JP2019522406A - 広帯域電力増幅器及び広帯域電力増幅器回路網を設計する方法 - Google Patents

Abstract

広帯域電力増幅器は、増幅器の入力ポートからの信号を増幅するように、並列に接続された増幅器のセットと、増幅器によって増幅された信号を、所定の負荷値と整合させるように構成された整合回路網であって、目標動作周波数範囲内の増幅された信号の周波数の単調減少関数として第１のインピーダンス周波数応答を有する、整合回路網と、整合回路網によって整合された信号を変換するように構成されたコンバーター回路網と、目標動作周波数範囲内の増幅された信号の周波数の単調増加関数として第２のインピーダンス周波数応答を有するインピーダンス平坦化回路網とを備える。

Description

本発明は、無線通信の応用のための高効率広帯域ドハティ電力増幅器（Doherty power amplifier）のインピーダンス平坦化回路網（impedance flattening network：インピーダンス平坦化ネットワーク）に関する。

無線セルラー通信における高帯域幅及び高いピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）変調信号の応用の需要により、広帯域ドハティ電力増幅器（ＰＡ）への強い関心が生まれている。ドハティＰＡからの高バックオフ効率の利益により、このドハティＰＡ自体が、セルラー基地局の応用のための次世代の高効率電力増幅器の第１候補として浮上している。

従来のドハティＰＡは、ピーク電力及びバックオフ電力の双方において高い効率性を維持するために、負荷変調のコンセプトを用いている。しかしながら、従来の負荷変調回路網は、狭帯域動作にしか適していない。したがって、次世代無線通信の要件を満たすために、広帯域幅かつ高い効率性を同時にサポートすることができるドハティＰＡの旺盛な需要が存在する。

一方で、ドハティ電力増幅器についての最も重大な設計課題のうちの１つが、バックオフ電力における狭帯域幅性能である。バックオフ電力における狭帯域動作を克服するために、いくつかの方法が実現されており、それらの中で、バックオフ電力におけるインピーダンス変成比の低減及び出力補償段が有望である。インピーダンス変成比の低減は、問題を或る程度克服するのには役立つが、周波数がその中心から移るのにつれて、依然としてバックオフ電力におけるインピーダンスの実数部の大幅な変動を示している。出力インピーダンス補償回路網シナリオの事例においても同様の特性が観察され、結果として、これらの技術は、実用的な応用においてバックオフ電力での低周波数をもたらしている。したがって、広周波数範囲にわたって高い効率性を維持するために、バックオフ電力においてインピーダンスの実数部の最小変動を有する広帯域ドハティ電力増幅器を実現することは、非常に魅力的である。

図１は、３ｄＢ電力分割器１０１と、これに後置して、メイン電力増幅器１０２と、補助電力増幅器１０３と、ドハティ合成器として知られる合成回路網１０４とを備える関連技術のドハティ電力増幅器を示している。メイン増幅器及び補助増幅器は、典型的には、それぞれＡＢ級モード及びＣ級モードにおいてバイアスされる。また、これらのＰＡの最適負荷を所望の最終負荷値に整合させるために、メイン増幅器及び補助増幅器の出力において出力整合回路網（ＯＭＮ：output matching networks）１０５、１０６が必要とされる。ドハティ合成器は、ピーク電力レベル及びバックオフ電力レベルの双方のために必要とされる負荷状態を提供する負荷変調回路網として機能する。結果として、高いＰＡＰＲ、典型的には、６ｄＢ以上のＰＡＰＲを有する信号のために或る一定の電力範囲にわたって高い効率性を維持することができる。しかしながら、バックオフにおけるλ／４インピーダンスインバーターＺ_Ｔ１０７の固有の狭帯域特性に起因して、従来のドハティ合成回路網は、狭帯域動作、典型的には、１％〜５％の相対帯域幅にしか適していない。

図２Ａは、バックオフ電力レベルにおける等化接続を示しており、この図において、補助増幅器１０３は、理論的に無限出力インピーダンスを示すオフ状態にある。したがって、補助増幅器１０３は、図２Ａの部分２０２に示すように、ドハティ合成器１０４から切断されている。部分２０３における、［Ｚ_ｍ，ｂｏ］によって示されるドハティ合成器インピーダンス応答（実数部）が、図２Ｂに示されている。ドハティ合成器１０４を構成する４分の１波長送信線２０４及び２０５の入力インピーダンス周波数依存の性質は、設計周波数範囲２０９にわたる周波数応答曲線２０７によって与えられる。理想的には、ドハティＰＡの広帯域幅効率動作を設計するために、インピーダンスの実数部［Ｚ_ｍ，ｂｏ］は、周波数範囲２０９にわたって周波数に依存しないようにする必要があり、これは、破線２０８によって示されるような平坦曲線となるべきである。しかしながら、このことは、実用的に達成するのが非常に困難である。

図３は、特許文献１において報告されている関連技術を示しており、この文献において、広帯域ドハティ電力増幅器は、４分の１波長インピーダンス変成器の品質係数に比較して、広帯域４分の１波長インピーダンス変成器の総品質係数を低減させるように構成された補償回路を導入することによって実現されている。一般に、システムの品質係数を妥協することによって、通常は帯域幅が増すが、このことによって複雑性が生まれる。主要な帰結のうちの１つは、このことにより、システムの損失が増大し、特に、効率性が非常に重要である場合の電力増幅器の事例において、どのような低品質係数回路網でも効率性劣化を導入するということであり、この劣化は、次世代低コストエネルギー効率無線システムに適していない。

したがって、広帯域合成回路網を有し、その一方で、バックオフ電力における、高い効率性、小さいフォームファクター及び低複雑度の設計を維持する、先進のドハティ電力増幅器アーキテクチャに対する需要が存在する。

米国特許第９，１１２，４５８号

いくつかの実施形態は、インピーダンス平坦化回路網を有する広帯域電力増幅器が、ドハティ電力増幅器の帯域幅及びバックオフ効率の特性を改善するという認識に基づいている。広帯域電力増幅器は、
増幅器の入力ポートからの信号を増幅するように、並列に接続された増幅器のセットと、
前記増幅器によって増幅された前記信号を、所定の負荷値と整合させるように構成された整合回路網であって、目標動作周波数範囲内の前記増幅された信号の周波数の単調減少関数として第１のインピーダンス周波数応答を有する、整合回路網と、
前記整合回路網によって整合された前記信号を変換するように構成されたコンバーター回路網と、
前記目標動作周波数範囲内の前記増幅された信号の周波数の単調増加関数として第２のインピーダンス周波数応答を有するインピーダンス平坦化回路網と、
を備える。

別の実施形態は、インピーダンス平坦化回路網を有する電力増幅器を設計する方法を開示する。該方法は、
増幅器の入力ポートからの信号を増幅するように、並列に接続された増幅器のセットを配置するステップと、
前記増幅器と接続するように整合回路網を配置するステップであって、該整合回路網は、前記増幅器によって増幅された前記信号を、所定の負荷値と整合させるように構成され、該整合回路網は、前記増幅器によって、目標動作周波数範囲内の前記増幅された信号の周波数の単調減少関数として第１のインピーダンス周波数応答を有するように構成される、ステップと、
前記整合回路網と接続するように、コンバーター回路網を配置するステップであって、該コンバーター回路網は、前記整合回路網によって整合された前記信号を変換するように構成される、ステップと、
前記コンバーター回路網と接続するように、インピーダンス平坦化回路網を配置するステップであって、該インピーダンス平坦化回路網は、前記目標動作周波数範囲内の前記増幅された信号の周波数の単調増加関数として第２のインピーダンス周波数応答を有するように構成される、ステップと、
を含む。

別の実施形態は、無線基地局システムを開示する。無線基地局システムは、
ベースバンド信号生成回路のセットと、
前記ベースバンド信号生成回路からベースバンド信号を受信し、該ベースバンド信号を、所定の送信周波数に従って送信信号に変換するように構成された送信コンバーターモジュールと、
前記送信コンバーターモジュールから受信された前記送信信号を増幅するように構成された広帯域電力増幅器であって、
該増幅器の入力ポートから受信された前記送信信号を増幅するように、並列に接続された増幅器のセットと、
該増幅器によって増幅された前記送信信号を、所定の負荷値と整合させるように構成された整合回路網であって、前記送信信号の周波数の単調減少関数として第１のインピーダンス周波数応答を有する、整合回路網と、
目標動作周波数範囲内の、前記整合回路網によって整合された前記送信信号を変換するように構成されたコンバーター回路網と、
前記目標動作周波数範囲内の、前記コンバーター回路網によって変換された前記送信信号の周波数の単調増加関数として第２のインピーダンス周波数応答を有するインピーダンス平坦化回路網と、
を備える、広帯域電力増幅器と、
アンテナを有する無線信号送信アンテナモジュールであって、該無線信号送信アンテナモジュールは、前記広帯域電力増幅器によって増幅された前記送信信号を受信して、該アンテナを介して空中に送信する、無線信号送信アンテナモジュールと、
を備える。

関連技術分野のドハティ電力増幅器を示す図である。 バックオフ電力レベルにおけるドハティ合成器回路網の等化構成を示す図である。 実際の事例と広帯域の事例とにおけるドハティ合成器周波数応答の入力インピーダンスの比較を示す図である。 関連技術分野の広帯域ドハティ電力増幅器を示す図である。 メイン増幅器と出力整合回路網とを備える増幅器回路を示す図である。 Ｚ_{ｌｏａｄ＿ｐｕｌｌ}位置において得られる図４Ａの増幅器回路のインピーダンス周波数応答を示す図である。 Ｚ_{ｍ，ｂｏ＊}位置において得られる図４Ａの増幅器回路のインピーダンス周波数応答を示す図である。 ４分の１波長インピーダンスコンバーターに接続されたインピーダンス平坦化回路網を備える回路図である。 図５ＡのＺ_{ｍ，ｂｏ１}位置において得られるインピーダンス平坦化回路網のインピーダンス周波数応答を示す図である。 インピーダンス平坦化回路網を備える高周波数広帯域ドハティ電力増幅器の回路図である。 インピーダンス平坦化回路網を具現化する一実施形態を示す図である。 ４分の１波長インピーダンスコンバーターに接続されたインピーダンス平坦化回路を示す図である。 図４Ｃの出力整合回路網のインピーダンス周波数応答と４分の１波長インピーダンスコンバーターに接続されたインピーダンス平坦化回路網のインピーダンス周波数応答とを示す図である。 インピーダンス平坦化回路網とメイン増幅器に接続された出力整合回路網とを合成することによって得られるインピーダンス周波数応答の平坦化効果を示す図である。 インピーダンス平坦化回路網を設計する方法のブロック図である。 マルチバンド送信のための送信コンバーターモジュールとインピーダンス平坦化回路網を備える高周波数広帯域ドハティ電力増幅器とを備えるセルラー基地局システムを示す図である。

本発明の様々な実施形態が、図面を参照して以下で説明される。図面は縮尺どおり描かれておらず、類似の構造又は機能の要素は、図面全体にわたって同様の参照符号によって表されることに留意されたい。図面は、本発明の特定の実施形態の説明を容易にすることのみを意図することにも留意されたい。図面は、本発明の網羅的な説明として意図されるものでもなければ、本発明の範囲を限定するものとして意図されるものでもない。加えて、本発明の特定の実施形態と併せて説明される態様は、必ずしもその実施形態に限定されず、本発明の任意の他の実施形態において実施することができる。

いくつかの実施形態は、インピーダンス平坦化回路網を有する広帯域電力増幅器が、ドハティ電力増幅器の帯域幅及びバックオフ効率の特性を改善するという認識に基づいている。広帯域電力増幅器は、
増幅器の入力ポートからの信号を増幅するように、並列に接続された増幅器のセットと、
増幅器によって増幅された信号を、所定の負荷値と整合させるように構成された整合回路網であって、目標動作周波数範囲内の増幅された信号の周波数の単調減少関数として第１のインピーダンス周波数応答を有する、整合回路網と、
整合回路網によって整合された信号を変換するように構成されたコンバーター回路網と、
目標動作周波数範囲内の増幅された信号の周波数の単調増加関数として第２のインピーダンス周波数応答を有するインピーダンス平坦化回路網と、
を備える。

図４Ａは、メイン増幅器と出力整合回路網とを備える増幅器回路を示している。図４Ｂは、Ｚ_{ｌｏａｄ＿ｐｕｌｌ}位置４０２において得られる増幅器回路のインピーダンス周波数応答を示している。図４Ｃは、Ｚ_{ｍ，ｂｏ＊}位置において得られる増幅器回路のインピーダンス周波数応答を示している。

図４Ａ〜図４Ｃは、メイン増幅器を考慮するＺ_{ｌｏａｄ＿ｐｕｌｌ}４０２の具現化と、周波数の増加に伴う実数［Ｚ_{ｌｏａｄ＿ｐｕｌｌ}］の減少挙動を有するその典型的な周波数応答曲線４０６とを示している。典型的には、この実数［Ｚ_{ｌｏａｄ＿ｐｕｌｌ}］４０６の負荷は、出力整合回路網（ＯＭＮ）４０３を通してバックオフインピーダンス実数［Ｚ_ｍ，ｂｏ］２０１に整合され、４０５の端子ノードにおける全体の特性インピーダンスは、４０６の応答形状によって影響を受ける。この結果としての特性は、Ｚ_{ｍ，ｂｏ＊}４０４によって示され、その周波数応答は、図４Ｃにおける周波数応答曲線４０７として示される。周波数応答曲線４０７は、理想バックオフ負荷状態４０８から逸れ、これにより、特に目標動作周波数範囲に対応するｆｏ−ＢＷ／２〜ｆｏ＋ＢＷ／２の領域のエッジにおける、このインピーダンス不整合に起因してドハティＰＡの広帯域動作が制限されることに留意されたい。整合回路網４０３は、目標動作周波数範囲内の増幅された信号の周波数の単調減少関数を示すインピーダンス周波数応答を有する。

したがって、いくつかの実施形態は、帯域幅全体にわたって、端子ノード４０５におけるバックオフ負荷状態４０８の特性を改善するとともに、バックオフ電力における効率性を高めるように、ドハティ合成器においてインピーダンス平坦化回路網を追加する。

図５Ａは、４分の１波長インピーダンスコンバーターに接続されたインピーダンス平坦化回路網を備える回路図を示しており、図５Ｂは、図５ＡのＺ_{ｍ，ｂｏ１}位置において得られるインピーダンス平坦化回路網のインピーダンス周波数応答を示している。

図５Ａは、インピーダンス平坦化回路網５３０に接続された合成回路網５２０の部分を示している。合成回路網５２０は、インピーダンス平坦化回路網５３０とともに、バックオフにおける負荷変調回路網としての役割を担う。

図５Ｂは、実数部インピーダンス６０５の典型的な周波数応答を示している。高効率広帯域ドハティ電力増幅器の目標動作周波数範囲は、ｆ_０−ＢＷ／２〜ｆ_０＋ＢＷ／２である。この事例において、インピーダンスの実数部Ｚ_{ｍ，ｂｏ１}６０５は、ＲＦ出力ポートへのλ／４インピーダンスインバーターＺ_Ｔ５０７の入力ポート側（Ｚ_{ｍ，ｂｏ１}６０１）から観測される。図面において見られるように、インピーダンスＺ_{ｍ，ｂｏ１}６０５は、周波数ｆ_０を中心とした、ｆ_０−ＢＷ／２からｆ_０＋ＢＷ／２までの目標動作周波数範囲内の周波数に伴って単調増加する。換言すれば、インピーダンス平坦化回路網５３０は、目標動作周波数範囲内の増幅された信号の周波数の単調増加関数を示すインピーダンス周波数応答を有するように設計されている。この周波数範囲内のインピーダンスＺ_{ｍ，ｂｏ１}６０５の増加は、上述のインピーダンスＺ_{Ｌｏａｄ＿ｐｕｌｌ}及びＺ_{ｍ，ｂｏ＊}の減少を補正するのに有利であり、この増加により、高効率を有するドハティ電力増幅器の広帯域応答を提供することができる。

図６は、本発明のいくつかの実施形態による高効率広帯域ドハティ電力増幅器５００を示している。高効率広帯域ドハティ電力増幅器５００は、ＲＦ入力ポート、３ｄＢ電力分割器５０１を有する電力分割器回路網５１０、メイン増幅器５０３、補助増幅器５０４、及び電力分割器回路網５１０の出力とこの補助増幅器５０４の入力とを接続するλ／４送信線Ｚ_１５０２を備える増幅器回路網、出力整合回路網（ＯＭＮ）５０５及び５０６を備えるインピーダンスコンバーター回路網、合成回路網５２０、並びにインピーダンス平坦化回路網５３０を備える。この事例において、合成回路網５２０は、λ／４インピーダンスインバーターＺ_Ｔ５０７及びλ／４インピーダンスインバーターＺ_２５０８を備える。さらに、電力増幅器５００は、プリント回路基板上に配置することができる。いくつかの実施形態において、インピーダンス平坦化回路網は、別のプリント回路基板上に形成することができる。

ＲＦ信号は、ＲＦ入力ポートから入力され、電力分割器回路網５１０の３ｄＢ電力分割器５０１によって、電力比Ｒ_１／２＝｜Ｓ１｜／｜Ｓ２｜の設計パラメーターに従って信号Ｓ１及び信号Ｓ２に分割され、ここで、｜Ｓ１｜は、信号Ｓ１の信号電力を表し、｜Ｓ２｜は、信号Ｓ２の信号電力を表している。３ｄＢ電力分割器５０１から出力された信号Ｓ１は、メイン増幅器５０３に入力され、第１の事前設定増幅で増幅される。増幅された信号Ｓ１は、ＯＭＮ５０５に入力され、合成回路網５２０のλ／４インピーダンスインバーターＺ_Ｔ５０７を通過し、その後、このλ／４インピーダンスインバーターＺ_Ｔ５０７から信号Ｓ１’として出力される。

信号Ｓ２は、３ｄＢ電力分割器５０１から出力された後、λ／４送信線Ｚ_１５０２を通過し、補助増幅器５０４に入力される。補助増幅器５０４によって増幅された信号Ｓ２は、出力整合回路網５０６に入力され、信号Ｓ２’として出力される。

信号Ｓ１’及びＳ２’は、ノード５０９において合成され、信号Ｓ３として合成回路網５２０のλ／４インピーダンスインバーターＺ_２５０８に入力される。信号Ｓ３は、λ／４インピーダンスインバーターＺ_２５０８を通して逆変換され、インピーダンス平坦化回路網５３０に入力され、ＲＦ出力ポートに出力される。

本発明の実施形態によれば、従来の広帯域ドハティＰＡアーキテクチャと比較して、本発明の実施形態の新たなアーキテクチャは、より小さく設計することができる。何故ならば、インピーダンス平坦化回路網のフォームファクターが、複雑な較正又は制御回路網を用いる必要がないのでコンパクトであるためである。また、これは、増幅器の全体の熱放散を低減することにも役立つ。

図７は、本発明のいくつかの実施形態による、キャパシタＣ_Ｃ及びインダクタＬ_Ｃの並列タンクによって表されるインピーダンス平坦化回路網５３０の一例を示している。この事例において、キャパシタＣ_Ｃ及びインダクタＬ_Ｃは、並列構成で接続される。これら２つのパラメーター間の関係は、以下によって与えられる。
Ｌ_Ｃ＝１／（４ω_０ ^２Ｃ_Ｃ）
ここで、ω_０＝２πｆ_０及びｆ_０＝中心ＲＦ周波数である。

インピーダンス平坦化回路網５３０の設計において、キャパシタＣ_Ｃ及びインダクタＬ_Ｃの値は、２ｆ_０の周波数に応答するように選ぶことができる。この事例において、キャパシタＣ_Ｃ及びインダクタＬ_Ｃの各々は、回路寄生が補償され、かつ電力効率及び周波数応答範囲が最大化されるように寄生インピーダンスを含むように選ぶことができる。

換言すれば、いくつかの実施形態において、インピーダンス平坦化回路網５３０は、広帯域電力増幅器の動作中心周波数ｆ_０の２次高調波周波数において共振周波数を有するように選ばれる共振器を備えるように構成される。

インピーダンス平坦化回路網５３０は、結果としての性能が図４Ｃにおいて破線で示される理想バックオフ負荷状態４０８に近づくように、図４Ｃにおける周波数応答曲線４０７とは反対の特性を生み出すように設計される。このことにより、ドハティＰＡの広帯域性能を達成することが可能になる。

本発明のいくつかの実施形態によれば、次世代無線通信のための電力増幅器の実装においてコストの削減を達成することができる。インピーダンス平坦化回路網は、ドハティＰＡの帯域幅及びバックオフ効率を改善するのに役立つ。帯域幅の向上により、マルチバンド動作のための複数の電力増幅器の代わりに、単一の電力増幅器の使用が提供される。このことにより、ＰＡの実装コストの大幅なカットダウンがもたらされる。加えて、バックオフ電力における効率改善により、ＰＡによる熱放散が低減され、これは、熱シンク及び冷却システムを設計するコストの削減につながる。

図８Ａは、本発明のいくつかの実施形態による、バックオフ負荷変調回路網８００の簡略図を示している。図８Ｂは、バックオフ負荷変調回路網８００の周波数応答を示している。この事例において、補助ＰＡ５０４は、Ｃ級モードにおいてバイアスされ、補助ＰＡ５０４は、バックオフ電力領域においてオフに切り替えられる。結果として、補助ＰＡ５０４からインピーダンス要素Ｚ_２５０８への信号パスが、全体構成からの切断をもたらす開回路６０２となる。周波数応答曲線８０３は、メインＰＡによって見られるバックオフ電力におけるインピーダンス［Ｚ_{＿ｍ，ｂｏ１}］の実数部を表す。

典型的には、ＲＦ周波数におけるＰＡは、出力電力要件内で効率性を付加した最大電力を得るために、ロードプルの結果に基づいて設計される。周波数にわたるロードプルインピーダンスの特性を注意深く見ると、例えば、電力増幅器は、窒化ガリウム（ＧａＮ）材料系トランジスタ、例えば、ＧａＮ高電子移動度トランジスタ又はＧａＮ材料系ヘテロバイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）とすることができる。CREE, Inc.社によって公開された、ＧａＮ高電子移動度トランジスタに関するデータシートＣＧＨ４００１０及びＣＧＨ４００２５においていくつかの参考資料が見られる。これは、ＲＦ電力トランジスタの出力等化回路が出力チャネル抵抗（電界効果トランジスタの事例におけるＲｄ）と出力寄生キャパシタンス（Ｃ_ｏｕｔ）との並列組み合わせである結果と解釈することができる。そして、この回路網の周波数応答は、インピーダンスの実数部の減少を示している。

並列接続されたＬ−Ｃ回路網を有する結果としての構成及び異なるノードにおける周波数応答が図８Ａ〜図８Ｃにおいて示されている。ドハティＰＡアーキテクチャの残りの部分とともにＬ−Ｃ回路網を含めることにより、広帯域ドハティＰＡの適切な動作のために好適である、ノード８０１における別個のインピーダンス特性が生み出される。第１に、このインピーダンス平坦化回路網は、２次高調波において高インピーダンス状態を生み出すことによって中心周波数に対する実数［Ｚ＿ｍ，ｂｏ_１］の利得の変更を生み出す。したがって、インピーダンス平坦化回路網を接続する前には、実数［Ｚ＿ｍ，ｂｏ_１］の特性は、周波数応答８０３だったが、インピーダンス平坦化回路網を含めた後には、この回路網は、実数［Ｚ＿ｍ，ｂｏ＊］４０４をｆ_ｏ−ＢＷ／２からｆ_ｏまで引き下げ始めるとともに、実数［Ｚ＿ｍ，ｂｏ＊］をｆ_ｏからｆ_ｏ＋ＢＷ／２まで引き上げ始める。実数［Ｚ＿ｍ，ｂｏ_１］の結果としての特性は、図８Ｃにおける周波数応答曲線８０４として示される。本発明の実施形態によれば、周波数応答曲線８０４の変動を、ｆ_ｏ−ＢＷ／２〜ｆ_ｏ＋ＢＷ／２の目標動作周波数範囲の閾値８０５内に制御することができる。周波数応答曲線８０４は、ｆ_ｏ−ＢＷ／２〜ｆ_ｏ＋ＢＷ／２の目標動作周波数範囲内で実質的に一定であることに留意されたい。

バックオフにおける実数［Ｚ_{＿ｍ，ｂｏ１}］は、今や帯域幅全体にわたって周波数への依存度が小さくなっているので、実現されたドハティＰＡは、広帯域性能を呈している。第２に、このドハティＰＡは、ノード８０１におけるリアクタンス部分を補償するのにも役立つ。典型的に、任意のデバイスの出力インピーダンスは、容量性、すなわち負値のリアクタンスであり、このリアクタンスは、ドハティＰＡから、効率性を付加した最大電力を抽出するように、このリアクタンスの適切な値に整合させることができる。実際において、単一／複数段を有する整合回路網は、通常はリアクタンス部分を整合させるのに用いられるが、この事例では、インピーダンス平坦化回路網は、全体の効率性を改善するキャパシタ及びインダクタの適切な値を選択することによって、要件に従ってリアクタンス部分を補償することが可能である。

いくつかの実施形態によれば、インピーダンス平坦化回路網５３０のコンポーネントは、図８Ｃに示すように、第１のインピーダンス周波数応答と第２のインピーダンス周波数応答との合成の周波数の変動が閾値８０５未満であるように選択することができる。換言すれば、整合回路網５０５及びインピーダンス平坦化回路網５３０の組み合わせの周波数応答は、ｆ_ｏ−ＢＷ／２〜ｆ_ｏ＋ＢＷ／２の目標動作周波数範囲内で実質的に一定である。

上述したように、インピーダンス平坦化回路網５３０は、広帯域電力増幅器の動作中心周波数ｆ_０の２次高調波周波数２ｆ_０において共振周波数を有するように選ばれる共振器を備え、目標動作周波数範囲内の周波数ｆ_ｏ＋ＢＷ／２は、２次高調波周波数２ｆ_０以下であるように選ばれることに留意されたい。

さらに、インピーダンス平坦化回路網５３０は、コンバーター回路網５２０と電力増幅器５００の出力ポートとの間に接続される。加えて、コンバーター回路網５２０は、図６に示すように、４分の１波長送信インピーダンスコンバーターを備える。

いくつかの実施形態において、インピーダンス平坦化回路網５３０は、並列のインダクタンスＬ_Ｃ及びキャパシタンスＣ_Ｃを有する共振器を備えるように設計することができ、ここで、共振器は、広帯域電力増幅器５００の動作中心周波数ｆ_ｏの２次高調波周波数において共振周波数を有するように選ばれる。この事例において、キャパシタンスＣは、電極の空隙又はバリアブルキャパシタの形態とすることができる。さらに、キャパシタンスＣは、微小電子機械システム（ＭＥＭＳ：micro electro mechanical system）のキャパシタの形態とすることができる。

図９は、インピーダンス平坦化回路網を設計する方法のブロック図を示している。ステップＴ１において動作周波数範囲を求めた後、ステップＴ２において２次高調波中心周波数が計算される。事前に求められた中心周波数について、ステップＴ３において、インピーダンス平坦化回路網の要素値Ｌ及びＣが求められる。ステップＴ４において、値Ｌ及びＣの各々は、メイン増幅器から見られるインピーダンスの最小周波数変動を得るように、別々に調整される。

いくつかの実施形態において、広帯域電力増幅器回路網を設計する方法は、
増幅器の入力ポートからの信号を増幅するように、並列に接続された増幅器のセットを配置するステップと、
増幅器と接続するように整合回路網を配置するステップであって、整合回路網は、増幅器によって増幅された信号を、所定の負荷値と整合させるように構成され、整合回路網は、増幅器によって、目標動作周波数範囲内の増幅された信号の周波数の単調減少関数として第１のインピーダンス周波数応答を有するように構成される、ステップと、
整合回路網と接続するように、コンバーター回路網を配置するステップであって、コンバーター回路網は、整合回路網によって整合された信号を変換するように構成される、ステップと、
コンバーター回路網と接続するように、インピーダンス平坦化回路網を配置するステップであって、インピーダンス平坦化回路網は、目標動作周波数範囲内の増幅された信号の周波数の単調増加関数として第２のインピーダンス周波数応答を有するように構成される、ステップと、
を含む。

図１０は、送信コンバーターモジュールと、インピーダンス平坦化回路網を備える高周波数広帯域ドハティ電力増幅器とを備えるＲＦ基地局システム９００を示している。

ＲＦ基地局システム９００は、ベースバンド信号生成器９４０を備える。ベースバンド信号生成器９４０の各々は、送信コンバーターモジュール９５０に接続される。送信コンバーターモジュール９５０は、異なる周波数を有するベースバンド信号９４０のＲＦ信号♯１〜ｎを生成し、これらのＲＦ信号を、インピーダンス平坦化回路網５３０を有するＲＦ電力増幅器回路９６０に送信する。ＲＦ信号を受信した後、ＲＦ電力増幅器回路９６０は、ＲＦ信号を増幅し、アンテナ９７０を介して空中に送信する。本発明のいくつかの実施形態によれば、ベースバンド信号９４０のＲＦ信号♯１〜ｎは、事前に求められた周波数範囲のために効率的に増幅される。

いくつかの実施形態において、無線基地局システムは、
ベースバンド信号生成回路のセットと、
ベースバンド信号生成回路からベースバンド信号を受信し、ベースバンド信号を、所定の送信周波数に従って送信信号に変換するように構成された送信コンバーターモジュールと、
送信コンバーターモジュールから受信された送信信号を増幅するように構成された広帯域電力増幅器であって、
増幅器の入力ポートから受信された送信信号を増幅するように、並列に接続された増幅器のセットと、
増幅器によって増幅された送信信号を、所定の負荷値と整合させるように構成された整合回路網であって、目標動作周波数範囲内の送信信号の周波数の単調減少関数として第１のインピーダンス周波数応答を有する、整合回路網と、
整合回路網によって整合された送信信号を変換するように構成されたコンバーター回路網と、
目標動作周波数範囲内の、コンバーター回路網によって変換された送信信号の周波数の単調増加関数として第２のインピーダンス周波数応答を有するインピーダンス平坦化回路網と、
を備える、広帯域電力増幅器と、
アンテナを有する無線信号送信アンテナモジュールであって、無線信号送信アンテナモジュールは、広帯域電力増幅器によって増幅された送信信号を受信して、アンテナを介して空中に送信する、無線信号送信アンテナモジュールと、
を備える。

本発明の上記の実施形態は数多くの方法のいずれかにおいて実現することができる。例えば、それらの実施形態は、ハードウェア、ソフトウェア又はその組み合わせを用いて実現することができる。ソフトウェアにおいて実現されるとき、そのソフトウェアコードは、単一のコンピューター内に設けられるにしても、複数のコンピューター間に分散されるにしても、任意の適切なプロセッサ、又はプロセッサの集合体において実行することができる。そのようなプロセッサは集積回路として実現することができ、集積回路コンポーネント内に１つ以上のプロセッサが含まれる。しかしながら、プロセッサは、任意の適切な構成の回路を用いて実現することができる。

また、本発明の実施形態は方法として具現することができ、その一例が提供されてきた。その方法の一部として実行される動作は、任意の適切な方法において順序化することができる。したがって、例示的な実施形態において順次の動作として示される場合であっても、例示されるのとは異なる順序において動作が実行される実施形態を構成することもでき、異なる順序は、いくつかの動作を同時に実行することを含むことができる。

請求項要素を修飾するために特許請求の範囲において「第１の」、「第２の」のような序数の用語を使用することは、それだけで、或る請求項要素が別の請求項要素よりも優先度が高いこと、優位であること、若しくは上位にあることを暗示するのでも、又は方法の動作が実行される時間的な順序を暗示するのでもなく、請求項要素を区別するために、或る特定の名称を有する１つの請求項要素を（序数用語を使用しなければ）同じ名称を有する別の要素から区別するラベルとして単に使用される。

Claims (17)

1. 増幅器の入力ポートからの信号を増幅するように、並列に接続された増幅器のセットと、
   前記増幅器によって増幅された前記信号を、所定の負荷値と整合させるように構成された整合回路網であって、目標動作周波数範囲内の前記増幅された信号の周波数の単調減少関数として第１のインピーダンス周波数応答を有する、整合回路網と、
   前記整合回路網によって整合された前記信号を変換するように構成されたコンバーター回路網と、
   前記目標動作周波数範囲内の前記増幅された信号の周波数の単調増加関数として第２のインピーダンス周波数応答を有するインピーダンス平坦化回路網と、
   を備える、広帯域電力増幅器。
2. 前記インピーダンス平坦化回路網のコンポーネントは、前記第１のインピーダンス周波数応答と前記第２のインピーダンス周波数応答との合成の周波数の変動が閾値未満であるように選択される、
   請求項１に記載の増幅器。
3. 前記第１のインピーダンス周波数応答と前記第２のインピーダンス周波数応答との合成の前記周波数は、実質的に一定である、
   請求項１に記載の増幅器。
4. 前記インピーダンス平坦化回路網は、前記コンバーター回路網と前記電力増幅器の出力ポートとの間に接続される、
   請求項１に記載の増幅器。
5. 前記コンバーター回路網は、４分の１波長送信インピーダンスコンバーターを備える、
   請求項１に記載の増幅器。
6. 前記インピーダンス平坦化回路網のリアクタンスは、実質的に０である、
   請求項１に記載の増幅器。
7. 前記インピーダンス平坦化回路網は、並列のインダクタンスＬ及びキャパシタンスＣを有する共振器を備え、
   該共振器は、前記広帯域電力増幅器の動作中心周波数の２次高調波周波数において共振周波数を有するように選ばれる、
   請求項１に記載の増幅器。
8. 前記キャパシタンスＣは、電極の空隙又はバリアブルキャパシタの形態である、
   請求項７に記載の増幅器。
9. 前記キャパシタンスＣは、微小電子機械システムのキャパシタの形態である、
   請求項７に記載の増幅器。
10. 入力信号を、所定の信号電力比によって第１の信号及び第２の信号に分割するように構成された信号電力分割器を更に備える、
    請求項１に記載の増幅器。
11. 前記増幅器のセットは、
    前記第１の信号を受信して増幅するように構成されたメイン増幅器と、
    前記第２の信号を受信して増幅するように構成されたピーク増幅器と、
    を含む、請求項１０に記載の増幅器。
12. 前記整合回路網は、前記第１の増幅された信号及び前記第２の増幅された信号を受信するように構成された４分の１波長送信インピーダンスコンバーターを備える、
    請求項１１に記載の増幅器。
13. 前記増幅器回路網は、窒化ガリウム（ＧａＮ）材料系トランジスタを備える、
    請求項１に記載の増幅器。
14. 前記インピーダンス平坦化回路網は、プリント回路基板上に形成される、
    請求項１に記載の増幅器。
15. 前記４分の１波長送信インピーダンスコンバーターのうちの少なくとも１つは、前記広帯域電力増幅器の中心周波数に対して設計される、
    請求項５に記載の増幅器。
16. 広帯域電力増幅器回路網を設計する方法であって、
    該方法は、
    増幅器の入力ポートからの信号を増幅するように、並列に接続された増幅器のセットを配置するステップと、
    前記増幅器と接続するように整合回路網を配置するステップであって、該整合回路網は、前記増幅器によって増幅された前記信号を、所定の負荷値と整合させるように構成され、該整合回路網は、前記増幅器によって、目標動作周波数範囲内の前記増幅された信号の周波数の単調減少関数として第１のインピーダンス周波数応答を有するように構成される、ステップと、
    前記整合回路網と接続するように、コンバーター回路網を配置するステップであって、該コンバーター回路網は、前記整合回路網によって整合された前記信号を変換するように構成される、ステップと、
    前記コンバーター回路網と接続するように、インピーダンス平坦化回路網を配置するステップであって、該インピーダンス平坦化回路網は、前記目標動作周波数範囲内の前記増幅された信号の周波数の単調増加関数として第２のインピーダンス周波数応答を有するように構成される、ステップと、
    を含む、方法。
17. ベースバンド信号生成回路のセットと、
    前記ベースバンド信号生成回路からベースバンド信号を受信し、該ベースバンド信号を、所定の送信周波数に従って送信信号に変換するように構成された送信コンバーターモジュールと、
    前記送信コンバーターモジュールから受信された前記送信信号を増幅するように構成された広帯域電力増幅器であって、
    該増幅器の入力ポートから受信された前記送信信号を増幅するように、並列に接続された増幅器のセットと、
    該増幅器によって増幅された前記送信信号を、所定の負荷値と整合させるように構成された整合回路網であって、目標動作周波数範囲内の前記送信信号の周波数の単調減少関数として第１のインピーダンス周波数応答を有する、整合回路網と、
    前記整合回路網によって整合された前記送信信号を変換するように構成されたコンバーター回路網と、
    前記目標動作周波数範囲内の、前記コンバーター回路網によって変換された前記送信信号の周波数の単調増加関数として第２のインピーダンス周波数応答を有するインピーダンス平坦化回路網と、
    を備える、広帯域電力増幅器と、
    アンテナを有する無線信号送信アンテナモジュールであって、該無線信号送信アンテナモジュールは、前記広帯域電力増幅器によって増幅された前記送信信号を受信して、該アンテナを介して空中に送信する、無線信号送信アンテナモジュールと、
    を備える、無線基地局システム。

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