JP7258612B2 - 高周波回路 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、高周波回路に関する。

従来の高周波トランジスタ回路は、バイアスを与える給電経路が高周波信号に影響しないようにするため、１０ＭＨｚ～１０ＧＨｚの高周波信号の周波数帯域で高いインピーダンスが得られるλ／４線路をバイアス給電回路に用いていた。

高周波信号を増幅するトランジスタを備えた高周波回路では、信号歪を低減するために、高周波信号のベースバンド帯域でのインピーダンスをできるだけ下げるのが望ましいが、上述したように、給電経路にλ／４線路を用いていると、ベースバンド帯域である数１０ＭＨｚ～数１００ＭＨｚのインピーダンスを下げることができないため、ベースバンド帯域が高周波信号周波数の１／１００程度以下に制限されるという問題がある。

特許第６１１２５００号公報

本発明の実施形態は、広帯域にわたってベースバンドのインピーダンスを低減可能な高周波回路を提供するものである。

本実施形態によれば、入力された高周波信号を増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力ノードと直流バイアス電圧が給電される給電点との間に配置され、直列接続された第１インダクタ及び第２インダクタを有する給電経路と、
前記増幅器の出力ノードと前記給電経路との間に一端が接続されて他端が基準電位に設定される、直列接続された第３インダクタ及び第１キャパシタを有するか、または、前記増幅器の出力ノードと前記給電経路との間に前記第３インダクタの一部が挿入され、前記第３インダクタの一部と前記給電経路との間に一端が接続されて他端が基準電位に設定される直列接続された前記第３インダクタの他の一部と前記第１キャパシタを有し、前記第３インダクタのインダクタンスと前記第１キャパシタのキャパシタンスとに応じた直列共振周波数で共振する第１共振器と、
前記第１インダクタ及び前記第２インダクタの接続ノードに一端が接続されて他端が前記基準電位に設定される、直列接続された第２キャパシタ及び第１抵抗を有し、前記第１インダクタのインダクタンスと前記第２キャパシタのキャパシタンスと前記第１抵抗の抵抗値とに応じた直列共振周波数で共振する第２共振器と、
前記第２インダクタに並列接続される第３キャパシタを有し、前記第３キャパシタのキャパシタンスと前記第２インダクタのインダクタンスとに応じた並列共振周波数で共振する第３共振器と、を備える、高周波回路が提供される。

トランジスタを含む増幅器を備えた高周波回路の等価回路図。 図１のインダクタ、キャパシタ、反共振点のインピーダンスを示す特性図。 キャパシタとインダクタの並列共振回路を一般化した回路図。 （ａ）は図３の並列共振回路のインピーダンスの絶対値の周波数依存性を示す特性図、（ｂ）はリアクタンス成分の周波数依存性を示す特性図。 （ａ）～（ｉ）は図３の並列共振回路の出力インピーダンスの絶対値とリアクタンス成分の特性図。 （ａ）～（ｆ）は図５に続く出力インピーダンスの絶対値とリアクタンス成分の特性図。 図６に続く出力インピーダンスの絶対値とリアクタンス成分の特性図。 （６）式とシミュレーションによるＺmaxと並列共振周波数の値とを示す図。 出力インピーダンスの絶対値の周波数依存性を示す特性図。 図１の回路の等価回路図。 図１０の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図。 図１０の回路から給電経路を省略した回路図。 図１２の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図。 図１２の回路に給電経路を追加した回路図。 図１４の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図。 ｆ_RFとＬ_λ/4との対応関係を示す図。 給電経路のインダクタンスを５ｎＨとした回路図。 図１７の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図。 インダクタに抵抗を直列接続した高周波回路の回路図。 図１９の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図。 給電点に接続されるインダクタを追加した高周波回路の回路図。 図２１の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図。 インダクタに並列に寄生容量が接続された高周波回路の回路図。 図２３の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図。 寄生容量を１０ｎＦにした場合の回路図。 図２５の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図。 第３共振器のインダクタのインダクタンスを０．１μＨにした高周波回路の回路図。 図２７の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図。 第３共振器のインダクタのインダクタンスを０．０１μＨまで小さくした高周波回路３の回路図。 図２９の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図。 第３共振器内にキャパシタと抵抗を追加した高周波回路の回路図。 図３１の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図。 第３共振器内のインダクタ、キャパシタ及び抵抗を並列接続した回路図。 図３３の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図。 フェライトビーズの簡易な等価回路図。 フェライトビーズの複雑な等価回路図。 第２の実施形態による高周波回路における増幅器の入力側の回路図。 第３の実施形態による高周波回路における増幅器内のトランジスタの周辺の回路図。 第５の実施形態による高周波回路の回路図。 第６の実施形態による高周波回路の等価回路図。 一比較例の等価回路図。 図３９と図４０の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す波形図。

以下、図面を参照して本開示の一実施の形態について説明する。なお、本件明細書に添付する図面においては、図示と理解のしやすさの便宜上、適宜縮尺および縦横の寸法比等を、実物のそれらから変更し誇張してある。

図１はトランジスタ１を含む増幅器２を備えた高周波回路３のベースバンド等価回路図である。従って、以降の説明では高周波信号を取り出すための整合や電力合成や伝送するための回路や電源は、それらの回路がベースバンド帯域で持つインピーダンスを表す等価回路に変換されている。また、ベースバンド帯域では無視できるようなインピーダンスを持つコンデンサやインダクタや分布定数素子・線路や電源は短絡や開放として扱われ省略されている。図１の高周波回路３は、増幅器２の出力ノードｎ１と低インピーダンス電源（短絡として等価回路化）の給電点４との間に接続される給電経路５と、増幅器２の出力ノードｎ１と回路の基準電位である接地ノードとの間に直列接続されるキャパシタＣ１及び抵抗Ｒ１を備えている。このキャパシタＣ１は、デカップリング容量又はバイパスコンデンサとも呼ばれる。

まず、図１から抵抗Ｒ１を省略した等価回路において、増幅器２の出力ノードｎ１から給電点４側のインピーダンスＺbiasをベースバンドにおいて広帯域に低インピーダンス化することを考える。この場合、給電経路５等の配線のインダクタＬ１とキャパシタＣ１とで形成される並列共振回路が反共振を起こさないように設計を行う必要がある。

図１の回路では、次段のデカップリング容量や電源インピーダンスは等価的にゼロと見なせるため、給電点４は交流的には接地と等価になる。また、給電点４に接続される電源は通常安定化のための帰還を持つため、最も単純なモデルでは、出力抵抗を含めて、ＬとＲの直列等価回路で表すことができる。本等価回路において、電源のＬとＲ成分は小さいため、無視できる。

ＤＣ電源の電源インピーダンスのインダクタンスが電源ケーブルに対して無視できなくても、このインダクタンスは直列に接続されることから、図１のインダクタＬ１に含めることができる。この場合、ＤＣ電源から見た有意なデカップリング容量は、Ｃ１となる。

図１のインダクタＬ１とキャパシタＣ１とで形成される並列共振回路の共振周波数ω０でのリアクタンス成分Ｘ_０は、以下の（１）式で表される。（１）式では、インダクタＬ１のインダクタンスをＬ、キャパシタＣ１のキャパシタンスをＣとしている。

図２は図１のインダクタＬ１、キャパシタＣ１、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の並列共振回路のインピーダンスを示す特性図である。図２の横軸は周波数［Ｈｚ］、縦軸はインピーダンスの絶対値である。図２に示すように、インダクタＬ１のインピーダンスは周波数が高くなるに従って線形に増大し、キャパシタＣ１のインピーダンスは周波数が高くなるに従って線形に低下する。インダクタＬ１の直線とキャパシタＣ１の直線との交点でのインピーダンス（図２の交点での縦軸の値）が並列共振周波数におけるインピーダンス（リアクタンス）Ｘ_０である。例えば、Ｃ１＝１００μＦ、Ｌ１＝１ｎＨの場合は、Ｘ_０＝０．１Ωである。この交点の縦軸方向の延長線上に反共振点のピークが現れる。このピーク位置でのインピーダンスは、理論上は無限大である。増幅器２の歪を抑えるために必要なバイアス回路のインピーダンスが仮に１Ωだったとすると、この高周波回路で扱える信号のベースバンド帯域は図２からおよそ１５ＫＨｚとなる。

次に、図１の回路に損失を与えて反共振点のピークを抑えることを考える。具体的には、キャパシタＣ１とインダクタＬ１の並列共振回路を一般化し、図３に示すように、キャパシタＣ１のキャパシタンスＣとインダクタＬ１のインダクタンスＬにそれぞれ抵抗成分ＲｃとＲｌがある場合を考える。図３の並列共振回路の虚数部分がゼロになる周波数ｆは、以下の（２）式で表される。

すなわち、（２）式の右辺の右側のルートの中の値がゼロ以下になると、（２）式の回路はリアクタンスが正負で反転しなくなる。ただし、リアクタンスの絶対値にピークは残る。

図４（ａ）は、Ｃ＝１００μＦ、Ｌ＝１μＨで、√(Ｌ／Ｃ)＝Ｘ_０＝０．１、Ｒｃ＝０．０５Ω、Ｒｌ＝０．０５Ωの場合の図３の並列共振回路のインピーダンスの絶対値|Ｚbias|の周波数依存性を示す特性図、図４（ｂ）はリアクタンス成分Ｘの周波数依存性を示す波形図である。これらの特性図の横軸は周波数［Ｈｚ］である。左側の波形の縦軸は絶対値|Ｚbias|、右側の波形の縦軸はリアクタンス成分Ｘである。図４（ａ）と図４（ｂ）の各特性はシミュレーションにより得られたものである。

図４（ａ）の特性図からわかるように、出力インピーダンスの絶対値|Ｚbias|は、０．２よりも大きくなることはない。√（Ｌ／Ｃ）＝Ｒｃ＝Ｒｌとすることで、｜Ｚbias｜＝Ｘ_０、Ｘ＝０で周波数によらず一定にでき、共振は生じない。ＲｃもしくはＲｌの片方のみで損失を与える場合は、１．５５３７～１．５５３８の間に存在する閾値よりも大きい値をＸ_０に乗じて得た抵抗値とすると共振が生じない。実用上は２次フィルタと同様にＱ＝１／√２となるようにＸ_０に√２倍した値を選ぶことでインピーダンスに生じる共振のピークはかなり平坦になり、概ねＸ_０にすることができる。Ｘ_０＝１でも実用上問題ないが、若干共振ピークが見える。従って、マージンとして１～２が有用である。なお、本開示では慣例に倣って対象とする物理量であるインピーダンスの絶対値にピークが現れることを「共振」と定義する。

ここで、（２）式の右辺の右側のルート中の値がゼロ未満の場合と、ゼロの場合と、ゼロより大きい場合における抵抗Ｒｃ、Ｒｌが、以下の（３）～（５）式で表されるものとする。

（３）～（５）式で表される抵抗Ｒｃ、Ｒｌの任意の組合せにおける、図３の並列共振回路の出力インピーダンスの絶対値とリアクタンス成分の特性は、図５～図７で表される。図５～図７はシミュレーションによる特性図である。

図５～図７における抵抗Ｒｃ、Ｒｌの各組合せの左側の特性図は出力インピーダンスの絶対値|Ｚbias|の周波数依存性を表し、右側の波形はリアクタンス成分Ｘの周波数依存性を表している。

図５（ａ）、図６（ａ）、図６（ｄ）、図７に示す抵抗Ｒｃ、Ｒｌの各組合せは、リアクタンス成分Ｘの特性が正から負に変化しているため、共振する場合がある。例えば、抵抗Ｒｃ、Ｒｌがともに（３）式で表される場合、図５（ａ）に示すように図３の並列共振回路は共振し、反共振点でのピークも高くなる。一方、抵抗Ｒｃ、Ｒｌがともに（５）式で表される場合、図５（ｉ）の波形に示すように図３の並列共振回路は共振するが、出力インピーダンスの絶対値は共振点で低くなるため、反共振点のピークは抑えられる。

図３の並列共振回路のリアクタンスがゼロとなる周波数でのインピーダンスの最大値Ｚmaxは、以下の（６）式で表される。

ここで、Ｃ＝１００μＦ、Ｌ＝１μＨとすると、Ｌ／Ｃ＝０．０１である。仮に、キャパシタＣだけに損失があり、抵抗Ｒｌ＝０の場合、Ｒｃ＜０．１のときに共振が起きる条件は、例えば、Ｒｃ＝０．０５とすると、Ｚmax＝０．２となり、このときの並列共振周波数は１８．３７８ｋＨｚである。一方、シミュレーションでは、Ｚmax＝０．２２４で、並列共振周波数は１６．１２ｋHになる。

抵抗Ｒｃが小さくなるほど、（６）式により計算されたＺmaxとシミュレーションによる値との誤差は小さくなる。図８は、抵抗Ｒｃの種々の抵抗値における、（６）式とシミュレーションによるＺmaxと並列共振周波数の値とを示す図である。

以上より、図３の並列共振回路において、反共振点のインピーダンスを目標のＸ_０付近に抑えるには、鋭い共振が起きるＲ＜√(Ｌ／Ｃ)の場合ではなく、Ｒ＝√(Ｌ／Ｃ)の場合か、Ｒ＞√(Ｌ／Ｃ)の場合が適していることがわかる。ただし、Ｒ＜√(Ｌ／Ｃ)の場合であっても、図５（ａ）のように共振ピークは予測できるため、抵抗ＲｃやＲｌの抵抗値を調整することで、反共振点のピークを所望の値にまで抑制することができる。

図１の回路におけるインピーダンスＺbiasを、おおよそ所望の値Ｘ_０に抑えるには、以下の（７）式を満たせばよい。

（７）式は、Ｌ＜Ｘ₀ ²Ｃ、または、Ｃ＞Ｌ／Ｘ₀ ²の条件を満たせばよいことを示している。例えば、Ｘ_０を０．１程度に抑えたければ、Ｌ＝１μＨの場合は、Ｃ＞１００μＦとなり、このときに回路に与えるべき損失の目安もＸ_０になる。Ｃが５０μＦに減ると、Ｘ_０＝０．１４にインピーダンスが増大してしまう。逆に、１００μＦのＣに２μＨの配線を接続しても、Ｘ_０＝０．１４にインピーダンスが増大してしまう。

図９は、図１の回路において、デカップリング容量であるキャパシタＣ１＝１００μＦ、インダクタＬ１＝１μＨ、√（Ｌ／Ｃ）＝０．１よりＲ１＝０．１Ωとした場合のインピーダンスＺbiasの絶対値の周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。図９の場合、出力インピーダンスＺbiasのピーク値は１．４程度である。

実際の高周波回路３では、増幅器２内のトランジスタ１の直近に十分に大きな静電容量をもつデカップリングコンデンサを配置するのは部品寸法の制約上困難である。例えば、１００μＦのキャパシタは、１００Ｖ品で１０φ×２０ｍｍと大きく、部品自体に５ｎＨ以上の等価直列インダクタンスタ（ＥＳＬ：Effective Series Inductance）があり、端子の引き出しにも数ｎＨの寄生インダクタンスが付いてしまう。高出力の増幅器２は、電源電圧が増大傾向にあり、部品の大型化による寄生インダクタンスの増加は、昨今の変調信号の広帯域化との両立が難しく、バイアス回路の設計の課題となっている。

図１の回路において、増幅器２の出力ノードｎ１に１００μＦのデカップリング容量Ｃ１を接続する際の引き出し線に、ＥＳＬを含めて１０ｎＨのインダクタンスが負荷されると仮定すると、図１０のような等価回路で表される。図１０の回路では、増幅器２の出力ノードｎ１と給電経路５との間にインダクタＬ２が接続されている。このインダクタＬ２のリアクタンスにより、バイアス回路の周波数帯域の上限が制限されてしまう。

図１１は図１０の回路（Ｒ１＝０．１Ω、Ｃ１＝１００μＦ、Ｌ１＝１μＨ、Ｌ２＝１０ｎＨ）のインピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。図示のように、インダクタＬ２があるために、高周波数帯域でのインピーダンスが上昇してしまう。図１１の例では、１５．８ＭＨｚでの出力インピーダンスＺbiasが１Ωに達しており、無線ＬＡＮや携帯電話等の多くの無線装置で使用される広帯域変調信号に対して、帯域が不十分である。よって、図１１のバイアス回路は、広帯域変調された高周波信号を増幅する増幅器２には用いることができない。

なお、図１１の波形において、デカップリング容量Ｃ１（＝１００μＦ）とインダクタＬ１（＝１μＨ）は並列共振するため、上に凸の共振カーブを描き、デカップリング容量Ｃ１（＝１００μＦ）とインダクタＬ２（＝１０ｎＨ）は直列共振するため、下に凸の共振カーブとなる。

広帯域にバイアス回路のベースバンドインピーダンスを下げるには、増幅器２の出力ノードｎ１の直近に配置されるインダクタＬ２のインダクタンスを目標の値以下に抑制する必要がある。目標値のインピーダンスをＸ_０、増幅器２の出力ノードｎ１から出力される高周波信号の周波数をｆとすると、許容されるインダクタンスは（８）式で表される。

ｆ＝１００ＭＨｚで、Ｘ_０＜１Ωとすると、Ｌ≦１．５９ｎＨである。仮に、Ｌ＝１ｎＨとすると、対となるデカップリング容量は、（９）式で表される。

ここで、Ｌ２＝１ｎＨ、Ｘ_０＝１Ωなので、Ｃ≧１ｎＦ＝１０００ｐＦになる。上述した検討（ＲｃもしくはＲｌの片方のみで損失を与える場合は、１．４～１．６の間に存在する閾値よりも大きい値をＸ_０に乗じて得た抵抗値とすると共振が生じない）から、２倍のマージンを確保すれば、インピーダンスのピークを抑圧できることがわかっているため、Ｃ≧２０００ｐＦが設計上の目標値となる。

図１２は、図１０の回路から給電経路５を省略し、インダクタＬ２＝１ｎＨ、デカップリング容量Ｃ１＝２０００ｐＦ、抵抗Ｒ１＝１Ωとした回路図である。図１３は図１２の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。図１３の波形は、設計値通りの特性になっており、１００ＭＨｚで１Ωのインピーダンスが実現できている。図１２、図１３はＬＣＲ直列共振回路とその特性であるが、上述の並列共振回路の検討結果をそのまま適用することができる。ＬＣＲ直列共振回路の場合、共振周波数でのインピーダンスは下に凸で深い減衰が現れるが、この深さはＲで与えられる。

図１３の特性では、低周波数帯域のインピーダンスが高く、直流電圧を給電できないため、直流電圧の給電の仕方を検討する。まず、図３の並列共振回路の例にならって、２０００ｐＦのキャパシタＣ１と並列共振するインダクタを考える。Ｌ＜Ｘ₀ ²Ｃなので、１Ωを維持できるインダクタンスはＬ＜２ｎＨとなる。

図１４は図１２の回路に、デカップリング容量Ｃ１と並列共振する２ｎＨのインダクタＬ１を有する給電経路５を追加した回路図である。図１５は図１４のベースバンド等価回路のインピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。

インダクタＬ１を追加したことで、図１５に示すように、低周波数帯域でのインピーダンスを下げることができる。しかしながら、図１４の回路を実現するのは難しい。その理由は、高周波回路３の給電経路５は、λ／４線路すなわちショートスタブであることが多いためである。高周波回路３の給電経路５のインダクタンスは、（１０）式で表される。（１０）式において、ｆ_RFは、遮断したい周波数（通常は増幅する高周波信号の周波数）である。

図１６はｆ_RFとＬ_λ/4との対応関係を示す図である。図１６から、一例として高周波信号の周波数として概ね２ＧＨｚを想定し、給電経路５のインダクタンスを５ｎＨとして計算をやり直すと、図１７に示す回路が得られる。図１８は図１７の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。

図１７の回路では、目標インピーダンスをＸ_０＝１ΩとしてＬ１＝５ｎＨに適するようにデカップリング容量Ｃ１を図１４の２０００ｐＦから５０００ｐＦまで大きくしているが、Ｌ２との関係でもＸｏ＝１Ω以下を満たす条件はＣ＞１０００ｐＦであるため、問題はない。

図１７の回路において、デカップリング容量Ｃ１に直列接続されている１Ωの抵抗Ｒ１は、この抵抗Ｒ１とインダクタＬ１との並列共振時のインピーダンスを１Ωに設定するためのものであるが、この抵抗Ｒ１は、インダクタＬ１に直列接続しても式（６）に示すように電気的特性上は問題ない。実際、増幅器２の近傍は部品の配置が混み合っているため、インダクタＬ１側に抵抗Ｒ１を移動させた方が実装が容易になる。

図１９はインダクタＬ１に抵抗Ｒ１を直列接続した高周波回路３のベースバンド等価回路図である。より具体的には、インダクタＬ１とデカップリング容量Ｃ２と抵抗Ｒ１とが直列接続されている。デカップリング容量Ｃ２のキャパシタンスは１μＦにしている。図２０は図１９の回路のインピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。図１９の回路では、デカップリング容量Ｃ１に抵抗Ｒ２を直列接続しているが、シミュレーションでは、抵抗Ｒ２の抵抗値を０Ωとしている。

なお、抵抗Ｒ２の抵抗値は、式（６）に示すように、必要に応じて任意の抵抗値に設定可能である。抵抗Ｒ２を０Ωにしたことにより、１ｎＨのインダクタＬ２と５ｎＦのデカップリング容量Ｃ１による直列共振によって７１．２ＭＨｚ付近でインピーダンスの深い落ち込みが見られる。この深さはＲ２で調整可能である。

なお、回路の損失を抵抗Ｒ２からＲ１に変更しているが、これは後述のデカップリング容量Ｃ２と並列共振する直流給電用のインダクタとの反共振のピークを抑圧する効果も提供する。また、後述するように、抵抗Ｒ２では高周波信号の阻止をインダクタＬ２のインダクタンスにのみ頼るため、高インピーダンスの高周波信号経路にＬ２とＣ１からなる共振回路を接続することを制限してしまうが、抵抗Ｒ１に損失を持たせる場合、抵抗Ｒ１は高周波で高いインピーダンスが与えられるインダクタＬ１（ショートスタブ）により高周波帯での損失を低減することが可能となる。このように、抵抗Ｒ２ではなくＲ１に損失を持たせるのは回路の簡素化と特性の両立に有効である。

図２０の特性を見ればわかるように、図１９の回路では、１００ＭＨｚ近傍でのインピーダンスを１Ωに維持できる。

次に、図１９の回路に、バイアス電圧を供給するためのインダクタを接続することを検討する。これまで検討したように、デカップリング容量Ｃ２の１μＦに対して並列共振で１Ωを維持する条件を満たす必要があることから、新たに接続するインダクタのインダクタンスの目安は１μＨ以下となる。

図２１は給電点４に接続されるインダクタＬ３を追加した高周波回路３のベースバンド等価回路図である。インダクタＬ３のインダクタンスを１μＨにしている。図２２は図２１の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。

図２１のようにインダクタＬ３を接続したことで、図２２のように低域のインピーダンスが下がり、バイアス電圧の給電が可能になるが、この回路の設計には注意すべき点がある。

第１に、図２１に示すようにＣ２＝１μＦに対して目標インピーダンスが得られる最大側のインダクタンスとして１μＨを選択した場合である。１μＨのような大きなインダクタンスには寄生容量があり、この寄生容量が５ｎＨのインダクタＬ１と直列共振を起こす。この直列共振のインピーダンスは下に凸の特性であり、インピーダンスを下げる働きがあるため問題ないが、この寄生容量Ｃ３は抵抗Ｒ１と並列に入るため、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の並列共振周波数においてＣ３のインピーダンスが低いと抵抗Ｒ１の効果が弱まり、、インダクタＬ１とキャパシタＣ１の反共振が強くでてインピーダンスのピークが大きくなってしまう。

図２３はインダクタＬ３に並列に寄生容量Ｃ３が接続された高周波回路３のベースバンド等価回路図である。図２４は図２３の回路のインピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。

図２３の高周波回路３は、第１共振器１１、第２共振器１２及び第３共振器１３を備えている。第１共振器１１の一端は増幅器２の出力ノードｎ１と給電経路５との間に接続され、他端は基準電圧ノード（例えば接地ノード）に接続されている。第１共振器１１は、１ｎＨのインダクタＬ２と、５ｎＦのデカップリング容量Ｃ１と、抵抗Ｒ２とが直列接続された直列共振回路である。図２３では、抵抗Ｒ２の抵抗値を０Ωと表記しているが、抵抗Ｒ２の抵抗値を調整することで、図２３の高周波回路３のインピーダンスの周波数依存性を制御できる。

図２３の給電経路５上には、インダクタＬ１とインダクタＬ３が直列接続されている。第２共振器１２は、インダクタＬ１と、デカップリング容量Ｃ２と、抵抗Ｒ１とが直列接続された直列共振回路である。より詳細には、インダクタＬ１とインダクタＬ３の接続ノードと、基準電圧ノード（例えば接地ノード）との間に、デカップリング容量Ｃ２と抵抗Ｒ１とが直列接続されている。

第３共振器１３は、インダクタＬ３と寄生容量等のキャパシタＣ３とが並列接続された並列共振回路である。より詳細には、インダクタＬ３及びキャパシタＣ３は、インダクタＬ１の一端と基準電圧ノード（例えば接地ノード）との間に等価的に並列接続されている。

図２３の高周波回路３では、キャパシタＣ３とインダクタＬ１の直列共振回路と、デカップリング容量Ｃ１とインダクタＬ２の直列共振回路とが並列共振して、インダクタＬ１とデカップリング容量Ｃ１が並列共振を起こす。これら直列共振回路には抵抗成分がないため、インダクタＬ１とデカップリング容量Ｃ１との並列共振により、鋭い反共振が生じる可能性がある。

より具体的には、図２３の回路では、１μＨのインダクタＬ３と１ｎＦの寄生容量Ｃ３との第３共振器１３の並列共振周波数は５ＭＨｚ、１ｎＦの寄生容量Ｃ３と５ｎＨのインダクタＬ１との直列共振回路の共振周波数は７１．２ＭＨｚ、１ｎＨのデカップリング容量Ｃ１と１ｎＨのインダクタＬ２との直列共振回路からなる第１共振器１１の共振周波数は７１．２ＭＨｚ、５ｎＦのデカップリング容量Ｃ１と５ｎＨのインダクタＬ１の並列共振周波数は３１．８ＭＨｚである。３１．８ＭＨｚの並列共振のピークを１Ω程度に抑えるために１ΩのＲ１が設けられているが、このＲ１と並列に寄生容量Ｃ３が等価的に接続されるため、Ｃ３の３１．８ＭＨｚにおけるインピーダンスがＲ１の１Ωに対して有意な低インピーダンスになると並列共振のピークが１Ωを維持できなくなる。図２３の例ではＣ３の３１．８ＭＨｚのインピーダンスは５Ωであり、１Ωに対して大きいため、Ｃ３とＲ１の並列接続の実数部は０．９６Ωとなり、反共振によりインピーダンスが顕著に増大することは避けられる。図２４でも３１．８ＭＨｚのインピーダンスのピークは寄生容量のＣ３が無い図２２と比べても同程度である。

図２４の波形は、寄生容量Ｃ３が１ｎＦの場合であり、上述した並列共振による反共振はほとんどないが、寄生容量Ｃ３のキャパシタンスが大きくなるにつれて、並列共振による反共振が大きくなる。

図２５は寄生容量Ｃ３を１０ｎＦにした場合の回路図、図２６は図２５の回路のインピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。

図２６に示すように、寄生容量Ｃ３が１０ｎＦになると、上述したインダクタＬ１とデカップリング容量Ｃ１との並列共振の影響が現れ、３１．８ＭＨｚの近くに反共振によるインピーダンスのピークが生じる。これはＣ３の３１．８ＭＨｚにおけるインピーダンスが０．５Ωに低下するため、Ｒ１との並列接続によるインピーダンスの実数部が０．２Ωとなり、反共振のインピーダンスを設計上の１Ωに抑えることが出来なくなったためである。また、図２６では２２．５ＭＨｚ付近に５ｎＨのインダクタＬ１と１０ｎＦの寄生容量Ｃ３による直列共振によるインピーダンスの低下も見られる。寄生容量Ｃ３が１００ｎＦになると、３１．８ＭＨｚにおけるＣ３のインピーダンスは０．０５Ωまで低下し、Ｒ１との並列接続のインピーダンスの実数部も２．５ｍΩまで低下するため反共振によるインピーダンスのピークはさらに高くなる。また、Ｃ３とＬ１の直列共振周波数も７．１２ＭＨｚまで低下し、直列共振によるインピーダンスの低下も深くなる。１０ｎＦの寄生容量Ｃ３と１μＨのインダクタＬ３との共振周波数は１．５９ＭＨｚなので、かなり大型のインダクタでなければ、第３共振器１３の反共振点が問題になるほど寄生容量Ｃ３が大きくなることはないが、注意が必要である。

本実施形態では、この様に、第３共振器１３の構成要素であるインダクタＬ３を大きく選んだ場合、並列容量Ｃ３の値は、Ｃ１とＬ１の並列共振周波数において、その目標インピーダンスＸ_０を、Ｒ１とＣ３の並列接続インピーダンスの実数部が満足できるように選ぶ必要がある。ＣとＲの並列接続のインピーダンスの実部はＲ／（１＋ω²Ｃ²Ｒ²）で求まる。インダクタＬ１と寄生容量Ｃ３との直列共振周波数を、インダクタＬ１とデカップリング容量Ｃ１による並列共振周波数よりも高く設定するのが望ましい。これにより、鋭い反共振点のピークは現れなくなる。

第３共振器１３のインダクタＬ３のインダクタンスを小さくする場合、反共振点のピークを抑制する方法は上記と異なる。図２７は第３共振器１３のインダクタＬ３のインダクタンスを０．１μＨにした高周波回路３の回路図である。図２８は図２７の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。

インダクタＬ３のインダクタンスを小さくすると、寄生容量も小さくなるため、図２７ではインダクタＬ３に並列接続される寄生容量の表記を省略している。

図２８に示すように、インダクタＬ３のインダクタンスを小さくしてもインダクタＬ３と抵抗Ｒ１の並列接続のインピーダンスの実数部が目標インピーダンスＸ_０を満足すれば、出力インピーダンスＺbiasの絶対値を良好に維持しつつ、反共振点のピークを抑制できる。インダクタＬ３が０．１μＨのとき、１Ωの抵抗Ｒ１との並列接続による３１．８ＭＨｚにおけるインピーダンスの実部は０．９９７５Ωで目標インピーダンスの１Ωを概ね満たしている。実部はＲ＝ω²Ｌ²Ｒ／（Ｒ²＋ω²Ｌ²）で与えられる。

次に、第３共振器１３のインダクタＬ３のインダクタンスをさらに小さくすることを検討する。図２９は第３共振器１３のインダクタＬ３のインダクタンスを０．０１μＨまで小さくした高周波回路３の回路図である。図３０は図２９の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。

図３０に示すように、第３共振器１３のインダクタＬ３のインダクタンスを０．０１μＨまで小さくすると、約２０ＭＨｚで反共振点のピークが増大する。これは、インダクタＬ３のインダクタンスを小さくしすぎると、第２共振器１２内の抵抗Ｒ１を１Ωにした効果が得られなくなるためである。より詳細に説明すると、第１共振器１１内の抵抗Ｒ２が０Ωの場合、第１～第３共振器１１～１３における全体的な共振のピークを決めているのは抵抗Ｒ１だけである。よって、インダクタＬ１とデカップリング容量Ｃ１の並列共振回路の反共振点のピークの鋭さは、抵抗Ｒ１に依存する。第２共振器１２内のインダクタＬ２＝５ｎＨで、デカップリング容量Ｃ１＝５ｎＦの場合、Ｘ_０＝１Ωであり、抵抗Ｒ１の適正な抵抗値は１Ωである。よって、抵抗Ｒ１が１Ωであれば、本来は反共振点のピークは現れないはずである。

ところが、インダクタＬ３＝０．０１μＨにすると、０．０１μＨは反共振が生じている２０ＭＨｚで１．２６Ωのインピーダンスになるため抵抗Ｒ１の１Ωに比べて同程度のため、給電経路５上の電流は、抵抗Ｒ１を通らずにインダクタＬ３を通って接地に至る成分が増加する。すなわち、抵抗Ｒ１が減少した場合と等価になり、抵抗Ｒ１の効果が得られずに反共振点に鋭いピークが現れてしまう。さらに、反共振がインダクタＬ１とインダクタＬ３の直列接続のインダクタンスとデカップリング容量Ｃ１との間で生じるようになり、共振周波数が１８．４ＭＨｚ程度にまで低下することで、さらにインダクタンスＬ３のインピーダンスが抵抗Ｒ１に近付く効果も加わる。

この不具合は、インダクタＬ３のインダクタンスによるインピーダンスが抵抗Ｒ１の抵抗値よるインピーダンスと同程度まで低下したことで生じるため、インダクタＬ３に並列に寄生容量等のキャパシタＣ３を接続してインピーダンスを大きくすることで、反共振点のピークを抑制できる。

また、第３共振器１３内にキャパシタＣ３だけでなく抵抗を追加することで、インピーダンスのＱを下げることができる。なお、この抵抗は並直列変換によりＣ３の並列抵抗に置き換えることが可能であり、この場合抵抗Ｒ１の値を合成抵抗値に更新することで同等の効果を得ることができる。

図３１は第３共振器１３内にキャパシタＣ３と抵抗Ｒ３を追加した高周波回路３の回路図である。図３２は図３１の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。

第３共振器１３内のキャパシタＣ３のキャパシタンスＣは、以下の（１１）式で求められる。

（１１）式において、インダクタＬ３＝０．０１μＨ、ｆ＝１８．４ＭＨｚとすると、キャパシタＣ３のキャパシタンスＣ＝７．５ｎＦとなる。

図３１の第３共振器１３内の抵抗Ｒ３は、Ｑを下げる目的で設けられ、例えば０．５Ωに設定される。なお、この抵抗Ｒ３は省略してもよい。

図３１の回路では、第３共振器１３内のキャパシタＣ３と抵抗Ｒ３を直列接続した回路をインダクタＬ２に並列接続しているが、図３３に示すように、第３共振器１３内のインダクタＬ３、キャパシタＣ３及び抵抗Ｒ３を並列接続してもよい。図３４は図３３の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。図３４の特性を図３２の特性と比較すればわかるように、抵抗Ｒ３をキャパシタＣ３に直列接続しても並列接続しても、ほぼ同様のインピーダンス特性が得られる。また、インダクタＬ３はＸ_０の減衰を補償するために直列抵抗（以下では、便宜上Ｒ３’と呼ぶ）を持っても良い。図３１ではＸ_０を補償するためにＣ３に直列にＲ３を設け、図３３ではＸ_０を補償するためにＣ３に並列にＲ３を設けたが、第３共振器１３の内部でＬ３に直列にＲ３’を設けるか、第３共振器に直列にＲ３’を設けても良い。

なお、これらの回路図はベースバンド等価回路であるため、実使用に際してはＤＣがＲ３を介して流れないようにＤＣカットが必要である。また、Ｒ３はＲ１に並列に接続されているため、Ｒ３を省略してＲ１とＲ３の合成抵抗値にＲ１を更新してもよい。また、図３１ではＣ３とＲ３の直列接続は接地され、Ｌ３は給電点４に接続されているが、ベースバンド帯域ではこれらは電気的に並列接続と見なせる。従って、Ｃ３とＲ３の直列接続を接地ではなく給電点４に接続しても良い。

図３３の第３共振器１３は、フェライトビーズでも代用可能である。フェライトビーズは、並列共振回路に似たインピーダンスを示すため、図３４と同様のインピーダンス特性が得られる。

図３５Ａはフェライトビーズ１０の簡易な等価回路図、図３５Ｂはフェライトビーズ１０の複雑な等価回路図である。図３５Ａに示すように、フェライトビーズ１０は、インダクタ１０Lと、キャパシタ１０cと、抵抗１０r2とを並列接続した並列共振回路に抵抗１０r1を直列接続した回路構成を備えている。図３５Ｂのフェライトビーズ１０は、インダクタ１０Lと抵抗１０r2とが並列接続された並列回路を複数直列接続し、この直列接続回路に並列にキャパシタ１０cを並列接続した回路にさらに、インダクタ１０Lと抵抗１０r2との並列回路と、抵抗１０r1を直列接続したものである。フェライトビーズ１０は、並列共振周波数でインピーダンスが最大になるインピーダンス特性を有するため、図３３の回路に適用可能である。

なお、フェライトビーズの等価並列抵抗は数１０Ω～数１００Ωの高い値を示すため、第３の共振器を完全に代替するものではない。必要に応じて抵抗Ｒ１の値を調整したり、直列にインダクタを挿入してインピーダンスを調整してもよい。また、フェライトビーズは電流によりインダクタンス値が変化するため、直列接続してインダクタンス値を補償することもできる。また、フェライトビーズには電流制限があるため、必要に応じて並列接続してもよい。または、必要に応じて並直列の組み合わせで使用しても良い。

上述した図３１や図３３の高周波回路３では、第１共振器１１と第２共振器１２におけるインダクタ、デカップリング容量及び抵抗に寄生成分を持たせていないが、この寄生成分は、受動素子の主たるインピーダンスに対して小さいインピーダンスしか持たないため、回路動作に影響を与えない。

例えば、インダクタは、最も簡易的な等価回路では、直列接続された寄生抵抗と、並列接続された寄生容量とを有する。また、キャパシタは、最も簡易的な等価回路では、直列接続された寄生抵抗及び寄生容量を有する。また、抵抗も、直列接続された寄生インダクタと、パッドによる並列接続された寄生容量とを有する。インダクタ、抵抗、キャパシタの等価回路は実測データと一致させるために必要に応じて複雑化させることが出来て、例えば、インダクタでは図３５Ａの簡易モデルに対して図３５Ｂの様な種々の複雑なモデルがあり、キャパシタの複雑な等価回路としては、ラダーモデルなどがある。

増幅器２の出力ノードｎ１にインダクタを接続する場合、このインダクタのインダクタンスは高周波回路３のインピーダンスの上限周波数を決定する要素となるため、このインダクタンスを考慮に入れて、第１共振器１１の共振周波数を設定する必要がある。すなわち、第１共振器１１内のインダクタＬ１が複数のインダクタに分割されていてもよい。この場合、分割されたインダクタのうち増幅器２の出力ノードｎ１に近い側のインダクタは給電経路５に含まれていても良い。

以上をまとめると、第１の実施形態による高周波回路３の基本的な形態は、図２９のベースバンド等価回路構成である。すなわち、第１の実施形態による高周波回路３は、増幅器２と、給電経路５と、第１共振器１１と、第２共振器１２と、を備えている。また、図３１の回路から抵抗Ｒ３を削除した第3共振器１３を備えてもよい。

増幅器２は、入力された高周波信号を増幅する。給電経路５は、増幅器２の出力ノードと直流バイアス電圧が給電される給電点４との間に配置され、直列接続された第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ３を有する。

第１共振器１１は、増幅器２の出力ノードと給電経路５との間に一端が接続されて他端が基準電位に設定される、直列接続された第３インダクタＬ２及び第１キャパシタＣ１を有し、第３インダクタＬ２のインダクタンスと第１キャパシタＣ１のキャパシタンスとに応じた直列共振周波数で共振する。また、第３インダクタＬ２はＬ２ＡとＬ２Ｂに直列に分割され、Ｌ２Ａが増幅器２の出力ノードと第１インダクタＬ１の増幅器２側のノード端の間に挿入され、Ｌ２Ｂ以下第１共振器１１は、一端が第１インダクタＬ１とＬ２Ａの接続ノードに接続され、他端が基準電位に接続されたトポロジでも良い。すなわち、第１共振器１１は、増幅器２の出力ノードと給電経路５との間に第３インダクタＬ２の一部が挿入され、第３インダクタＬ２の一部と給電経路５との間に一端が接続されて他端が基準電位に設定される直列接続された第３インダクタＬ２の他の一部と第１キャパシタＣ１を有していてもよい。

第２共振器１２は、第１インダクタＬ１及び第２インダクタＬ３の接続ノードに一端が接続されて他端が基準電位に設定される、直列接続された第２キャパシタＣ２及び第１抵抗Ｒ１を有し、第１インダクタＬ１のインダクタンスと第２キャパシタＣ２のキャパシタンスと第１抵抗Ｒ１の抵抗値とに応じた直列共振周波数で共振する。

第３共振器１３は、第２インダクタＬ３に並列接続される第３キャパシタＣ３を有し、第３キャパシタＣ３のキャパシタンスと第２インダクタＬ３のインダクタンスとに応じた並列共振周波数で共振する。

第１共振器１１は、第３インダクタＬ２及び第１キャパシタＣ１に直列接続される第２抵抗Ｒ２を有し、第３インダクタＬ２のインダクタンスと第１キャパシタＣ１のキャパシタンスと第２抵抗Ｒ２の抵抗値とに応じた直列共振周波数で共振する。

第１インダクタＬ１及び第１キャパシタＣ１の並列共振による反共振点のピークは、第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２の抵抗値により制御することができる。

反共振点の周波数は、第１共振器１１の直列共振周波数よりも低い周波数であってもよい。

第３共振器１３は、第３キャパシタＣ３に直列接続されるか、又は第２インダクタＬ３及び第３キャパシタＣ３に並列接続される第３抵抗を有してもよい。

第３共振器１３は、並列接続された第２インダクタＬ３、第３キャパシタＣ３及び第３抵抗を有してもよい。

第１インダクタＬ１の少なくとも一部は、給電経路５の寄生インダクタンスであり、第１抵抗Ｒ１の少なくとも一部は、給電経路５の寄生抵抗であってもよい。第１インダクタＬ１の少なくとも一部は、第２コンデンサＣ２の寄生インダクタンスであり、第１抵抗Ｒ１の少なくとも一部は、第２コンデンサＣ２の寄生抵抗であってもよい。第１インダクタＬ１の少なくとも一部は、第１抵抗の寄生インダクタンスであってもよい。第２インダクタＬ３の少なくとも一部は、給電経路５の寄生インダクタンスであり、抵抗Ｒ３’の少なくとも一部は、給電経路５の寄生抵抗であってもよい。第３インダクタＬ２の少なくとも一部は、給電経路５の寄生インダクタンスであり、第２抵抗Ｒ２の少なくとも一部は、給電経路５の寄生抵抗であってもよい。第３インダクタＬ２の少なくとも一部は、第１コンデンサＣ１の寄生インダクタンスであり、第２抵抗Ｒ２の少なくとも一部は、第１コンデンサＣ１の寄生抵抗であってもよい。第３インダクタＬ２の少なくとも一部は、第２抵抗Ｒ２の寄生インダクタンスであってもよい。

第３キャパシタＣ３の少なくとも一部は、第２インダクタＬ３の寄生容量であってもよい。

このように、第１の実施形態による高周波回路３は、増幅器２の出力ノードｎ１と給電経路５との間に第１共振器１１を接続するとともに、給電経路５上の第１インダクタＬ１を含む第２共振器１２と、給電経路５上の第１インダクタＬ１に直列接続される第２インダクタＬ３を含む第３共振器１３を備えている。これにより、第１共振器１１内の第１キャパシタＣ１と、第２共振器１２内の第１インダクタＬ１との並列共振、および、第２キャパシタＣ２と第２インダクタＬ２との並列共振によるインピーダンスのピークを抑制でき、高周波回路３のインピーダンスをベースバンドの広帯域にわたって低減できる。

なお、第１の実施形態における高周波信号の取り出しは、増幅器２の出力ノードから第１インダクタＬ１の途中にかけて分岐される。従って、第３インダクタＬ２は高周波信号の周波数帯で高周波信号インピーダンスに対して高インピーダンスになるように選択されており、また、第１インダクタＬ１と第３インダクタＬ２の接続点では高周波信号が低インピーダンスになるように小容量によって高周波がシャントされており、また第１インダクタＬ１の高周波分岐点からＬ１とＬ２の接続点までのインダクタンスによる高周波インピーダンスが高くなるように選択されている。このインダクタンスは伝送線路で与えられても良く、Ｌ１とＬ２の接続点で高周波的に短絡された伝送線路は高周波信号帯域での高インピーダンスとベースバンド帯域での低インピーダンスを両立するのに好適である。伝送線路の長さを高周波信号帯域のλ／４とすることで開放に近い高インピーダンスが得られるため、この長さは高周波信号のインピーダンス変換を伴わない場合に選択される。

また、インピーダンス変換を伴う場合にはλ／４以外の長さが選択される。また、第１の実施形態の各回路図はベースバンド等価回路を用いたため、バイアス給電点４が接地されているが、実際の回路では給電点４と接地の間にベースバンド帯域で低インピーダンスとなるデカップリング容量や低インピーダンスの電源回路が接続される。また、第１の実施形態ではベースバンド帯域で回路に損失を与えるために第１、第２、第３抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３と抵抗Ｒ３’を適宜用いたが、この損失は増幅器２のベースバンド帯域での安定化にも資する。従って、目標インピーダンスＸ_０は増幅器の歪、安定化、利得、出力電力、効率などの回路の諸特性を鑑みて決定される。

（第２の実施形態）
第２の実施形態は、増幅器２の入力側に共振器を設けることで、高周波回路３のインピーダンスを下げるものである。

第２の実施形態による高周波回路３は、図２１、図２３、図２５、図２７、図２９、図３１又は図３３の高周波回路３の回路構成を備えていてもよい。

図３６は第２の実施形態による高周波回路３における増幅器２の入力側のベースバンド等価回路図である。図３６の高周波回路３は、第４共振器１４を備えている。第４共振器１４は、図３６の増幅器２内のトランジスタ１のゲートと基準電圧ノード（例えば接地ノード）との間に接続されている。より詳しくは、第４共振器１４は、第４インダクタＬ４と、第４キャパシタＣ４と、第４抵抗Ｒ４とを直列接続した直列共振回路である。第４共振器１４の直列共振周波数は、高周波回路３の出力ノード側のベースバンドインピーダンスのピークの周波数に合わせて設定される。例えば、高周波回路３の出力インピーダンスが図３２のような特性になる場合、１０～３０ＭＨｚの間でインピーダンスがピークに達するため、そのときの周波数で第４共振器１４が直列共振を行うように、第４インダクタＬ４、第４キャパシタＣ４及び第４抵抗Ｒ４の素子値が設定される。増幅器２の入力側における目標インピーダンスＸ_０を満足する素子値の決定方法は第１の実施形態と同じで、基本式は√(Ｌ／Ｃ)＝Ｒ＝Ｘ_０であり、必要に応じてマージンを設けることができる。マージンとして√(Ｌ／Ｃ)やＲを√２倍にとることで、インピーダンスのピークを概ね抑えることが可能である。上述の通り、有用なマージンは１～２である。

直列共振回路は、下に凸のインピーダンス特性を有するため、出力ノード側のベースバンドインピーダンスのピーク位置の周波数に合わせて第４共振器１４を共振させることで、出力ノード側のベースバンドインピーダンスのピーク周波数での歪の発生を低減することができる。

なお、図３６の高周波回路３に入力される高周波信号の具体的な入力場所は、ゲートと第４インダクタＬ４との接続経路上でもよいし、第４インダクタＬ４の内部でもよいし、第４インダクタＬ４と第４キャパシタＣ４との接続経路上でもよい。また、第４共振器１４を構成する第４インダクタＬ４、第４キャパシタＣ４、第４抵抗Ｒ４の順序は適宜入れ替え可能であるが、図３６の順番で並んでいる場合には、第４キャパシタＣ４と第４インダクタＬ４の接続経路上からはＤＣバイアスをゲートに供給できるが、第４キャパシタＣ４と第４抵抗Ｒ４の接続経路上からは第４キャパシタＣ４があるため、バイアスを供給出来ない。また、第４抵抗Ｒ４の配置により、増幅器２の安定化抵抗としての周波数特性が変化する。

このように、第２の実施形態では、増幅器２の入力側に直列共振回路からなる第４共振器１４を設けて、高周波回路３の出力ノード側のベースバンドインピーダンスのピーク位置の周波数で第４共振器１４を共振させるため、高周波回路３の出力ノード側のベースバンドインピーダンスのピーク周波数での歪の発生を低減することができ、広帯域にわたってベースバンドの歪を低減でき、高周波信号の歪が抑圧される。また、第２の実施形態では、入力側に第４共振器１４の代わりに図２１、図２３、図２５、図２７、図２９、図３１又は図３３に示した回路を用いても良い。この場合、第４共振器１４は第１共振器１１で代替される。

（第３の実施形態）
第３の実施形態は、高周波回路３の出力ノード側のベースバンドインピーダンスが高い周波数領域において、増幅器２の出力電圧が増幅器２内のトランジスタ１のドレイン側からゲート側に回り込まないようにしたものである。

第３の実施形態による高周波回路３は、図２１、図２３、図２５、図２７、図２９、図３１又は図３３の高周波回路３の回路構成を備えていてもよい。また、第３の実施形態による高周波回路３は、図３６の第４共振器１４を備えていてもよい。

図３７は第３の実施形態による高周波回路３における増幅器２内のトランジスタ１の周辺の回路図である。図３７の回路は、トランジスタ１のドレインとゲートとの間に直列接続された第５キャパシタＣ５及び第５インダクタＬ５を有する。第５インダクタＬ５は、トランジスタ１のゲート－ドレイン間容量すなわち帰還容量との間で並列共振する。本明細書では、第５インダクタＬ５とトランジスタ１の帰還容量との並列共振回路を第５共振器１５と呼ぶ。

高周波回路３の出力ノード側のベースバンドインピーダンスのピーク周波数では、増幅器２の出力のベースバンド電圧が、増幅器２内のトランジスタ１のドレインからゲート側に回り込むことによって歪が増加する。上述した第２の実施形態による第４共振器１４は、回り込んだ歪成分を接地ノードに短絡させる動作を行う。これに対して、第３の実施形態では、トランジスタ１のゲートとドレイン間でアイソレーションを取ることで、ドレイン側の歪電圧成分をゲート側に伝達させないようにしたものである。

図３７の回路における第５キャパシタＣ５は、直流成分を遮断するためのＤＣカット容量である。第５キャパシタＣ５は、大きな容量を持っている。仮に第５キャパシタＣ５を付けないとすると、第５インダクタＬ５を介してトランジスタ１のドレインとゲートがＤＣで短絡してしまい、バイアスがかからなくなる。本実施形態では、トランジスタ１の帰還容量と並列共振する第５インダクタＬ５を設けることで、トランジスタ１の帰還容量の影響をなくして、増幅器２の歪の低減を図る。

図３７の第５共振器１５は、第５インダクタＬ５に直列接続された抵抗を備えていてもよい。
このように、第３の実施形態では、トランジスタ１のドレインからゲート側に回り込むＤＣ電圧成分を遮断する第５キャパシタＣ５を備えるとともに、トランジスタ１の帰還容量と並列共振する第５インダクタＬ５を備えるため、増幅器２の出力電圧の歪みを抑制しつつ、歪によるバイアス電圧低下に伴う利得圧縮も改善できる。

（第４の実施形態）
増幅器２内のトランジスタ１は、その周囲にあるリアクタンス素子とともに発振回路を形成するおそれがあることから、発振防止の安定化対策を行う必要がある。増幅器２から大電力を取り出す用途ではドレイン側に高周波数帯の安定化のための損失を持たせることは電力効率低下の観点から望ましくない。よって、高周波数帯の安定化に足りない抵抗成分をトランジスタ１のゲート側に入れる必要があり、図３６に示す第４共振器１４内の第４抵抗Ｒ４を安定化抵抗として用いることが考えられる。

高周波数帯以外では出力側で損失を与えることができるため、図３１等に示した第２共振器１２内の抵抗Ｒ１を、発振防止用の安定化抵抗として用いてもよい。あるいは、図３３の第３共振器１３を構成するフェライトビーズ１０を安定化抵抗として用いてもよい。また、増幅器２が微弱な信号を取り扱う用途では高周波数帯の安定化のために入力側に損失を与えることは望ましくない。よって高周波数帯の安定化に足りない抵抗成分をトランジスタのドレイン側に入れる必要があり、図３１等に示した第１共振器１１内の第２抵抗Ｒ２を安定化抵抗として用いることが考えられる。

このように、第２～第４共振器１２～１４内の抵抗をトランジスタ１の発振防止用の安定化抵抗として用いることができるため、別途、安定化抵抗を接続する必要がなくなる。第２～第４共振器１２～１４の設計値を適当に選ぶことで、トランジスタの入力側と出力側において各周波数帯域で必要な損失をバランスよく提供することが可能となる。

（第５の実施形態）
図３８は第５の実施形態による高周波回路３の回路図である。図３８の高周波回路３内の増幅器２は、複数のトランジスタ１を備えている。各トランジスタ１のゲートは、複数の線路１６を介して、高周波信号が入力される入力ノードＲＦinに接続されている。

各トランジスタ１のドレイン（出力ノードｎ１）には線路１６がそれぞれ接続されている。これら線路１６は段階的に統合すなわち合成されて、最終的にRFoutに接続されている。本明細書では、段階的に合成された複数の線路１６からなる伝送線路群を合成器１７と呼ぶ。

図３８の高周波回路３は、例えば、パワーの大きい入力信号を増幅するために用いられる。図３８の高周波回路３では、入力信号を複数の系統に分配して、複数のトランジスタ１で増幅した各信号を合成器１７で合成して出力するため、パワーの大きい入力信号であっても、各トランジスタ１の耐圧を超えずに増幅動作を行うことができる。

各トランジスタ１のドレインの直近にはキャパシタＣ６が接続されている。各キャパシタＣ６は、各トランジスタ１の出力ノードｎ１と基準電位ノード（例えば接地ノード）との間に接続されている。これらキャパシタＣ６はマッチング用のキャパシタである。図３８の回路では、一番上のトランジスタ１の出力ノードｎ１と一番下のトランジスタ１の出力ノードｎ１にそれぞれ、デカップリング用のキャパシタＣ１を接続しており、その他のキャパシタＣ６はマッチング用のキャパシタである。マッチング用のキャパシタＣ６のキャパシタンスは、デカップリング用のキャパシタＣ１のキャパシタンスよりも小さい。通常、各トランジスタ１のドレインにはドレインソース間容量があり、基本的にはこれを相殺して純抵抗負荷にマッチングが取られる。このため、トランジスタ１の出力ノードｎ１からマッチング用のキャパシタＣ６まではインダクタンスが必要となり、ドレインソース間容量とインダクタンスとＣ６でπ型ネットワークを構成する。従って、この場合、第１共振器１１はマッチングに影響しないように高周波帯で高インピーダンスとなるインダクタＬ２を介してＣ１に接続されるが、積極的に第３インダクタＬ２と第１キャパシタＣ１を整合に用いても良い。通常、各トランジスタ１のゲートにはゲートソース間容量があり、基本的にはこれを相殺して純抵抗負荷にマッチングが取られる。マッチングの方法はドレイン側と同じである。第４共振器１４を接続する場合も、第４キャパシタＣ４が高周波帯のインピーダンス整合に悪影響しないように第４インダクタＬ４を選ぶことが一般的であるが、積極的に第４インダクタＬ４と第４キャパシタＣ４と第４抵抗Ｒ４を整合に利用しても良い。なお、Ｃ－Ｌ－Ｃのπ型ネットワークは線路１６と等価であるため、集中定数で組まずに分布定数で整合をとることは一般的に行われている。本実施形態はいずれの手法でも同等の効果が得られる。

なお、複数のトランジスタ１の出力ノードｎ１のうち、どの出力ノードｎ１にデカップリング用のキャパシタＣ１を接続するかは任意である。デカップリング用のキャパシタＣ１は、ベースバンド帯域でデカップリングするためのものである。各トランジスタ１のドレインは、線路１６を通して導通しており、かつベースバンド帯域では電気長が短いことから、どのトランジスタ１の出力ノードｎ１に第１共振器１１用のデカップリング容量を接続しても、各トランジスタ１の出力ノードｎ１に第１共振器１１を接続した場合と同様のインピーダンス低減効果が得られる。複数接続すれば並列接続の効果が得られる。

また、図３８の回路では、第１～第４の実施形態で説明した第２共振器１２と第３共振器１３を、合成器１７の出力ノードに接続している。これにより、複数のトランジスタ１で第２共振器１２と第３共振器１３を共用することができ、高周波回路３の全体的な回路規模を縮小できる。ここで、第２共振器１２のＬ１はその一部または全てを線路１６で置き換えることができる。一般的には、ＲＦoutに向かう信号線から分岐するため、信号線から第２共振器１２側を見たインピーダンスが高くなるようにλ／４線路が用いられ、Ｃ２側にλ／４線路の先端を高周波において短絡させる小容量またはオープンスタブが接続される。なお、この給電用のスタブも必ずしも高インピーダンスにする必要は無く、整合素子の一部として積極的に利用することも可能である。各トランジスタ１は直流を導通する線路１６を介して接続されているため、給電点４から共通のバイアスを与えることができる。また、第２共振器１２を複数接続すれば、並列接続によりＬ１のインダクタンスを低減することが出来る。これは、Ｃ１とＬ１の比率で決まる目標インピーダンスの設定に自由度を与える。また、第２共振器１２を複数接続した場合、全ての第２共振器１２に第３共振器１３を接続する必要は無く、無給電の第２共振器１２を構成することもできる。また、トランジスタ１のゲート側に任意の数の第４共振器１４を接続することも出来る。これにより歪特性をさらに改善する効果が得られる。第４共振器１４の配置は第１共振器１１の場合と同様に、入力側の線路１６による分配回路の電気長がベースバンド帯域では短くなるため、任意の位置に配置できる。また、入力側にも第２共振器１２、第３共振器１３を接続して、ベースバンドでの広帯域な低インピーダンス化と安定性の両立を図ることができる。ゲート側に第２共振器１２を配置する場合は、Ｌ１に直列に抵抗を挿入する場合が多い。これは抵抗Ｒ１を分割してＣ２よりも接地側と給電経路側に配置することで、安定化のための必用な回路損失に周波数特性を与えることができる。また、図３８の様に複数のトランジスタ１を用いた電力増幅では高周波信号に意図的に位相差や電力差を与えて高効率に増幅したり線形性を高める技術が知られており、図３８はプッシュプルアンプ、ドハティアンプ、アウトフェージングアンプ等に変形して用いることができる。また、線路１６間にキャパシタを挿入してＤＣを遮断し、グループ毎に第２共振器１２と第３共振器１３を接続すれば各トランジスタに個別のバイアスを与えることが可能である。図３８では第３共振器１３に並列容量Ｃ３を与えているが、これは任意であり、設計上の目標インピーダンスが満たせれば省略可能である。高効率電力増幅のためにドレインバイアス電圧やゲートバイアス電圧に変調を掛けるエンベロープトラッキング技術などが知られており、本実施形態で提供される広帯域なベースバンド帯域の低インピーダンス化は電源変調技術には不可欠である。

（第６の実施形態）
上述した第１～第４の実施形態では、ベースバンド等価回路を用いて説明したため増幅器２の出力ノードｎ１から出力される高周波（ＲＦ）信号の取り出し経路について詳細に説明しなかったが、ＲＦ信号の取り出し経路は通常５０Ωのインピーダンスを持っていることから、図３９のような等価回路で表される。図３９の等価回路において、１ｎＨのインダクタＬ２と３０ｎＦのキャパシタＣ１が第１共振器１１を構成している。また、直列接続された２つのλ／４線路１６Ａ、１６Ｂの間に、１ｎＦのカップリングコンデンサＣ９を介して５０Ωの抵抗Ｒ６が設けられており、ここがＲＦ信号の取り出し経路、すなわち高周波出力経路になる。２つのλ／４線路１６Ａ、１６Ｂの寄生インダクタと、１ｎＦのキャパシタＣ７と、直列接続された１μＦのキャパシタＣ２、０．７Ωの抵抗Ｒ１及び１ｎＨのインダクタＬ６とが第２共振器１２を構成している。キャパシタＣ７はＲＦ信号に対して給電側を見えなくするために設けられている。この様に、ＲＦ信号は第２共振器１２から分岐され取り出される。インダクタＬ６は、キャパシタＣ２と抵抗Ｒ１の寄生インダクタである。λ／４線路１６ＢとキャパシタＣ７は、ショートスタブを構成している。３８ｎＦのキャパシタＣ３と２０ｎＨのインダクタＬ３と０．６ΩのＲ３は第３共振器１３を構成している。４７μＦのキャパシタＣ８は、給電点４に接続されるデカップリング容量である。Ｃ８は寄生の５０ｍΩの等価直列抵抗と５ｎＨの等価直列インダクタンスを持っている。給電点４には電源Ｖｒｅｇが接続されている。電源Ｖｒｅｇは０．５ｕＨと１０ｍΩの直列接続の等価回路で与えられている。シミュレーション上、Ｖｒｅｇの電圧は任意である。線路１６Ａの特性インピーダンスは１０Ωで、２ＧＨｚの高周波信号のインピーダンスをＲＦ取り出し経路の５０Ωから２Ωに変換するλ／４変成器である。

図４０は一比較例による等価回路である。図４０の回路は、図３９の回路から第１共振器１１を削除したものである。

図４１は図３９と図４０の回路の出力インピーダンスの周波数依存性を示す特性図であり、シミュレーション結果を示している。図４１の波形ｗ１は図３９の回路に対応し、波形ｗ２は図４０の回路に対応している。

第１共振器１１を接続することにより、１Ω以下のインピーダンスを２００ＭＨｚまでの維持している。第１共振器１１が無いと１Ω以下の領域は２０ＭＨｚにまで狭まってしまう。この設計例ではベースバンドインピーダンスを１Ω以下にすることを仕様としたが、増幅器２の設計によって歪を満足するために必要なインピーダンスは異なる。また、第１共振器１１の有無で２ＧＨｚのインピーダンスに変化が無いことも確認できる。ｗ１、ｗ２どちらも２ＧＨｚのインピーダンス｜Ｚ｜は２Ωであり、線路１６Ａで変換されたインピーダンスと一致している。また、２ＧＨｚの２倍波、３倍波などの高調波インピーダンスもｗ１とｗ２で一致している。この設計では第１共振器１１はインダクタＬ２の効果により高調波インピーダンスに影響を与えないようにしている。第１共振器１１に高周波帯用の共振特性を付加すれば積極的に高調波を制御できる。

なお、図３９ではドレイン側の回路を説明したが、ゲート側のＲＦ入力の分岐についても同様である。また、第５の実施形態でも説明したように、一般に、増幅器２のトランジスタ１はドレインソース間容量やゲートソース間容量を持っており、基本的にはこれらの容量を相殺するようにＣ－Ｌ－Ｃのπ型ネットワークなどを用いてインピーダンスを純抵抗に整合する。本実施形態でも増幅器２の内部で２Ωの純抵抗にインピーダンス変換が行われていることを想定している。従って、第１共振器１１はトランジスタ１のドレインに直接接続されておらず、直列インダクタンスを介して接続されている。

なお、増幅器２の内部のトランジスタ１のレイアウト構成によっては第１共振器１１と真正ドレイン間のインダクタンスを極力低減するように引き出すことも可能であり、高周波（ＲＦ）信号を整合して引き出す経路と、第１共振器１１を接続するための引き出し経路を分けて取り出すことも可能である。この場合は、増幅器２が複数の出力ノードを持つ。これは入力側についても同様である。第４共振器１４あるいは第１共振器１１を接続するためのノードを持たせてもよい。また、第５共振器１５を接続するためのノードを設けてもよい。

このように、第１共振器１１を設けることで、広帯域にわたってベースバンドインピーダンスを下げることができる。また、第２共振器１２からＲＦ信号を分岐させることで、給電に影響を与えずにＲＦ信号を出力できる。

上述した各実施形態では一般的な高周波帯域の増幅回路を例に説明したが、各実施形態は高周波帯域に依存しないため、高周波帯域の広帯域化技術や狭帯域化技術と組み合わせても利用できる。

各実施形態におけるトランジスタはＦＥＴを例に説明したが、各実施形態はトランジスタの種類やデバイス構造、材料系に依存しない。従って、ＦＥＴでもバイポーラトランジスタでも、シリコン系デバイスでも化合物系デバイスでも利用することができる。

各実施形態はソース接地（バイポーラではエミッタ接地）を仮定して説明したが、各実施形態は接地方法に依存しない。従って、ゲート接地（ベース接地）、ドレイン接地（コレクタ接地）でも利用することができる。

各実施形態はシングルエンドのトランジスタを例に説明したが、各実施形態は増幅段の回路構成に依存しない。従って、カスコード接続、ダーリントン接続、負帰還増幅、プッシュプル、ハーフブリッジ、フルブリッジなど様々な形態が利用できる。

各実施形態はトランジスタの動作級を特に限定せずに説明したが、各実施形態はトランジスタの動作級には依存しない。従って、Ａ級、ＡＢ級、Ｂ級、Ｃ級、Ｄ級、Ｅ級、Ｆ級、Ｇ級、Ｈ級、Ｊ級、Ｓ級、あるいはこれらと電流電圧を入れ換えたり複素共役関係にある、逆Ｄ級、逆Ｅ級、逆Ｆ級、逆Ｊ級など様々な動作モードが利用可能である。

各実施形態は一般的な増幅器２を例に説明したが、各実施形態は増幅器２の高効率化技術に依存しないため、エンベロープトラッキング、ＥＥＲなどの電源変調技術、アウトフェージング、ＬＩＮＣ、Ｄｏｈｅｒｔｙ、逆Ｄｏｈｅｒｔｙ、シーケンシャルアンプ、ダイナミックロードライン変調等の負荷変調技術などと組み合わせて利用できる。

各実施形態は回路素子の一部また全てを、可変素子に置き換える事が可能である。各実施形態は広帯域であるが、可変素子を用いる事により、さらに広帯域化したり、性能を改善したりすることが可能となる。

各実施形態の増幅器２は、ゲート変調（ベース変調）またはドレイン変調（コレクタ変調）と組み合わせることも可能である。特にドレイン変調では線形な電力制御が可能であり、振幅変調信号の増幅に適している。

各実施形態では一般的な増幅段、特に電力増幅器を例に説明したが、各実施形態は増幅器２の用途に依存しない。従って、電圧増幅器、電流増幅器、トランスインピーダンスアンプ、トランスコンダクタンスアンプなどに利用できる。また、周波数変換を伴う増幅、例えば、周波数変換器、ミキサ、アップコンバータ、ダウンコンバータ、ダブラ、トリプラなどの逓倍器、分周期、などに利用できる。また、増幅器２を利用する発振器にも利用できる。特に、変調を伴う発振器や周波数可変を伴う発振器に好適である。

各実施形態は、一般的な増幅器と同様に、プリディストーション、フィードフォワード、フィードバック等の歪補償と組み合わせることで、線形性を改善できる。特に、ベースバンドインピーダンスを広帯域に低減するため、メモリ効果の抑圧が期待できるが、メモリ効果抑圧機能を有するＤＰＤ（デジタルプリディストーション）などの歪補償技術と組み合わせることでさらに高い効果が期待できる。

各実施形態は増幅器２とＤＣバイアス端子間のＤＣ供給経路ではローパス型の回路トポロジを用いているが、ＲＦ経路やバイアス経路でもコンデンサでＤＣカットされている領域にはハイパス型の回路が利用できる。従って、これらの領域毎に、Foster回路、non-foster回路、右手系、左手系、ＥＢＧ、メタマテリアルなどの技術を組み合わせて利用可能である。

また各実施形態に係る高周波回路の用途は特定のものに限定されず、広く適用できる。たとえば、携帯電話端末、携帯電話基地局、携帯電話中継器、無線ＬＡＮアクセスポイント、無線ＬＡＮステーション、ＷｉＭＡＸ等のワイヤレスアクセス基地局・中継局・端末、地上デジタル放送送信機、地上デジタル放送中継器、ＡＭ放送送信機、固定マイクロ波通信装置、ＳＴＬ／ＴＴＬ装置、ＦＰＵ装置、業務用無線装置、ＶＳＡＴ等の衛星通信装置、ＥＴＣやＤＳＲＣ等の路車間、車間通信、車載レーダ、道路側のレーダ、空港管制レーダ、気象レーダ、イメージング、ビーコン、電力伝送、誘導加熱、高周波加熱、スパッタ装置、半導体プロセス装置、プラズマ発生器、加速器、医療・計測用高周波電源、など、広く一般の通信・放送・レーダ・イメージング・電波応用機器で利用される。

各実施形態は実装方法に依存しない。高周波回路をモノリシックでＭＭＩＣ上に作製しても、セラミック基板や樹脂基板上の回路と半導体基板のハイブリッドで作製しても、半導体パッケージ内に作製しても、高周波モジュールとして作製しても、基板内蔵回路として作製しても、フレキシブル基板上に作製しても、各実施形態の例で示した回路構成が実現できれば、効果を得ることができる。実装によっては、給電経路の一部がワイヤボンディングになったり、フィードスルーになったり、貫通コンデンサになったり、バンプや半田ボール接続になったり、様々な変形が考えられるが、これらは通常の高周波回路で想定される実装形態であるため、上述した各実施形態の効果を得ることが可能である。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１ トランジスタ、２ 増幅器、３ 高周波回路、４ 給電点、５ 給電経路、１１ 第１共振器、１２ 第２共振器、１３ 第３共振器、１４ 第４共振器、１５ 第５共振器、１６ λ／４線路、１７ 合成器

Claims (16)

1. 入力された高周波信号を増幅する増幅器と、
   前記増幅器の出力ノードと直流バイアス電圧が給電される給電点との間に配置され、直列接続された第１インダクタ及び第２インダクタを有する給電経路と、
   前記増幅器の出力ノードと前記給電経路との間に少なくとも一部が接続される第３インダクタ、及び前記第３インダクタに直列接続される第１キャパシタを有し、前記第３インダクタのインダクタンスと前記第１キャパシタのキャパシタンスとに応じた直列共振周波数を有する第１共振器と、
   前記第１インダクタ及び前記第２インダクタの接続ノードに接続される第２キャパシタ、及び前記第２キャパシタと直列接続される第１抵抗を有し、前記第１インダクタのインダクタンスと前記第２キャパシタのキャパシタンスに応じた直列共振周波数を有する第２共振器と、
   前記第２インダクタに並列接続される第３キャパシタを有し、前記第３キャパシタのキャパシタンスと前記第２インダクタのインダクタンスとに応じた並列共振周波数を有する第３共振器と、を備える、高周波回路。
2. 前記第１共振器は、前記第３インダクタ及び前記第１キャパシタに直列接続される第２抵抗を有し、前記第３インダクタのインダクタンスと前記第１キャパシタのキャパシタンスと前記第２抵抗の抵抗値とに応じた周波数で共振する、請求項１に記載の高周波回路。
3. 前記第１インダクタ及び前記第１キャパシタの並列共振によるインピーダンスのピークは、前記第１抵抗及び前記第２抵抗の抵抗値により制御される、請求項２に記載の高周波回路。
4. 前記ピークの周波数は、前記第１共振器の直列共振周波数よりも低い周波数である、請求項３に記載の高周波回路。
5. 前記第３共振器は、前記第３キャパシタに直列接続される抵抗と、前記第２インダクタ及び前記第３キャパシタに並列接続される抵抗と、前記第３共振器に直列接続される抵抗との少なくとも１つを含む第３抵抗を有する、請求項１乃至４のいずれか一項に記載の高周波回路。
6. 前記第３共振器は、並列接続された前記第２インダクタ、前記第３キャパシタ及び前記第３抵抗の少なくとも一部を含むフェライトビーズを有する、請求項５に記載の高周波回路。
7. 前記第１インダクタの少なくとも一部は、前記給電経路の寄生インダクタンスであり、
   前記第１抵抗の少なくとも一部は、前記給電経路の寄生抵抗である、請求項１乃至６のいずれか一項に記載の高周波回路。
8. 前記第３キャパシタの少なくとも一部は、前記第２インダクタの寄生容量である、請求項１乃至７のいずれか一項に記載の高周波回路。
9. 前記増幅器の前記高周波信号が入力される入力ノードと基準電位との間に直列接続された第４インダクタ、第４キャパシタ及び第４抵抗を有し、前記第４インダクタのインダクタンスと前記第４キャパシタのキャパシタンスと前記第４抵抗の抵抗値とに応じた周波数で共振する第４共振器を備える、請求項１乃至８のいずれか一項に記載の高周波回路。
10. 前記増幅器の前記高周波信号が入力される入力ノードと前記出力ノードとの間に直列接続された第５インダクタ及び第５キャパシタを有し、
    前記第５インダクタと前記増幅器の帰還容量とは、並列共振を行う、請求項１乃至９のいずれか一項に記載の高周波回路。
11. 複数の前記増幅器を備え、
    入力された第１高周波信号を増幅する第１増幅器および入力された第２高周波信号を増幅する第２増幅器を含み、
    前記第１共振器は、前記第１増幅器の第１出力ノードと前記給電経路との間に接続され、
    前記第１出力ノード、前記第２増幅器の第２出力ノード、および前記給電点との間に配置され、増幅された前記第１高周波信号および前記第２高周波信号を合成する合成器を備え、
    前記第２共振器及び前記第３共振器は、前記合成器に接続される、請求項１乃至１０のいずれか一項に記載の高周波回路。
12. 前記第２共振器における前記第１インダクタは、直列接続された２つのインダクタ部を有し、
    前記２つのインダクタ部の接続ノードに、前記増幅器の出力ノードから出力される高周波信号を出力する高周波出力経路が接続される、請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の高周波回路。
13. 前記第１インダクタと前記第３インダクタとは、高周波信号の整合回路の一部もしくは全てである、請求項１乃至１２のいずれか一項に記載の高周波回路。
14. 前記第１インダクタと前記第３インダクタとは、前記合成器の一部もしくは全てである、請求項１１に記載の高周波回路。
15. 前記第１インダクタと前記第３インダクタとは、前記高周波出力経路の一部もしくは全てである、請求項１２に記載の高周波回路。
16. 前記第３インダクタは、前記増幅器の出力ノードと前記給電経路との間に接続される、または、前記増幅器の出力ノードと前記給電経路との間に前記第３インダクタの一部が挿入され、前記第３インダクタの他の一部は前記増幅器の出力ノードと前記給電経路と間に接続される、請求項１乃至１５のいずれか一項に記載の高周波回路。

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