JP2014197755A - ドハティ型増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】広帯域に高効率な周波数特性を得ることが可能なドハティ増幅器を提供する。【解決手段】実施形態によれば、ドハティ型増幅器は、入力信号が供給されているときは常時動作し、当該入力信号を増幅するメインアンプ２と、入力信号が所定のレベルより大きいときに動作し、当該入力信号を増幅するピークアンプ３と、メインアンプの出力とピークアンプの出力とを合成して出力するための負荷部５と、メインアンプ２と負荷部５との間に接続され、入力信号の１／４波長に対応する１／４波長伝送線路４とを備えるドハティ型増幅器を対象とし、ピークアンプ３と負荷部５との間に接続される、入力信号の１／２波長に対応する１／２波長伝送線路６を備える。【選択図】 図７

Description

本発明の実施形態は、マイクロ波通信等に用いられるドハティ型増幅器の改良に関する。

携帯電話機等に使用される増幅器においては、平均電力とピーク電力との差が大きなＣＤＭＡ(Code Division Multiple Access)、ＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex)等の高周波信号を効率的に増幅するために、増幅器の平均出力電力より、増幅器の飽和レベルを高くする（バックオフをとる）必要がある。しかし、飽和レベルからバックオフをとって使用すると、増幅器の効率が低下する。この効率低下を防止するために、ドハティ型増幅器が適用される。

ドハティ型増幅器は、ＡＢ級またはＢ級動作のメインアンプと、Ｃ級動作のピークアンプとを備える。出力電力の低い領域ではメインアンプのみが動作し、出力レベルが飽和領域に近づくとメインアンプとピークアンプとが動作するようになっており、広範囲の出力レベルで高い効率を得られるという利点がある。

ＷＯ２００８／３５３９６

A Dual-Band Parallel Doherty Power Amplifier for Wireless Applications (IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL.60, No.10, OCTOBER 2012) A Methodology for Realizing High Efficiency Class-J in a Linear and Broadband PA (IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL.57, No.12, DECEMBER 2009)

ところで、ドハティ型増幅器では、広帯域に高効率な周波数特性を得ることができず、改良する手段が検討されている。

本発明の目的は、広帯域に高効率な周波数特性を得ることが可能なドハティ型増幅器を提供することにある。

実施形態によれば、ドハティ型増幅器は、入力信号が供給されているときは常時動作し、当該入力信号を増幅するメインアンプと、入力信号が所定のレベルより大きいときに動作し、当該入力信号を増幅するピークアンプと、メインアンプの出力とピークアンプの出力とを合成して出力するための負荷部と、メインアンプと負荷部との間に接続され、入力信号の１／４波長に対応する１／４波長伝送線路とを備えるドハティ型増幅器を対象とし、ピークアンプと負荷部との間に接続される、入力信号の１／２波長に対応する１／２波長伝送線路を備える。

第１の実施形態に係わるドハティ型増幅器の概略構成図。 第１の実施形態において、メインアンプ及びピークアンプに入力される信号の振幅特性を示す図。 第１の比較例として、一般的なドハティ型増幅器の等価回路を示す回路図。 第１の比較例において、６dＢ以上バックオフをとった動作点におけるメインアンプから出力負荷までの周波数特性図。 第２の比較例となるドハティアンプの等価回路を示す回路図。 第２の比較例において、６dＢ以上バックオフをとった動作点におけるメインアンプから出力負荷までの周波数特性図。 本第１の実施形態におけるドハティ型増幅器の等価回路を示す回路図。 本第１の実施形態において、６ｄＢバックオフ時の、メインアンプから出力負荷までの周波数特性図。 上記第２の比較例において、メインアンプからみた負荷部のインピーダンスを示す周波数特性図。 本第１の実施形態において、メインアンプからみた負荷部のインピーダンスを示す周波数特性図。 第２の実施形態に係わるドハティ型増幅器の等価回路を示す回路図。 本第２の実施形態において、メインアンプからみた負荷部のインピーダンスを示す周波数特性図。 第３の実施形態に係わるドハティ型増幅器の等価回路を示す回路図。 本第３の実施形態において、メインアンプからみた負荷部のインピーダンスを示す周波数特性図。

以下、実施の形態について、図面を参照して説明する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係わるドハティ型増幅器（以下、ドハティアンプと称する）の概略構成図である。

図１において、入力信号をハイブリッド回路１で２系統に分配し、一方をメインアンプ２に供給し、他方をピークアンプ３に供給する。メインアンプ２は入力信号を所定の信号レベルまで電力増幅する。ピークアンプ３も上記メインアンプ２と同様に、入力信号を所定の信号レベルまで電力増幅する。

メインアンプ２の出力は、入力信号の１／４波長に対応する１／４波長線路４及び負荷部５を介して取り出される。ピークアンプ３の出力は、メインアンプ２の出力と合成され、負荷部５を介して取り出される。

図１において、各アンプのバイアスを調節してメインアンプ２の動作点をＡＢ級またはＢ級に設定し、ピークアンプ３の動作点をＣ級に設定する。ピークアンプ３はＣ級で動作するので、メインアンプ２の出力レベルが小さく、線形動作していればピークアンプ３のドレイン電流は流れないが、メインアンプ２が飽和を開始すると、ピークアンプ３から増幅信号が出力され始める。

図２は、平均電力とピーク電力の比が６ｄＢの信号を例に示している。この場合、ピークアンプ３のバイアス電圧は、例えば図２に示すようなピーク電力レベルよりも６ｄＢ低い値でオンとなるようなゲートバイアスに設定されている。これにより、出力電力が低い領域（例えば、図２中の平均電力以下）ではピークアンプ３がＯＦＦとなり、出力電力が飽和領域に近づくと、ピークアンプ３のドレイン電流はメインアンプ２と同じ大きさまで立ち上がる。

次に、上記構成における動作について説明する。
まず、本第１の実施形態の動作を説明するに先立ち、一般的なドハティアンプの周波数特性について説明する。

（第１の比較例の説明）
図３は、第１の比較例として、一般的なドハティアンプの等価回路図である。

ここでは、メインアンプ２、ピークアンプ３は電流源であり、メインアンプ２の出力と負荷部５との間に中心周波数で入力信号の1/4波長となる1/4波長線路４を実装している。図３では、一般的な回路として、メインアンプ２、ピークアンプ３は50Ω負荷の時に最大出力電力を供給することができるとしている。

ドハティアンプの負荷部５の負荷抵抗（ＲＬ）は２５Ωとしているので、６dBバックオフ点においては、中心周波数では、50Ωの1/4波長線路４によって、５０Ω×５０Ω÷２５Ω＝１００Ωとなり、メインアンプ２は電圧的に飽和し、高効率に動作することができる。

しかしながら、1/4波長線路４は周波数特性を有しているので、動作周波数が設計の中心周波数からずれると、特性は劣化する。図４には、６dＢ以上バックオフをとった動作点において、メインアンプ２から出力負荷までのS21を図示している。ここで、メインアンプ２の出力は１００Ω系で、負荷部５は２５Ωとしている。1/4波長線路４の中心周波数は1000MHzとしている。中心周波数からずれるにしたがい、S21は低下する。

なお、図３の一般的なドハティアンプは、メインアンプ２、ピークアンプ３が理想的な電流源であれば、ピークアンプ３の動作時には、周波数特性を有しない。この理由としては、１／４波長線路４の出力からみたインピーダンス（図３のZT）はピークアンプ３から流れこむ電流によって、負荷抵抗（ＲＬ）×２＝５０Ωとなり、６ｄＢバックオフ点以下ではインピーダンス変換線路として動作していた５０Ωの1/4波長線路４が、負荷抵抗と整合がとれるためである。

（第２の比較例の説明）
次に、広帯域なドハティアンプの例として、「A Dual-Band Parallel Doherty Power Amplifier for Wireless Applications IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 60, NO. 10, OCTOBER 2012」に記載されている回路について説明する。

図５は、第２の比較例となるドハティアンプの等価回路を示す回路図である。

第１の比較例におけるドハティアンプは、６ｄＢバックオフ時には、メインアンプ２の出力の１／４波長線路４がインピーダンス変換器として動作しているため周波数特性が狭帯域であるが、ピーク動作時には、１／４波長線路４は負荷抵抗ＲＬと整合がとれるため、広帯域特性となる。図５の回路は、ドハティアンプがメインアンプ２のみ動作する６ｄＢバックオフ以下の動作時と、ドハティアンプが飽和し、メインアンプ２と、ピークアンプ３との両方が動作する時も、１／４波長線路４がインピーダンス変換器として動作するが、インピーダンスの変換比が上記第１の比較例の回路よりも低くなる。第１の比較例の回路では、６ｄＢバックオフ時に負荷抵抗２５Ωを１００Ωに変換するのに対し、第２の比較例の回路では５０Ωの負荷抵抗ＲＬを１００Ωに変換する。このため、ピーク動作時の帯域特性は第１の比較例より劣るが、６ｄＢバックオフ時の特性は第１の比較例の回路より改善され、トータルのドハティアンプの動作は第１の比較例より改善される。

また、第２の比較例では、ピークアンプ３と負荷部５との間に、インピーダンスが異なる１／４波長線路８−１、８−２を接続している。１／４波長線路８−１のインピーダンスは、負荷抵抗ＲＬを１００Ωに変換するために、「７０．７Ω」に設定される。１／４波長線路８−２のインピーダンスは、バックオフ時に、出力の合成点から、ピークアンプ３側のインピーダンスをオープンとするために必要で、インピーダンスはピークアンプ３の負荷インピーダンスと同様「５０Ω」に設定される。

図６は、６ｄＢバックオフ時の、メインアンプ２から負荷部５までの周波数特性S21を図示している。ここで、メインアンプ２の出力は１００Ω系で、負荷部５は５０Ωとしている。1/4波長線路４の中心周波数は1000MHzとしている。第１の比較例より、広帯特性となっているのがわかる。

（第１の実施形態の動作説明）
そこで、本第１の実施形態では、上記第２の比較例より更なる広帯域特性の改善を図るようにしている。

図７は、本第１の実施形態におけるドハティアンプの等価回路を示す図である。図７において、上記図１と同一部分には同一符号を付して説明する。

すなわち、ピークアンプ３と負荷部５の負荷抵抗の間に１／２波長線路６を実装している。この１／２波長線路６は、ドハティアンプが６ｄＢバックオフ動作時に、メインアンプ２の出力の１／４波長線路４の周波数特性を補正する働きを有する。

図８は、６ｄＢバックオフ時の、メインアンプ２から出力負荷までの周波数特性S21を図示している。ここで、前回と同様、メインアンプ２の出力は１００Ω系であるが、負荷部５の負荷抵抗ＲＬは２５Ω系である。メインアンプ２の出力の１／４波長線路４とピークアンプ３の出力の１／２波長線路６の中心周波数は1000MHzとしている。

図８の特性は、第１の比較例の周波数特性（図４に図示）よりも広帯域であるが、第２の比較例の周波数特性（図６に図示）と比較すると、ほぼ同等である。

ところで、本第１の実施形態の構成を上記第２の比較例の構成と比較すると下記の利点がある。

（１）図９は、上記第２の比較例において、メインアンプ２からみた負荷部５のインピーダンスを示す。図１０は、本第１の実施形態において、メインアンプ２からみた負荷部５のインピーダンスを示す。本第１の実施形態の回路は、上記第２の比較例の回路と比較して、６５１．２ＭＨｚから１３４９ＭＨｚの間でメインアンプ２からみた負荷部５のインピーダンスの実部（図９及び図１０中の□で示す）の変化が少ないことがわかる。なお、第２の比較例では、１０００ＭＨｚ付近ではメインアンプ２からみた負荷部５のインピーダンスの実部（図９及び図１０中の□で示す）の変化が少ないが、９００ＭＨｚより低い帯域、１１００ＭＨｚより高い帯域となると、メインアンプ２からみた負荷部５のインピーダンスの実部の変化が大きくなる。

例えば文献「A Methodology for Realizing High Efficiency Class-J in a Linear and Broadband PA IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. 57, NO. 12, DECEMBER 2009」に記載されているように、負荷部５の高調波のインピーダンスを調整することにより、波形をクリッピングさせることなく、リニアな動作とすれば、インピーダンスの実部を一定とすることにより、効率、出力電力を最大値とすることができる。このため、本第１の実施形態は、第２の比較例に比べ、６ｄＢバックオフ時の効率の特性を広帯域化できる可能性があると考えられる。

（２）第２の比較例の回路は、ピーク動作時において、前述したように、周波数特性を有する。しかしながら、本第１の実施形態は、メインアンプ２、ピークアンプ３が理想的な電流源であれば、ピーク動作時には周波数特性を有しない。ピーク動作時においては、メインアンプ２の出力の１／４波長線路４からみたインピーダンスZTは、ピークアンプ３側から流れ込む電流によって、負荷抵抗（ＲＬ）×２＝５０Ωとなり、１／４波長線路４は負荷部５の負荷抵抗ＲＬと整合がとれる。同様にピークアンプ３の出力の１／２波長線路６からみたインピーダンスＺＴ‘はメインアンプ２側から流れ込む電流によって、負荷抵抗（ＲＬ）×２＝５０Ωとなり、１／２波長線路６は負荷部５の負荷抵抗ＲＬと整合がとれるからである。

以上のように上記第１の実施形態によれば、ピークアンプ３と負荷部５との間に、１／２波長線路６を接続することで、６ｄＢバックオフ動作時に、メインアンプ２側の１／４波長線路４の周波数特性を補正するようにしているので、６ｄＢバックオフ時に、メインアンプ２から見た負荷部５のインピーダンス実部の周波数特性を広帯域（６５０ＭＨｚから１３４９ＭＨｚ）に渡って平坦にすることができる。

また、上記第１の実施形態において、１／２波長線路６のインピーダンスを、負荷部５の負荷抵抗ＲＬの２倍のインピーダンスに設定しているので、ピークアンプ３の動作時において、ピークアンプ３の出力側の１／２波長線路６から見た負荷部５のインピーダンスは、メインアンプ２側から流れ込む電流によって、負荷抵抗×２となり、１／２波長線路６は負荷部５と整合がとれ、これによりピーク動作時に周波数特性を有することなく、６ｄＢバックオフ時に、メインアンプ２から見た負荷部５のインピーダンス実部の周波数特性を広帯域に渡って平坦にすることができる。また、高調波のインピーダンスを調整することにより、波形をクリッピングさせることなく、リニアな動作とすれば、実部が一定となり、効率、出力電力を最大値とすることができる。

（第２の実施形態）
第２の実施形態では、上記第１の実施形態をより一般化して説明する。

図１１は、第２の実施形態に係わるドハティアンプの接続図を示す。

ここでは、前回と同様に、ドハティアンプの中心周波数は1000MHz、ドハティアンプがバックオフ動作時、メインアンプ２からみた負荷部５の負荷インピーダンスＲＬは１００Ω、ドハティアンプがピーク動作時のメインアンプ２、ピークアンプ３からみたインピーダンスＲＬを５０Ωとする。

ピークアンプ３の出力側に接続された1/4波長（λ0）線路２３のインピーダンスZ0は５０Ωとなる。

また、ピークアンプ３が動作を開始した後、中心周波数において、メインアンプ２の電流が変化してもメインアンプ２の電圧が一定となるように、Zm^2=Z0×RL×２としている。

図１２は、RLをパラメータに、バックオフ時（メインアンプ２のみ動作している時）のメインアンプ２からみた負荷部５のインピーダンスを示す。また、RLの値とZm、Z0の関係を以下の表１に示す。

図１２において、RL=50Ω時は、上記第２の比較例（図５）に相当する。RL=２５Ω時は、上記第１の実施形態（図７）に相当する。インピーダンスRLは２５Ωに限らず、例えばインピーダンスRLを２０Ωとしてもよい。インピーダンスRLを２０Ωの場合でも、上記第２の比較例となるRL=５０Ωよりインピーダンスの実部はフラットとなる。

以上のように上記第２の実施形態によれば、負荷部５の負荷抵抗ＲＬが「２５Ω」である上記第１の実施形態だけでなく、RLが「２５Ω」に近い「２０Ω」であっても同様な効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
上記各実施形態では、負荷抵抗ＲＬを「２５Ω」または「２０Ω」としてきた。通常の回路のインタフェースは「５０Ω」であるので、「２５Ω」を「５０Ω」に変換する必要がある。この１つの方法は、例えばテーパ状の広帯域インピーダンス変換器を使用することであるが、従来のドハティアンプで使用している１／４波長線路を使用したインピーダンス変換器を使用してもよい。以下に、その説明を行う。

図１３は、第３の実施形態として、上記第２の実施形態（図１１）の出力回路に1/4波長線路３１を追加して出力インピーダンスを「５０Ω」に変換した回路である。

ここでも、前回と同様に、ドハティアンプの中心周波数は1000MHz、ドハティアンプがバックオフ動作時、メインアンプ２からみた負荷インピーダンスは「１００Ω」、ドハティアンプがピーク動作時のメインアンプ２、ピークアンプ３からみたインピーダンスを「５０Ω」とする。

ピークアンプ３の出力側に接続された1/4波長線路２３のインピーダンスZ0は「５０Ω」となる。また、ピークアンプ３が動作を開始した後、中心周波数において、メインアンプ２の電流が変化してもメインアンプ２の電圧が一定となるように、Zm^2=２×Z0×Za^2/RLとしている。

図１４は、出力合成点から出力側をみたインピーダンス（Zb）をパラメータに、バックオフ時（メインアンプ２のみ動作している時）のメインアンプ２からみた負荷部５のインピーダンスを示す。また、RL、Zb,Z0の値とZm、Zaの関係を以下の表２に示す。

図１４において、Zb=50Ω時は、上記第２の比較例（図５）に相当する。Zb=２５Ω時は、上記第１の実施形態（図７）の回路の出力に1/4波長線路３１を追加した回路に相当する。上記第１の実施形態（図７）の回路の出力に1/4波長線路３１を追加して出力インピーダンスを５０Ωにしても、依然、上記第２の比較例（図５）よりバックオフ時のメインアンプ２からみた負荷部５のインピーダンスの実部は広帯域である。

以上のように上記第３の実施形態によれば、１／４波長線路２１及び１／４波長線路２２と、負荷部５との間に、入力信号の１／４波長に対応する１／４波長線路３１を接続しても、バックオフ時のメインアンプ２からみた負荷部５のインピーダンスの周波数特性を広帯域で平坦にすることができる。

（その他の実施形態）
上記各実施形態の効果を確認するために、特性例はブロック図における伝送線路のインピーダンスに数値を代入して計算し、説明してきたが、数値に限定するものではない。

なお、この発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。

２…メインアンプ、３…ピークアンプ、４…１／４波長線路、５…負荷部、６…１／２波長線路、２１，２２，２３，３１…１／４波長線路。

Claims (5)

1. 入力信号が供給されているときは常時動作し、当該入力信号を増幅するメインアンプと、前記入力信号が所定のレベルより大きいときに動作し、当該入力信号を増幅するピークアンプと、前記メインアンプの出力と前記ピークアンプの出力とを合成して出力するための負荷部と、前記メインアンプと前記負荷部との間に接続され、前記入力信号の１／４波長に対応する１／４波長伝送線路とを備えるドハティ型増幅器であって、
   前記ピークアンプと前記負荷部との間に接続される、前記入力信号の１／２波長に対応する１／２波長伝送線路を備えることを特徴とするドハティ型増幅器。
2. 前記１／２波長伝送線路は、前記負荷部のインピーダンスの２倍のインピーダンスを有することを特徴とする請求項１記載のドハティ型増幅器。
3. さらに、前記１／４波長伝送線路及び前記１／２波長伝送線路と、前記負荷部との間に接続される、前記入力信号の１／４波長に対応する１／４波長伝送線路を備えることを特徴とする請求項１記載のドハティ型増幅器。
4. 入力信号が供給されているときは常時動作し、当該入力信号を増幅するメインアンプと、前記入力信号が所定のレベルより大きいときに動作し、当該入力信号を増幅するピークアンプと、前記メインアンプの出力と前記ピークアンプの出力とを合成して出力するための負荷部と、前記メインアンプと前記負荷部との間に接続され、前記入力信号の１／４波長に対応する第１の１／４波長伝送線路と、前記メインアンプと前記負荷部との間に接続され、互いにインピーダンスが異なる第２の１／４波長伝送線路及び第３の１／４波長伝送線路とを備えるドハティ型増幅器であって、
   前記メインアンプから見た前記負荷部のインピーダンスの周波数特性を広帯域で平坦にするべく前記負荷部のインピーダンスを変更することを特徴とするドハティ型増幅器。
5. 入力信号が供給されているときは常時動作し、当該入力信号を増幅するメインアンプと、前記入力信号が所定のレベルより大きいときに動作し、当該入力信号を増幅するピークアンプと、前記メインアンプの出力と前記ピークアンプの出力とを合成して出力するための負荷部と、前記メインアンプと前記負荷部との間に接続され、前記入力信号の１／４波長に対応する第１の１／４波長伝送線路と、前記メインアンプと前記負荷部との間に接続され、互いにインピーダンスが異なる第２の１／４波長伝送線路及び第３の１／４波長伝送線路とを備えるドハティ型増幅器であって、
   前記第１の１／４波長伝送線路及び前記第３の１／４波長伝送線路と、前記負荷部との間に接続される、前記入力信号の１／４波長に対応する第４の１／４波長伝送線路を備えることを特徴とする請求項４記載のドハティ型増幅器。

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