ＞Γｄが成り立つ領域、さらには、Γａ＞＞Γｄが成り立つ領域において、通過損失が小さくなる。

このことから、本実施の形態に係る高周波増幅器１０では、インピーダンス補償回路１２は、第二の特徴として、接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２を見た反射係数Γａが、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見た反射係数Γｄよりも大きくなるように、その特性インピーダンスＺｏａが設定（例えば、Ｚｏａ≠Ｚｏ２）されている。これにより、インピーダンス補償回路１２の反射係数Γａに起因する通過損失は、反射係数Γａ＝反射係数Γｄが成り立つ場合に比べ、抑制される。

（実施例１）
次に、本実施の形態に係る高周波増幅器１０が備えるインピーダンス補償回路１２の具体例の一つとして、インピーダンス補償回路１２がオープンスタブである場合について、実施例１として、説明する。

図３は、実施例１に係る高周波増幅器１０ａの等価回路図である。

インピーダンス補償回路１２ａは、一端が接続点Ｘに接続され、他端が開放された、所定の周波数帯のいずれかの周波数（ここでは、中心周波数とする）の１／２波長の電気長を有するオープンスタブである。このことから、所定の周波数帯におけるインピーダンス補償回路１２ａのインピーダンスＺａは、周波数が０ＨｚであるＤＣにおいて開放となり、周波数が高くなるにつれて位相が減少する方向（スミスチャートにおける時計回り）に位相が回転し、中心周波数で再び開放となる。つまり、インピーダンス補償回路１２ａのインピーダンスＺａは、中心周波数より低い周波数では虚部が正となり、中心周波数より高い周波数では虚部が負となる。

一方、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たインピーダンスＺｄは、第二伝送線路Ｌ２が所定の周波数帯の中心周波数の１／４波長の電気長を有する伝送線路であることから、中心周波数より低い周波数では虚部が負となり、中心周波数より高い周波数では虚部が正となる。

よって、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たアドミッタンスをＹｄ（＝１／Ｚｄ）とし、接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２ａを見たアドミッタンスをＹａ（＝１／Ｚａ）とすると、アドミッタンスＹｄの虚部とアドミッタンスＹａの虚部とは、反対の極性となる。その結果、式１及び式２の右辺の分母（Ｙｄ＋Ｙａ）の虚部は、インピーダンス補償回路１２ａが設けられていない場合（この場合は、Ｙｄ）に比べ、より小さな値となる。つまり、式１で表される合成インピーダンスＺｘ、及び、式２で表される負荷インピーダンスＺｐの虚部はより小さな値となり、高周波増幅器１０ａの広帯域化が可能となる。

このように、実施例１に係る高周波増幅器１０ａのインピーダンス補償回路１２ａは、所定の周波数帯のいずれかの周波数の１／２波長の電気長を有する、他端が開放されたオープンスタブである。これにより、簡単な回路素子で、高周波増幅器１０ａの広帯域化を可能にするインピーダンス補償回路１２ａが実現される。

なお、インピーダンス補償回路１２ａを構成するオープンスタブは、所定の周波数帯の中心周波数に対して１／２波長の電気長である必要はない。所定の周波数帯の重要となるいずれかの周波数に対して１／２波長の電気長であればよい。また、中心周波数に対する１／２波長よりも長くすることで、中心周波数よりも低い周波数において広帯域化を可能し、逆に、中心周波数に対する１／２波長よりも短くすることで、中心周波数よりも高い周波数において広帯域化を可能にできる。

図４は、実施例１に係るオープンスタブの電気長を所定の周波数帯の中心周波数に対して１／２波長とした場合のキャリアアンプＣＡの負荷インピーダンスＺｃ等の例を示す図である。より詳しくは、インピーダンス補償回路１２ａを構成するオープンスタブの電気長を、所定の周波数帯の中心周波数（ここでは、１．０ＧＨｚ）に対して１／２波長とした場合における、ピークアンプＰＡが非動作であるときのキャリアアンプＣＡの負荷インピーダンスＺｃの実部（図４の（ａ））と、第二伝送線路Ｌ２のインピーダンスＺｄの虚部（図４の（ｂ））と、インピーダンス補償回路１２ａのインピーダンスＺａの虚部（図４の（ｃ））の例が示されている。図４の（ｂ）及び（ｃ）から分かるように、第二伝送線路Ｌ２のインピーダンスＺｄの虚部と、インピーダンス補償回路１２ａのインピーダンスＺａの虚部とは、反対極性になっている。その結果、図４の（ａ）から分かるように、キャリアアンプＣＡの負荷インピーダンスＺｃの実部は、中心周波数（ここでは、１．０ＧＨｚ）を中心として、高い周波数側、及び、低い周波数側に対して、略等しい周波数幅で平坦となっており、高周波増幅器１０ａが広帯域化されていることが分かる。

図５は、実施例１に係るオープンスタブの電気長を所定の周波数帯の中心周波数に対する１／２波長よりも１０°の位相だけ長くした場合のキャリアアンプＣＡの負荷インピーダンスＺｃの実部の例を示す図である。より詳しくは、インピーダンス補償回路１２ａを構成するオープンスタブの電気長が、所定の周波数帯の中心周波数（ここでは、１．０ＧＨｚ）に対する１／２波長よりも１０°の位相だけ長い場合で、ピークアンプＰＡが非動作であるときのキャリアアンプＣＡの負荷インピーダンスＺｃの実部の例が示されている。図４の（ａ）に比べ、中心周波数よりも低域側において、負荷インピーダンスＺｃの実部が持ち上がっており、広帯域化が図られている。

図６は、実施例１に係るオープンスタブの電気長を所定の周波数帯の中心周波数に対する１／２波長よりも１０°の位相だけ短くした場合のキャリアアンプＣＡの負荷インピーダンスＺｃの実部の例を示す図である。より詳しくは、インピーダンス補償回路１２ａを構成するオープンスタブの電気長が、所定の周波数帯の中心周波数（ここでは、１．０ＧＨｚ）に対する１／２波長よりも１０°の位相だけ短い場合で、ピークアンプＰＡが非動作であるときのキャリアアンプＣＡの負荷インピーダンスＺｃの実部の例が示されている。図４の（ａ）に比べ、中心周波数よりも高域側において、負荷インピーダンスＺｃの実部が持ち上がっており、広帯域化が図られている。

なお、ドハティ増幅器では、使用されるデバイスのインピーダンス特性や効率特性により、ピークアンプＰＡとキャリアアンプＣＡの最大出力時の出力電力比を１：１とした対称動作だけではなく、０．７５：１〜１．７５：１とした非対称動作となる様な調整がなされる場合がある。さらには、キャリアアンプＣＡおよびピークアンプＰＡの出力インピーダンスは、５０Ω以外のインピーダンスが選択される場合もある。よって、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たインピーダンスＺｄはドハティ増幅器を設計する上で常に固定の値を取るわけではない。

この様な状況に対応するために、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たインピーダンスＺｄを、キャリアアンプＣＡとピークアンプＰＡとの合成インピーダンスＺｘに一致させるために、第二伝送線路Ｌ２の特性インピーダンスＺｏ２の調整が行われる。このとき、インピーダンスＺｄの虚部の周波数特性は、インピーダンス変換としての第二伝送線路Ｌ２の特性インピーダンスＺｏ２に依存するので、インピーダンス補償回路１２ａの虚部の補償量は、第二伝送線路Ｌ２の特性インピーダンスＺｏ２に応じた値であることが望ましい。

図７は、実施例１に係るインピーダンス補償回路１２ａの特性インピーダンスＺｏａをパラメータとして振ったときの特定の周波数でのインピーダンス補償回路１２ａのインピーダンスＺａを示す図である。より詳しくは、インピーダンス補償回路１２ａが１ＧＨｚに対して１／２波長となる電気長を有する伝送線路の一端を開放したオープンスタブである場合に、インピーダンス補償回路１２ａの特性インピーダンスＺｏａをパラメータとして振ったときの、５０Ωで正規化された８５０ＭＨｚと１１５０ＭＨｚでのインピーダンス補償回路１２ａのインピーダンスＺａが示されている。

図７から分かるように、インピーダンス補償回路１２ａの特性インピーダンスＺｏａを変更することで、インピーダンス補償回路１２ａのインピーダンスＺａの虚部の補償量を調整することができる。インピーダンス補償回路１２ａの特性インピーダンスＺｏａのとりうる最適値は、高周波増幅器１０ａの周波数特性として許容される負荷の反射係数（より詳しくは、キャリアアンプＣＡの出力端子から第一伝送線路Ｌ１を見た反射係数Γｃ）の領域に応じて決めることができる。

以下では、インピーダンス補償回路１２ａがオープンスタブである本実施例における、インピーダンス補償回路１２ａの特性インピーダンスＺｏａの具体的な決め方を説明する。

図８は、実施例１に係るインピーダンス補償回路１２ａの特性アドミッタンスＹｏａ（＝１／Ｚｏａ）と通過帯域幅との関係を説明する図である。より詳しくは、図８の（ａ）は、インピーダンス補償回路１２ａの特性アドミッタンスＹｏａと通過帯域幅との関係を示す図である。ここで、通過帯域幅とは、キャリアアンプＣＡの通過特性において所定値（例えば、中心周波数での通過特性から規定値だけ劣化した値）よりも減衰させないで通過させる周波数幅である。図８の（ｂ）は、図８の（ａ）における各点（Ａ：補償無し、Ｂ：補償最適、Ｃ：補償限界、Ｄ：補償過多）におけるインピーダンス補償回路１２ａのインピーダンスＺａ、及び、インピーダンスＺａとインピーダンスＺｄとの合成インピーダンスＺｘの値の例を示す図である。

図８の（ａ）における点Ａ（補償無し）は、インピーダンス補償回路１２ａが設けられていない状態である。この状態では、合成インピーダンスＺｘは、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たインピーダンスＺｄと一致するので、図８の（ｂ）に示されるように、虚部（ここでは、プラス符号の虚部）を有する。その結果、図８の（ａ）に示されるように、通過帯域幅は、点Ｂ（補償最適）における値に比べて、小さい値（つまり、狭帯域）となる。

図８の（ｂ）における点Ｂ（補償最適）は、インピーダンス補償回路１２ａが設けられ、接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２ａを見たインピーダンスＺａの虚部と接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たインピーダンスＺｄの虚部とが相殺し合っている状態である。つまり、インピーダンス補償回路１２ａが最適な補償機能を発揮している状態である。この状態では、合成インピーダンスＺｘは、図８の（ｂ）に示されるように、実部だけを有する。その結果、図８の（ａ）に示されるように、通過帯域幅は、最大（つまり、広帯域）となる。

図８の（ｂ）における点Ｃ（補償限界）は、インピーダンス補償回路１２ａが設けられ、接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２ａを見たインピーダンスＺａの虚部の量が接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たインピーダンスＺｄの虚部の量を一定量だけ上回った状態である。つまり、インピーダンス補償回路１２ａが有効に補償機能を発揮できる限界となる状態である。この状態では、合成インピーダンスＺｘは、図８の（ｂ）に示されるように、虚部（ここでは、マイナス符号の虚部）を有する。その結果、図８の（ａ）に示されるように、通過帯域幅は、点Ａでの値と同一となる。

図８の（ｂ）における点Ｄ（補償過多）は、インピーダンス補償回路１２ａが設けられ、接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２ａを見たインピーダンスＺａの虚部の量が接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たインピーダンスＺｄの虚部の量を大きく上回った状態である。この状態では、合成インピーダンスＺｘは、図８の（ｂ）に示されるように、大きな虚部（ここでは、大きなマイナス符号の虚部）を有する。その結果、図８の（ａ）に示されるように、通過帯域幅は、点Ａでの値よりも小さくなる。

ところで、図８の（ａ）における点Ａから点Ｂ、点Ｃ、点Ｄに順に変化させることは、接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２ａを見たインピーダンスＺａの虚部の量を大きくしていくことであり、インピーダンス補償回路１２ａがオープンスタブで構成される場合においては、インピーダンス補償回路１２ａの特性アドミッタンスＹｏａを大きくしていくことに相当する（図８の（ｂ）参照）。よって、図８の（ａ）に示されるように、インピーダンス補償回路１２ａの特性アドミッタンスＹｏａを大きくしていくことで、通過帯域幅に関して、点Ａから点Ｂ、点Ｃ、点Ｄの順に変化するといえる。

これらのことから、インピーダンス補償回路１２ａが有効に補償機能を発揮するには、点Ａ〜点Ｃの範囲に収める必要があるために、インピーダンス補償回路１２ａの特性アドミッタンスＹｏａは、点Ｃに相当する値よりも小さい値でなければならない、ことが分かる。

ただし、図８の（ａ）に示されるインピーダンス補償回路１２ａの特性アドミッタンスＹｏａと通過帯域幅との関係は、キャリアアンプＣＡの出力端子から第一伝送線路Ｌ１を見た反射係数Γｃに依存するという点を考慮する必要がある。

図９は、実施例１に係るインピーダンス補償回路１２ａの特性アドミッタンスＹｏａと通過帯域幅との関係が、キャリアアンプＣＡの出力端子での反射係数Γｃに依存して、どのように変化するかを示す図である。ここでは、反射係数Γｃとして、３つの値（０．１、０．１６８、０．２）の場合が示されている。

図９から、反射係数Γｃが大きくなる（つまり、許容する反射係数Γｃの範囲が大きくなる）に従って、点Ｃ（補償限界）に相当するインピーダンス補償回路１２ａの特性アドミッタンスＹｏａは小さくなる、ことが分かる。

図１０は、実施例１に係るインピーダンス補償回路１２ａが有効に補償機能を発揮するのに必要な特性アドミッタンスＹｏａの範囲を示す図である。つまり、ここでは、図９における反射係数Γｃごとの点Ｃ（補償限界）を超えないインピーダンス補償回路１２ａの特性アドミッタンスＹｏａの範囲が示されている。

図１０から、インピーダンス補償回路１２ａが有効に補償機能を発揮するためには、インピーダンス補償回路１２ａの特性アドミッタンスＹｏａは、ａ及びｂを係数とした場合に、近似直線（ａ×Γｃ＋ｂ）以下となる必要がある、ことが分かる。

ここで、係数ａ（つまり、近似直線の傾き）、係数ｂ（つまり、近似直線の切片）については、キャリアアンプＣＡの出力電力をＣＡとし、ピークアンプＰＡの出力電力をＰＡとした場合に、キャリアアンプＣＡ及びピークアンプＰＡの最大出力時の出力電力比ＰＡ／ＣＡに依存して定まる値である。以下、図１１を用いて、その詳細を説明する。

図１１は、図１０に示される近似直線の係数ａ及び係数ｂが出力電力比ＰＡ／ＣＡに依存して定まることを説明するための図である。より詳しくは、図１１の（ａ）は、出力電力比ＰＡ／ＣＡに依存して、反射係数Γｃと、インピーダンス補償回路１２ａが有効に補償機能を発揮するのに必要な特性アドミッタンスＹｏａの範囲との関係がどのように変化するかを示す図である。ここでは、出力電力比ＰＡ／ＣＡとして、３つの値（１．７５、１．２５、０．７５）の場合が示されている。本図に示されるデータから、反射係数Γｃと、インピーダンス補償回路１２ａが有効に補償機能を発揮するのに必要な特性アドミッタンスＹｏａの上限値との関係について、図示されるように、近似直線を求めることで、３つの出力電力比ＰＡ／ＣＡのそれぞれについて、係数ａ及び係数ｂの具体値（ａ１、ａ２、ａ３、及び、ｂ１、ｂ２、ｂ３）を算出する。

また、図１１の（ｂ）は、図１１の（ａ）における近似直線で求めた係数ａの具体値（ａ１、ａ２、ａ３）と出力電力比ＰＡ／ＣＡとの関係を示す図である。本図に示されるデータから、近似直線を求めることで、係数ａと出力電力比ＰＡ／ＣＡとの関係（ここでは、係数ａ＝０．０３８２×（出力電力比ＰＡ／ＣＡ）−０．０８２２）を算出する。

また、図１１の（ｃ）は、図１１の（ａ）における近似直線で求めた係数ｂの具体値（ｂ１、ｂ２、ｂ３）と出力電力比ＰＡ／ＣＡとの関係を示す図である。本図に示されるデータから、近似直線を求めることで、係数ｂと出力電力比ＰＡ／ＣＡとの関係（ここでは、係数ｂ＝０．０３４６×（出力電力比ＰＡ／ＣＡ）−０．００３３）を算出する。

このように、出力電力比ＰＡ／ＣＡを特定することで、図１０の近似直線の係数ａ及び係数ｂが定まり、係数ａ及び係数ｂが定まることで、許容する反射係数Γｃからインピーダンス補償回路１２ａが有効に補償機能を発揮するため特性アドミッタンスＹｏａを算出する式（ａ×Γｃ＋ｂ）が定まる。

つまり、オープンスタブで構成されるインピーダンス補償回路１２ａが有効に補償機能を発揮するには、オープンスタブの特性アドミッタンスＹｏａは、第一伝送線路Ｌ１の両端のうち、接続点Ｘと反対側の一端から第一伝送線路Ｌ１を見た反射係数をΓｃとし、ａ及びｂを係数とした場合に、（ａ×Γ＋ｂ）以下であり、係数ａ及び係数ｂは、キャリアアンプＣＡの出力電力をＣＡとし、ピークアンプＰＡの出力電力をＰＡとした場合に、出力電力比ＰＡ／ＣＡの一次式で表される。

これにより、許容する反射係数Γｃ及び出力電力比ＰＡ／ＣＡを特定することで、オープンスタブで構成されるインピーダンス補償回路１２ａが有効に補償機能を発揮するのに必要な特性アドミッタンスＹｏａを決定することができる。よって、これらの関係を用いることで、オープンスタブで構成されるインピーダンス補償回路１２ａにより、インピーダンス補償回路１２ａがない状態に比べ、確実に広帯域化を実現できる。

（実施例２）
次に、本実施の形態に係る高周波増幅器１０が備えるインピーダンス補償回路１２の具体例の他の一つとして、インピーダンス補償回路１２がショートスタブである場合について、実施例２として、説明する。

図１２は、実施例２に係る高周波増幅器１０ｂの等価回路図である。

インピーダンス補償回路１２ｂは、一端が接続点Ｘに接続され、他端が接地された、所定の周波数帯のいずれかの周波数（ここでは、中心周波数とする）の１／４波長の電気長を有するショートスタブである。このことから、所定の周波数帯におけるインピーダンス補償回路１２ｂのインピーダンスＺａは、周波数が０ＨｚであるＤＣにおいて短絡となり、周波数が高くなるにつれて位相が減少する方向（スミスチャートにおける時計回り）に位相が回転し、中心周波数で開放となる。つまり、インピーダンス補償回路１２ｂのインピーダンスＺａは、中心周波数より低い周波数では虚部が正となり、中心周波数より高い周波数では虚部が負となる。

一方、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たインピーダンスＺｄは、上述したように、第二伝送線路Ｌ２が所定の周波数帯の中心周波数の１／４波長の電気長を有する伝送線路であることから、中心周波数より低い周波数では虚部が負となり、中心周波数より高い周波数では虚部が正となる。

よって、接続点Ｘから第二伝送線路Ｌ２を見たアドミッタンスをＹｄ（＝１／Ｚｄ）とし、接続点Ｘからインピーダンス補償回路１２ｂを見たアドミッタンスをＹａ（＝１／Ｚａ）とすると、アドミッタンスＹｄの虚部とアドミッタンスＹａの虚部とは、反対の極性となる。その結果、式１及び式２の右辺の分母（Ｙｄ＋Ｙａ）の虚部は、インピーダンス補償回路１２ｂが設けられていない場合（この場合は、Ｙｄ）に比べ、より小さな値となる。つまり、式１で表される合成インピーダンスＺｘ、及び、式２で表される負荷インピーダンスＺｐの虚部はより小さな値となり、高周波増幅器１０ｂの広帯域化が可能となる。

このように、実施例２に係る高周波増幅器１０ｂのインピーダンス補償回路１２ｂは、所定の周波数帯のいずれかの周波数の１／４波長の電気長を有する、他端が接地されたショートスタブである。これにより、簡単な回路素子で、高周波増幅器１０ｂの広帯域化を可能にするインピーダンス補償回路１２ｂが実現される。

なお、ショートスタブの接地端に高周波的に短絡された接地キャパシタを接続することで、直流電流をインピーダンス補償回路１２ｂによってグランドに流してしまうことを防ぐことができる。ただし、その場合には、必要に応じて、接地キャパシタのインピーダンス成分を考慮する必要がある。

また、ショートスタブの電気長は、１／４波長に限られず、一周以上の位相回転で中心周波数におけて開放となるショートスタブであればよい。その場合であっても、電気長が１／４波長のショートスタブの場合と同様に、合成インピーダンスＺｘの虚部を小さくできる。

さらに、インピーダンス補償回路１２ｂを構成するショートスタブは、所定の周波数帯の中心周波数に対して１／４波長の電気長である必要はない。所定の周波数帯の重要となるいずれかの周波数に対して１／４波長の電気長であればよい。また、中心周波数に対する１／４波長よりも長くすることで、中心周波数よりも低い周波数において広帯域化を可能し、逆に、中心周波数に対する１／４波長よりも短くすることで、中心周波数よりも高い周波数において広帯域化を可能にできる。

図１３は、実施例２に係るインピーダンス補償回路１２ｂの特性インピーダンスＺｏａをパラメータとして振ったときの特定の周波数でのインピーダンス補償回路１２ｂのインピーダンスＺａを示す図である。より詳しくは、インピーダンス補償回路１２ｂが１ＧＨｚに対して１／４波長となる電気長を有する伝送線路の一端を接地したショートスタブである場合に、インピーダンス補償回路１２ｂの特性インピーダンスＺｏａをパラメータとして振ったときの、５０Ωで正規化された８５０ＭＨｚと１１５０ＭＨｚでのインピーダンス補償回路１２ｂのインピーダンスＺａが示されている。

図１３から分かるように、インピーダンス補償回路１２ｂの特性インピーダンスＺｏａを変更することで、インピーダンス補償回路１２ｂのインピーダンスＺａの虚部の補償量を調整することができる。インピーダンス補償回路１２ｂの特性インピーダンスＺｏａのとりうる最適値は、高周波増幅器１０ｂの周波数特性として許容される負荷の反射係数（より詳しくは、キャリアアンプＣＡの出力端子から第一伝送線路Ｌ１を見た反射係数Γｃ）の領域に応じて決めることができる。

なお、インピーダンス補償回路１２ｂがショートスタブである本実施例においても、インピーダンス補償回路１２ｂの特性インピーダンスＺｏａの具体的な決め方は、基本的には、実施例１と同様である。

つまり、ショートスタブで構成されるインピーダンス補償回路１２ｂが有効に補償機能を発揮するには、ショートスタブの特性アドミッタンスＹｏａは、第一伝送線路Ｌ１の両端のうち、接続点Ｘと反対側の一端から第一伝送線路Ｌ１を見た反射係数をΓｃとし、ａ及びｂを係数とした場合に、（ａ×Γ＋ｂ）以下であり、係数ａ及び係数ｂは、キャリアアンプＣＡの出力電力をＣＡとし、ピークアンプＰＡの出力電力をＰＡとした場合に、出力電力比ＰＡ／ＣＡの一次式で表される。

これにより、許容する反射係数Γｃ及び出力電力比ＰＡ／ＣＡを特定することで、ショートスタブで構成されるインピーダンス補償回路１２ｂが有効に補償機能を発揮するのに必要な特性アドミッタンスＹｏａを決定することができる。よって、これらの関係を用いることで、ショートスタブで構成されるインピーダンス補償回路１２ｂにより、インピーダンス補償回路１２ｂがない状態に比べ、確実に広帯域化を実現できる。

（実施例３）
次に、本実施の形態に係る高周波増幅器１０が備えるインピーダンス補償回路１２の具体例の他の一つとして、インピーダンス補償回路１２が集中定数回路を含む場合について、実施例３として、説明する。

図１４は、実施例３に係るインピーダンス補償回路１２ｃの構成例のうち、分布定数回路（つまり、伝送線路）と集中定数回路との直列接続回路で構成される例を示す回路図である。

具体的には、図１４の（ａ）〜（ｃ）に示されるインピーダンス補償回路１２ｃは、分布定数回路として機能する伝送線路１２０と、キャパシタ１２１及びインダクタ１２２の少なくとも一つの集中定数回路との直列接続回路で構成される。これらのインピーダンス補償回路１２ｃは、接続点Ｘと反対側の他端が接地され、全体として、上記実施例２のショートスタブと同様の機能を発揮できる。これらの図１４の（ａ）〜（ｃ）に示されるインピーダンス補償回路１２ｃによれば、集中定数回路を用いることで、伝送線路だけで構成する場合に比べ、インピーダンス補償回路１２ｃを小型化できるメリットがある。なお、分布定数回路と集中定数回路との接続位置は、入れ替わってもよい。

図１４の（ｄ）及び（ｅ）に示されるインピーダンス補償回路１２ｃは、接続点Ｘに接続されたキャパシタ１２１及びインダクタ１２２の少なくとも一つと、分布定数回路として機能する伝送線路１２０との直列接続回路で構成される。これらのインピーダンス補償回路１２ｃは、接続点Ｘと反対側の他端が開放され、全体として、上記実施例１のオープンスタブと同様の機能を発揮できる。これらの図１４の（ｄ）及び（ｅ）に示されるインピーダンス補償回路１２ｃによれば、集中定数回路を用いることで、伝送線路だけで構成する場合に比べ、インピーダンス補償回路１２ｃを小型化できるメリットがある。

図１５は、実施例３に係るインピーダンス補償回路１２ｃの構成例のうち、並列接続回路で構成される例を示す回路図である。並列接続回路は、インダクタ、キャパシタ、及び、分布定数回路として機能する伝送線路の少なくとも二つの並列接続回路である。

具体的には、図１５の（ａ）に示されるインピーダンス補償回路１２ｃは、インダクタ１２２及びキャパシタ１２３の直列接続回路と、キャパシタ１２１との並列接続回路で構成される。図１５の（ｂ）に示されるインピーダンス補償回路１２ｃは、キャパシタ１２１及びインダクタ１２４の直列接続回路と、インダクタ１２２との並列接続回路で構成される。図１５の（ｃ）に示されるインピーダンス補償回路１２ｃは、キャパシタ１２１及びインダクタ１２４の直列接続回路と、インダクタ１２２及びキャパシタ１２３の直列接続回路との並列接続回路で構成される。なお、これらの図において、図中に示される破線で囲まれた回路は、分布定数回路として機能する伝送線路に置き換えてもよい。

図１５の（ａ）〜（ｃ）に示されるインピーダンス補償回路１２ｃは、接続点Ｘと反対側の他端が接地され、全体として、上記実施例２のショートスタブと同様の機能を発揮できる。これらの図１５の（ａ）〜（ｃ）に示されるインピーダンス補償回路１２ｃによれば、集中定数回路を用いることで、伝送線路だけで構成する場合に比べ、インピーダンス補償回路１２ｃを小型化できるメリットがある。

（実施例４）
次に、本実施の形態に係る高周波増幅器１０の具体例の一つとして、バイアス供給回路を備える高周波増幅器１０ｃについて、実施例４として、説明する。

図１６は、実施例４に係る高周波増幅器１０ｃの等価回路図である。図１に示される実施の形態に係る高周波増幅器１０に対して、インピーダンス補償回路１２に接続されたバイアス供給回路１４が追加されている。

バイアス供給回路１４は、インピーダンス補償回路１２を介してキャリアアンプＣＡ及びピークアンプＰＡにバイアス電圧を供給する電源である。バイアス供給回路１４は、インピーダンス補償回路１２に接続されることで、インピーダンス補償回路１２に対してバイアス電圧を印加する形態となっている。これにより、結果的に、インピーダンス補償回路１２がバイアス電圧を供給する電源としての機能を兼ねるので、キャリアアンプＣＡ用のバイアスライン及びピークアンプＰＡ用のバイアスラインが不要となり、高周波増幅器１０ｃの全体としての小型化が可能になる。

図１７は、実施例４に係るバイアス供給回路１４によるインピーダンス補償回路１２へのバイアス電圧の供給形態の各種例を示す図である。

図１７の（ａ）及び（ｂ）は、バイアス供給回路１４がインダクタ１２５を介してインピーダンス補償回路１２にバイアス電圧を供給する形態を示している。図１７の（ａ）では、インピーダンス補償回路１２の他端（接続点Ｘと反対側の端子）は、開放されている。図１７の（ｂ）では、インピーダンス補償回路１２の他端（接続点Ｘと反対側の端子）は、キャパシタ１２６を介して接地されている。インダクタ１２５は、ＤＣに対して短絡となり、高周波に対して開放となることから、高周波的にインピーダンス補償回路１２に対して影響を与えない。よって、バイアス供給回路１４がインダクタ１２５を介してインピーダンス補償回路１２にバイアス電圧を供給する態様は、インピーダンス補償回路１２がオープンスタブであってもショートスタブであっても、いずれの場合にも適用できる。

図１７の（ｃ）は、バイアス供給回路１４が直接、インピーダンス補償回路１２にバイアス電圧を供給する形態を示している。ここは、インピーダンス補償回路１２の他端（接続点Ｘと反対側の端子）は、キャパシタ１２６を介して接地されている。インピーダンス補償回路１２の他端に接続されたキャパシタ１２６は、ＤＣに対して開放となることから、バイアス供給回路１４に対して影響を与えない。よって、バイアス供給回路１４が直接、インピーダンス補償回路１２にバイアス電圧を供給する態様は、インピーダンス補償回路１２がショートスタブである場合に、適用できる。

以上、本発明に係る高周波増幅器について、実施の形態及び実施例１〜４に基づいて説明したが、本発明は、これらの実施の形態及び実施例１〜４に限定されるものではない。本発明の主旨を逸脱しない限り、当業者が思いつく各種変形を本実施の形態及び実施例１〜４に施したものや、実施の形態及び実施例１〜４における一部の構成要素を組み合わせて構築される別の形態も、本発明の範囲内に含まれる。

例えば、上記実施の形態及び実施例１〜４に係る高周波増幅器は、ドハティ増幅器であったが、いわゆる逆ドハティ増幅器であってもよい。

図１８は、いわゆる逆ドハティ増幅器に適用した高周波増幅器１０ｄの等価回路図である。この高周波増幅器１０ｄでは、第一伝送線路Ｌ１と第二伝送線路Ｌ２との接続点Ｘは、ピークアンプＰＡの出力端子ではなく、キャリアアンプＣＡの出力端子と接続される。このように高周波増幅器１０ｄがいわゆる逆ドハティ増幅器であっても、インピーダンス補償回路１２は、高周波増幅器１０ｄがドハティ増幅器である場合と同じ特徴を有する。つまり、インピーダンス補償回路１２は、上記第一の特徴を有することで、高周波増幅器１０ｄの広帯域化を可能にする。また、インピーダンス補償回路１２は、上記第二の特徴を有することで、インピーダンス補償回路１２に起因する高周波増幅器１０ｄでの通過損失を、反射係数Γａ＝反射係数Γｄが成り立つ場合に比べ、抑制することができる。また、上記実施例１〜４は、逆ドハティ増幅器にも適用できる。

また、上記実施の形態では、インピーダンス補償回路１２は、第一の特徴及び第二の特徴を有したが、第二の特徴については、必ずしも必須ではない。インピーダンス補償回路１２が少なくとも第一の特徴を有することで、高周波増幅器１０の広帯域化が可能になるからである。

また、上記実施例３に係るインピーダンス補償回路１２ｃでは、集中定数回路として、キャパシタ及びインダクタが用いられたが、抵抗素子が含まれてもよい。出力電力を減衰させる場合等において有効になり得るからである。

本発明は、高周波増幅器として、特に、広帯域な高周波電力増幅器として、例えば、無線通信に用いられる広帯域なドハティ増幅器及び逆ドハティ増幅器として、利用できる。

１０、１０ａ、１０ｂ、１０ｃ、１０ｄ 高周波増幅器
１２、１２ａ、１２ｂ、１２ｃ インピーダンス補償回路
１２０ 伝送線路
１２１、１２３、１２６ キャパシタ
１２２、１２４、１２５ インダクタ
ＣＡ キャリアアンプ
ＰＡ ピークアンプ
Ｌ１ 第一伝送線路
Ｌ２ 第二伝送線路
Ｒ 負荷抵抗
Ｘ 接続点

上記目的を達成するために、本発明の一形態に係る高周波増幅器は、所定の周波数帯の第一信号及び第二信号を増幅して出力端子から信号を出力する高周波増幅器であって、前記第一信号を増幅するキャリアアンプと、前記第二信号を増幅するピークアンプと、前記キャリアアンプの出力端子と前記ピークアンプの出力端子との間に接続された前記所定の周波数帯の中心周波数の１／４波長の電気長を有する第一伝送線路と、前記第一伝送線路の一端と前記高周波増幅器の出力端子との間に接続された前記中心周波数の１／４波長の電気長を有する第二伝送線路と、前記第一伝送線路と前記第二伝送線路との接続点に一端が接続されたインピーダンス補償回路とを備え、前記中心周波数において、前記接続点から前記インピーダンス補償回路を見たインピーダンスの虚部は、前記接続点から前記第二伝送線路を見たインピーダンスの虚部と反対の極性を有し、前記接続点から前記インピーダンス補償回路を見た反射係数は、前記接続点から前記第二伝送線路を見た反射係数よりも大きい。

Claims (13)

1. 所定の周波数帯の第一信号及び第二信号を増幅して出力端子から信号を出力する高周波増幅器であって、
   前記第一信号を増幅するキャリアアンプと、
   前記第二信号を増幅するピークアンプと、
   前記キャリアアンプの出力端子と前記ピークアンプの出力端子との間に接続された前記所定の周波数帯の中心周波数の１／４波長の電気長を有する第一伝送線路と、
   前記第一伝送線路の一端と前記高周波増幅器の出力端子との間に接続された前記中心周波数の１／４波長の電気長を有する第二伝送線路と、
   前記第一伝送線路と前記第二伝送線路との接続点に一端が接続されたインピーダンス補償回路とを備え、
   前記中心周波数において、前記接続点から前記インピーダンス補償回路を見たインピーダンスの虚部は、前記接続点から前記第二伝送線路を見たインピーダンスの虚部と反対の極性を有する
   高周波増幅器。
2. 前記接続点から前記インピーダンス補償回路を見た反射係数は、前記接続点から前記第二伝送線路を見た反射係数よりも大きい
   請求項１記載の高周波増幅器。
3. 前記インピーダンス補償回路は、前記所定の周波数帯のいずれかの周波数の１／２波長の電気長を有する、他端が開放されたオープンスタブである
   請求項１又は２記載の高周波増幅器。
4. 前記オープンスタブの特性アドミッタンスは、前記第一伝送線路の両端のうち、前記接続点と反対側の一端から前記第一伝送線路を見た反射係数をΓとし、ａ及びｂを係数とした場合に、（ａ×Γ＋ｂ）以下であり、
   前記ａ及び前記ｂは、前記キャリアアンプの出力電力をＣＡとし、前記ピークアンプの出力電力をＰＡとした場合に、ＰＡ／ＣＡの一次式で表される
   請求項３記載の高周波増幅器。
5. 前記インピーダンス補償回路は、前記所定の周波数帯のいずれかの周波数の１／４波長の電気長を有する、他端が接地されたショートスタブである
   請求項１又は２記載の高周波増幅器。
6. 前記ショートスタブの特性アドミッタンスは、前記第一伝送線路の両端のうち、前記接続点と反対側の一端から前記第一伝送線路を見た反射係数をΓとし、ａ及びｂを係数とした場合に、（ａ×Γ＋ｂ）以下であり、
   前記ａ及び前記ｂは、前記キャリアアンプの出力電力をＣＡとし、前記ピークアンプの出力電力をＰＡとした場合に、ＰＡ／ＣＡの一次式で表される
   請求項５記載の高周波増幅器。
7. 前記インピーダンス補償回路は、インダクタ及びキャパシタの少なくとも一つと分布定数回路として機能する伝送線路との直列接続回路を含む
   請求項１記載の高周波増幅器。
8. 前記直列接続回路は、前記インピーダンス補償回路の他端に接続された伝送線路を含み、
   前記インピーダンス補償回路の他端は、開放されている
   請求項７記載の高周波増幅器。
9. 前記インピーダンス補償回路は、インダクタ、キャパシタ、及び、分布定数回路として機能する伝送線路の少なくとも二つの並列接続回路を含む
   請求項１記載の高周波増幅器。
10. さらに、前記インピーダンス補償回路にバイアス電圧を印加するバイアス供給回路を備える
    請求項１〜９のいずれか１項に記載の高周波増幅器。
11. 前記インピーダンス補償回路の他端は、開放され、
    前記バイアス供給回路は、インダクタを有し、前記インダクタを介して前記インピーダンス補償回路に前記バイアス電圧を印加する
    請求項１０記載の高周波増幅器。
12. 前記インピーダンス補償回路の他端には、前記他端を接地するキャパシタが接続され、
    前記バイアス供給回路は、インダクタを有し、前記インダクタを介して前記インピーダンス補償回路に前記バイアス電圧を印加する
    請求項１０記載の高周波増幅器。
13. 前記インピーダンス補償回路の他端には、前記他端を接地するキャパシタが接続され、
    前記バイアス供給回路は、前記インピーダンス補償回路の他端に、前記バイアス電圧を印加する
    請求項１０記載の高周波増幅器。

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