JP2009284005A - 高周波増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】高周波トランジスタの寄生容量成分も含めたトランジスタの出力インピーダンスに対して広帯域にわたって良好なインピーダンス整合を可能にする。
【解決手段】高周波トランジスタと、当該トランジスタの出力端子に対して設けられた、設計中心周波数にて前記トランジスタの寄生容量成分と並列共振する電気長のショートスタブと高周波短絡用キャパシタからなる直列回路と、終端負荷とのインピーダンス整合を行う少なくとも３段の直列接続されたインピーダンス変成線路とを備え、中間段のインピーダンス変成線路の特性インピーダンスが、トランジスタと接続するインピーダンス変成線路および終端負荷と接続するインピーダンス変成線路のいずれよりも高インピーダンスとなるように設定されるようにしたものである。
【選択図】図１

Description

この発明は、広帯域な特性を得るための高周波増幅回路のインピーダンス整合に関するものである。

周知のように、近年、無線機器の小型化に伴い、高周波回路もＦＥＴを用いたモノリシック集積化されている。このような状況下、設計現場における高周波増幅回路のインピーダンス整合は試行錯誤で成されてきた。一方、効率よく実現するための高周波増幅回路のインピーダンス整合方法もいろいろと提案されて来た。多く用いられている方法としては、多段インピーダンス変成によるチェビシェフ形の低域通過形フィルタ構成による方法がある（例えば非特許文献１参照）。また、トランジスタの寄生容量を考慮した整合回路の設計手法がある（例えば特許文献１参照）。
特許文献１における、高周波トランジスタの寄生容量を考慮したときのインピーダンス整合の様子を図１３に示す。ここでは、トランジスタの寄生リアクタンスが容量性である場合、インダクタＬ１によりスミスチャートの上半分（誘導性領域）までインピーダンス変成し、その後は多段の低域通過形フィルタ構成を用いてインピーダンス変成を構成する手法が示されている。

特開平７−２８３６１８号公報 伊藤康之、外４名，「プリマッチング回路を用いた超広帯域モノリシック抵抗整合形高出力増幅器」，電子情報通信学会論文誌，１９９５年１２月，Ｃ−１，Ｖｏｌ．Ｊ７８−Ｃ−１，Ｎｏ．１２，ｐ．６６４−６７６

上記特許文献１に示された高周波トランジスタの寄生容量を考慮した整合回路によるインピーダンス変成手法では、動作帯域の中心周波数（以下、ＦＣとする）付近におけるインピーダンスのみを考慮してインピーダンス変成回路を設計しているため、動作周波数帯域が広くなると、動作周波数帯域の下端周波数（以下、ＦＬとする）や上端周波数（以下、ＦＨとする）においてＦＣとはトランジスタのインピーダンスが異なる分、不整合を生じるという問題がある。この問題は、特に、トランジスタの出力整合回路において寄生容量が大きい場合に顕著となる。

この発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、高周波トランジスタの寄生容量成分も含めたトランジスタの出力インピーダンスに対して広帯域にわたって良好なインピーダンス整合を可能にする高周波増幅回路を得ることを目的とする。

この発明に係る高周波増幅回路は、高周波トランジスタと、当該トランジスタの出力端子に対して設けられた、設計中心周波数にてトランジスタの寄生容量成分と並列共振する電気長のショートスタブと高周波短絡用キャパシタからなる直列回路と、終端負荷とのインピーダンス整合を行う少なくとも３段の直列接続されたインピーダンス変成線路とを備え、中間段のインピーダンス変成線路の特性インピーダンスが、トランジスタと接続するインピーダンス変成線路および終端負荷と接続するインピーダンス変成線路のいずれよりも高インピーダンスとなるように設定されるようにしたものである。

この発明によれば、設計中心周波数にてトランジスタの寄生容量成分と並列共振する電気長のショートスタブと、終端負荷とのインピーダンス整合を行う少なくとも３段の直列接続されたインピーダンス変成線路とを設け、中間段のインピーダンス変成線路の特性インピーダンスを、両端部のインピーダンス変成線路よりも高インピーダンスとなるように設定したので、寄生容量を持った高周波トランジスタの出力インピーダンスに対して、広帯域に良好なインピーダンス整合を実現する。その結果、広帯域に渡って利得、出力、効率特性に優れた高周波増幅回路を構成することが可能となる。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。
図１において、高周波トランジスタ１はＦＥＴであり、その出力端子の直近には、高周波トランジスタ１の出力寄生容量と並列共振する電気長に設定されたショートスタブ２と、ショートスタブ２を高周波短絡するためのキャパシタ３からなる直列回路が設けられている。また、この直列回路と並列に、３段の伝送線路（インピーダンス変成線路）４，５，６と終端負荷抵抗７の直列回路が設けられている。伝送線路４，５，６の特性インピーダンスＺ４、Ｚ５、Ｚ６の間にはＺ４＜Ｚ５＞Ｚ６の関係を持たせるものとする。なお、図１において入力整合回路は省略している。

次に、動作について説明する。
図２は、トランジスタ１の出力インピーダンスをＲｏｕｔ／／Ｃｏｕｔ＝２０Ω／／１ｐＦとしたときのトランジスタ１の入力インピーダンス（Ｚｏｕｔ）、ショートスタブ２によりＦＣにて並列共振を形成したあとのインピーダンス（Ｚｏｕｔ２）、伝送線路４によりインピーダンス変成されたあとのインピーダンス（Ｚｏｕｔ４）、伝送線路５によりインピーダンス変成されたあとのインピーダンス（Ｚｏｕｔ５）、伝送線路６によりインピーダンス変成されたあとのインピーダンス（Ｚｏｕｔ６）を８〜１２ＧＨｚの範囲で示したものである。

図２において、中心周波数ＦＣは１０ＧＨｚである。矢印先端位置が１２ＧＨｚでのインピーダンスを示す。伝送線路４，５，６の特性インピーダンスはそれぞれＺｃ４＝４０Ω、Ｚｃ５＝８０Ω、Ｚｃ６＝６３．２５Ωとし、電気長はすべてＦＣにてλ／４に選んだ。ショートスタブ２によりＦＣにて並列共振を形成すると、ＦＣでのインピーダンスについて実軸に持ってくることができるが、トランジスタの寄生容量のためにＦＬおよびＦＨでは大きな寄生リアクタンスを有しており、ＦＬでは誘導性領域、ＦＨでは容量性領域に存在する。このため、従来の整合回路構成では終端負荷に対して広帯域にインピーダンス整合をとることができない。そこでＦＣでλ／４の電気長を有する伝送線路を用いて一旦、Ｚｏｕｔ４にインピーダンス変成を行う。このときＦＨに対する電気長はＦＣ、ＦＬに対する電気長よりも長いので、反射位相がＦＬ、ＦＨよりも大きく回転する。その結果として、Ｚｏｕｔ４はＦＬでは誘導性領域、ＦＨでは容量性領域に存在することとなる。

ここで、伝送線路５によりＦＣでのインピーダンスを変化させることなくＦＣでλ／４のインピーダンス変成を行うと、Ｚｏｕｔ５は、ＦＬでは容量性領域、ＦＨでは誘導性領域と、Ｚｏｕｔ４とは逆の関係を作ることができる。最後に伝送線路６により終端負荷に対してインピーダンス整合をとると、ＦＬでは反射位相の回転量が小さく、ＦＨでは反射位相の回転量が大きいのでＺｏｕｔ６のように変成される。結果として、広帯域に渡って良好なインピーダンス整合を得ることができる。

図３に、終端負荷７に対するＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）を、伝送線路４，５，６の特性インピーダンスをＺ４＜Ｚ５＜Ｚ６となるように構成した従来の場合と比較して示す。従来の場合は８ＧＨｚ〜１２ＧＨｚの比帯域４０％で最大ＶＳＷＲが１．６と大きな不整合を生じているのに対して、上記の諸元により構成した整合回路では最大ＶＳＷＲが１．２と広帯域に渡って良好なインピーダンス整合を実現している。
図３から明らかなように、図１の回路構成方法は、従来の回路構成方法に比べて広帯域にわたって良好な出力インピーダンス整合を達成することができる。

以上のように、この実施の形態１によれば、高周波トランジスタの出力端子に対して、設計中心周波数にてトランジスタの寄生容量成分と並列共振する電気長のショートスタブと高周波短絡用キャパシタからなる直列回路と、終端負荷とのインピーダンス整合を行う少なくとも３段の直列接続された伝送線路（インピーダンス変成線路）とを設け、中間段のインピーダンス変成線路の特性インピーダンスを、トランジスタと接続する伝送線路（インピーダンス変成線路）および終端負荷と接続する伝送線路（インピーダンス変成線路）のいずれよりも高インピーダンスとなるように設定している。したがって、寄生容量を持った高周波トランジスタの出力インピーダンスに対して、広帯域に良好なインピーダンス整合を実現する。その結果、広帯域に渡って利得、出力、効率特性に優れた高周波増幅回路を構成することが可能となる。上記伝送線路（インピーダンス変成線路）５の特性インピーダンスを高インピーダンスに設定する具体例については実施の形態２以降で述べる。
なお、実施の形態１では伝送線路を３段で構成したが、インピーダンス変成比が大きい場合は、４段以上の伝送線路で構成した方がより広帯域に良好なインピーダンス整合を実現できることがある。

実施の形態２．
図４は、この発明の実施の形態２による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。図において、図１に相当する部分には同一符号を付して示し、この実施の形態２の特徴部分について主に説明する。
ショートスタブ２および伝送線路４，５，６は、線路基板８上に形成された帯状のパターンからなり、出力整合回路を構成している。ここでは、伝送線路５の線路幅を４，６の線路幅より狭く設定することにより、伝送線路の特性インピーダンスの関係をＺ４＜Ｚ５＞Ｚ６となるようにしている。

実施の形態３．
図５は、この発明の実施の形態３による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。図において、図１および図４に相当する部分には同一符号を付して示し、この実施の形態３の特徴部分について主に説明する。
図５において、破線で示した領域９は、伝送線路５の基板下側において、図６に示すように裏面にグランドパターンを設けず、シャーシをくり貫いて空洞９１を設けたシャーシ空洞領域を表している。この伝送線路５に対するグランド面は基板裏面ではなく空洞９１を隔てたシャーシ内面となる。そのため実効誘電率を他の伝送線路４，６よりも低くできるので、同じ線路幅でも伝送線路の特性インピーダンスの関係はＺ４＜Ｚ５＞Ｚ６となる。この場合、上記実施の形態２に比べて伝送線路５の線路幅を広くすることができ、伝送線路損失を低減することができる。

実施の形態４．
図７は、この発明の実施の形態４による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。図において、図１および図４に相当する部分には同一符号を付して示し、この実施の形態４の特徴部分について主に説明する。
図７において、破線で示した領域１０は、伝送線路５を、図８に示すように線路パターンの下部の線路基板８上にポリイミドなどの低誘電率の誘電体１０１の層を設けた誘電体介在領域を表している。このような構造とすることにより、伝送線路５に対する実効誘電率を伝送線路４，６よりも低くすることができるので、同じ線路幅でも伝送線路の特性インピーダンスの関係はＺ４＜Ｚ５＞Ｚ６となる。この場合、上記実施の形態２に比べて伝送線路５の線路幅を広くすることができるので伝送線路損失を低減することができる。また、線路基板８やシャーシを加工する必要がないため低価格で実現できる利点がある。

実施の形態５．
図９は、この発明の実施の形態５による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。図において、図１および図４に相当する部分には同一符号を付して示し、この実施の形態５の特徴部分について主に説明する。
図９において、破線で示した領域１１は、伝送線路５を、伝送線路４，６間に設けたボンディングパッド１１１，１１２と、これらの伝送線路、ボンディングパッド間を接続するワイヤ１１３，１１４，１１５で構成したワイヤボンディング領域を表す。このような構造にすることにより、ワイヤ１１３，１１４，１１５のインダクタンスとボンディングパッド１１１，１１２の寄生容量で等価的に高インピーダンスの線路を形成している。これにより、伝送線路の特性インピーダンスの関係はＺ４＜Ｚ５＞Ｚ６となる。また、線路基板８やシャーシに加工の必要がなく、低誘電体材料の塗布も必要ないので、低価格で実現できる利点がある。

実施の形態６．
図１０は、この発明の実施の形態６による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。図において、図１および図４に相当する部分には同一符号を付して示し、この実施の形態６の特徴部分について主に説明する。
図１０において、破線で示した領域１２は、帯状の伝送線路５の下部に空気層１２１を設けたエアブリッジ領域を表す。このようにエアブリッジ構造にしたことにより等価的に高インピーダンスの線路を形成している。これにより、伝送線路の特性インピーダンスの関係はＺ４＜Ｚ５＞Ｚ６となる。また、実施の形態５に比べて製造再現性に優れるという利点がある。

実施の形態７．
図１１は、この発明の実施の形態７による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。図において、図１および図４に相当する部分には同一符号を付して示し、この実施の形態６の特徴部分について主に説明する。
図１１において、破線で示した領域１３は、伝送線路５に相当する部分で、上記実施の形態３の場合と同様に線路基板８の裏面にグランドパターンは設けず、シャーシをくり貫く構造とし、さらに、図１２に示すように線路基板８の表裏両面に互いが対向するように形成したスパイラルインダクタ領域を表す。スパイラルインダクタ１３１，１３２は、線路基板８の表面と裏面で同一の向きに設定され、両者は中央の端部でスルーホール１３３により接続されている。また、裏面側にあるスパイラルインダクタ１３２の他端はスルーホール１３４で隣の伝送線路６に接続されている。そのため、伝送線路５は相互インダクタンスの作用により、単一のスパイラルインダクタのときよりも大きなインダクタンスを得ることができる。これにより、伝送線路の特性インピーダンスの関係はＺ４＜Ｚ５＞Ｚ６となる。
上記実施の形態１乃至６の伝送線路の場合は、容量性を小さくすることで高インピーダンス線路を形成しているので、波長短縮率が小さくなり回路サイズが大きくなるのに対して、この実施の形態７の伝送線路の場合は、誘導性を大きくすることで高インピーダンス線路を形成するようにしたので、波長短縮率が大きくなり回路サイズが小さくなるという利点がある。

この発明の実施の形態１による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。 同実施の形態１に係る接続構成によって生じるインピーダンス効果を表すスミスチャートである。 同実施の形態１に係る終端負荷に対するＶＳＷＲの計算結果を示す説明図である。 この発明の実施の形態２による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態３による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。 同実施の形態３に係る伝送線路の裏面の空洞構造を示す断面斜視図である。 この発明の実施の形態４による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。 同実施の形態４に係る伝送線路裏面の誘電体介在構造を示す断面図である。 この発明の実施の形態５による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態６による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。 この発明の実施の形態７による高周波増幅回路の構成を示す回路図である。 同実施の形態７に係る伝送線路のスパイラルインダクタ構造を示す透視斜視図である。 従来のトランジスタの寄生容量を考慮したインピーダンス整合の様子を示すスミスチャートである。

符号の説明

１ 高周波トランジスタ、２ ショートスタブ、３ 高周波短絡用キャパシタ、４，５，６ 伝送線路（インピーダンス変成線路）、７ 終端負荷抵抗、８ 線路基板、９ シャーシ空洞領域、９１ 空洞、１０ 誘電体介在領域、１１ ワイヤボンディング領域、１２ エアブリッジ領域、１３ スパイラルインダクタ領域、１０１ 低誘電率誘電体、１１１，１１２ ボンディングパッド、１１３，１１４，１１５ ワイヤ、１２１ 空気層、１３１，１３２ スパイラルインダクタ、１３３，１３４ スルーホール。

Claims (7)

1. 高周波トランジスタと、当該トランジスタの出力端子に対して設けられた、設計中心周波数にて前記トランジスタの寄生容量成分と並列共振する電気長のショートスタブと高周波短絡用キャパシタからなる直列回路と、終端負荷とのインピーダンス整合を行う少なくとも３段の直列接続されたインピーダンス変成線路とを備え、中間段のインピーダンス変成線路の特性インピーダンスが、前記トランジスタと接続するインピーダンス変成線路および前記終端負荷と接続するインピーダンス変成線路のいずれよりも高インピーダンスとなるように設定されていることを特徴とする高周波増幅回路。
2. 中間段のインピーダンス変成線路の特性インピーダンスは、前記インピーダンス変成線路の幅が他のインピーダンス変成線路より狭くしたことにより高インピーダンスに設定されることを特徴とする請求項１の高周波増幅回路。
3. 中間段のインピーダンス変成線路の特性インピーダンスは、線路基板の下側のシャーシの一部をくり抜いて、基板裏面のグランドパターンを除去した上に前記インピーダンス変成線路を形成したことにより高インピーダンスに設定されることを特徴とする請求項１の高周波増幅回路。
4. 中間段のインピーダンス変成線路の特性インピーダンスは、前記インピーダンス変成線路と線路基板の間に低誘電率の誘電体層を介在させたことにより高インピーダンスに設定されることを特徴とする請求項１の高周波増幅回路。
5. 中間段のインピーダンス変成線路の特性インピーダンスは、線路基板上に設けたボンディングパッドをワイヤ接続して前記インピーダンス変成線路を形成したことにより高インピーダンスに設定されることを特徴とする請求項１の高周波増幅回路。
6. 中間段のインピーダンス変成線路の特性インピーダンスは、前記インピーダンス変成線路を線路基板に対してエアブリッジ構造で形成したことにより高インピーダンスに設定されることを特徴とする請求項１の高周波増幅回路。
7. 中間段のインピーダンス変成線路の特性インピーダンスは、線路基板の表裏両面に互いが同一の向きで対向するようにスパイラルインダクタを設け、両スパイラルインダクタをスルーホール接続して前記インピーダンス変成線路を形成することにより高インピーダンスに設定されることを特徴とする請求項１の高周波増幅回路。

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