JP2014511166A - 強化型ドハティ増幅器 - Google Patents

Abstract

本開示は、従来のドハティ増幅器よりも大幅に性能を向上させた強化型ドハティ増幅器に関する。強化型ドハティ増幅器は、パワー・スプリッタと、組み合わせノードと、キャリア経路と、ピーキング経路とを含む。パワー・スプリッタは、入力信号を受け取り、その入力信号を、キャリア側スプリッタ出力部から供給するキャリア信号と、ピーキング側スプリッタ出力部から供給するピーキング信号とに分割するように構成される。キャリア経路は、キャリア電力増幅器回路と、キャリア側スプリッタ出力部とキャリア電力増幅器回路との間に結合されるキャリア入力回路網と、キャリア電力増幅器回路とドハティ組み合わせノードとの間に結合されるキャリア出力回路網とを含む。ピーキング経路は、ピーキング電力増幅器回路と、ピーキング側スプリッタ出力部とピーキング電力増幅器回路との間に結合されるピーキング入力回路網と、電力増幅器とドハティ組み合わせノードとの間に結合されるピーキング出力回路網とを含む。

Description

[0001] 本開示は電力増幅器に関し、より特定的には、より広い帯域にわたって従来のドハティ増幅器よりも効率的に動作することができるドハティ増幅器に関する。

[0002] 現在のモバイル通信システムは進化し、新たな通信システムが開発されているので、より広い周波数範囲にわたって動作でき且つより強力で効率的である電力増幅器が必要とされている。これらの通信システムの多くは、モバイル・デバイスと、バッテリ給電型の基地局などのようなアクセス・ポイントとを用いる。そのような通信デバイスでは、より効率的な電力増幅器を用いることにより、バッテリ充電までの間の動作時間を長くすることができる。

[0003] 更に、モバイル・デバイスと、特にアクセス・ポイントとは、それらのサイズが小型化されてきたが、小型化と同時にそれらの伝送パワー・レベルは増加し続けている。パワー・レベルが増加すると、一般に、増幅中に生成される熱の量が増加する。従って、設計者は、小型化された通信デバイスから多量の熱を放散すること、または通信デバイス内の電力増幅器により生成される熱の量を低減することの問題に直面する。より効率的な電力増幅器が好ましい。なぜなら、そのような電力増幅器が生成する熱は、効率の低い電力増幅器が対応するパワー・レベルで生成する熱よりも少ないからであり、従って、動作中に放散する熱の量を低減するからである。

[0004] 効率に対しての要求が高くなっているので、ドハティ増幅器が、モバイル通信での応用、特に基地局での応用において、一般的に使用される電力増幅器となった。ドハティ増幅器は、その競争相手となる増幅器よりも効率が高いが、動作帯域が比較的に限定されたものとなっている。例えば、良好に設計されたドハティ増幅器は、５パーセントの瞬時帯域幅を提供し、これは２ＧＨｚの信号に関しては約１００ＭＨｚに対応し、信号通信帯域をサポートするために一般的には十分である。例えば、ユニバーサル・モバイル・テレコミュニケーションズ・システム（Universal Mobile Telecommunications System）（ＵＭＴＳ）のデバイスは、２．１１ＧＨｚから２．１７ＧＨｚの間の帯域で動作し、従って、６０ＭＨｚの瞬時帯域幅（２．１７ＧＨｚ−２．１１ＧＨｚ）を必要とする。ドハティ増幅器は、ＵＭＴＳの帯域に対する６０ＭＨｚの瞬時帯域幅をサポートするように構成できる。従って、１つの通信帯域のみをサポートする必要のある通信デバイスに関して、ドハティ増幅器の動作帯域が限定されていることが問題にはならない。

[0005] しかし、現在の通信デバイスは、広い範囲の動作周波数にわたって様々な変調技術を用いる様々な通信標準をサポートすることを要求される場合が多い。それらの標準には、Global System for Mobile Communications（ＧＳＭ）、Personal Communication Service（ＰＣＳ）、Universal Mobile Telecommunications Systems（ＵＭＴＳ）、Worldwide Interoperability for Microwave Access（ＷｉＭＡＸ）、Long Term Evolution（ＬＴＥ）などがあるが、これらには限定されない。

[0006] これらの標準の動作帯域は、消費者用の電気通信の応用に対しては約８００ＭＨｚないし４ＧＨｚであり、軍事的な応用に対しては２０ＭＨｚないし６ＧＨｚである。ＧＳＭ標準のみでも、約８００ＭＨｚないし２ＧＨｚの範囲の帯域を用いる。例えば、ＧＳＭ−８５０は８２４〜８９４ＭＨｚの帯域を使用し、ＧＳＭ−９００は８９０〜９６０ＭＨｚの帯域を使用し、ＧＳＭ−１８００は１７１０〜１８８０ＭＨｚの帯域を使用し、ＧＳＭ−１９００は１８５０〜１９９０ＭＨｚの帯域を使用する。ＵＭＴＳは２．１１〜２．１７ＧＨｚの帯域を使用する。ＬＴＥは２．６〜２．７ＧＨｚの帯域を使用し、ＷｉＭＡＸは２．３、２．５、３．３、および３．５ＧＨｚを中心とする帯域を使用する。従って、複数の通信帯域をサポートする必要のあるデバイスに対して、ドハティ増幅器は不十分である。

[0007] 異なる通信帯域にわたって複数の標準をサポートする通信デバイスに関して、設計者は、様々な通信帯域のそれぞれに対して複数の電力増幅器のチェーンを用いることが多いが、これは通信デバイスの寸法、費用、および複雑性を増加させる。従って、現在の設計のドハティ電力増幅器が有する効率を維持しつつ、広い周波数範囲にわたって分かれている複数の通信帯域をサポートするために、ドハティ電力増幅器の有効動作範囲を増加させる必要がある。

[0008] 本開示は、従来のドハティ増幅よりも性能を大幅に向上させた強化型のドハティ増幅器に関する。強化されたドハティ増幅器は、パワー・スプリッタと、組み合わせノードと、キャリア経路（carrier path）と、ピーキング経路（peaking path）とを含む。パワー・スプリッタは、入力信号を受け取り、その入力信号を、キャリア側スプリッタ出力部から供給するキャリア信号と、ピーキング側スプリッタ出力部から供給するピーキング信号とに分割するように構成される。キャリア経路は、キャリア電力増幅器回路と、キャリア側スプリッタ出力部とキャリア電力増幅器回路との間に結合されるキャリア入力回路網と、キャリア電力増幅器回路とドハティ組み合わせノードとの間に結合されるキャリア出力回路網とを含む。ピーキング経路は、ピーキング電力増幅器回路と、ピーキング側スプリッタ出力部とピーキング電力増幅器回路との間に結合されるピーキング入力回路網と、電力増幅器回路とドハティ組み合わせノードとの間に結合されるキャリア出力回路網とを含む。

[0009] １つの実施形態では、キャリア入力回路網とピーキング入力回路網とは、キャリア信号とピーキング信号とがそれぞれキャリア電力増幅器回路とピーキング電力増幅器回路とへ印加されたときに、ピーキング信号をキャリア信号より約９０度遅れさせる位相シフトを行うように構成される。キャリア出力回路網とピーキング出力回路網とは、更なる位相シフトを行い、ピーキング信号とキャリア信号とが、ドハティ組み合わせノードへ到達して反応性の組み合わせ（reactive combining）を行って出力信号を生成するように、構成される。キャリア入力回路網およびキャリア出力回路網と、ピーキング入力回路網およびピーキング出力回路網とは、集中定数素子（lumped element）を含むことができ、伝送線を含む必要はない。従って、これらの回路網は、強化されたドハティ増幅器の全体にわたる改善された性能特性を提供するための１つのグループとして総合的に扱うことができる。

[0010] 当業者であれば、以下の詳細な説明を添付の図面と関連させて読んだ後に、本開示の範囲を理解でき、本開示の更なる面を認識できる。

[0011] ここでの詳述に含まれ、その一部を形成する添付の図面は、本開示における幾つかの構成を示すものであり、以下の説明と共に、ここで開示する原理を説明するために用いる。

図１は、従来のドハティ増幅器の概略図である。 図２は、従来のドハティ増幅器のキャリア増幅器回路とピーキング増幅器回路との入力パワー対出力パワーのグラフである。 図３Ａは、典型的な（ドハティではない）電力増幅器の効率対出力パワーのグラフである。図３Ｂは、従来のドハティ増幅器の効率対出力パワーのグラフである。 図４Ａは、広帯域の（ドハティではない）電力増幅器の利得対周波数のグラフである。図４Ｂは、広帯域増幅器を用いる従来のドハティ増幅器の利得対周波数のグラフである。 図５は、本開示の１つの実施形態に従った、強化型ドハティ増幅器の概略図である。 図６Ａは、第１の構成の図５の強化型ドハティ増幅器の効率対周波数のグラフである。 図６Ｂは、第１の構成の図５の強化型ドハティ増幅器のピーク出力パワー対周波数のグラフである。 図７Ａは、第２の構成の図５の強化型ドハティ増幅器の効率対周波数のグラフである。 図７Ｂは、第２の構成の図５の強化型ドハティ増幅器のピーク出力パワー対周波数のグラフである。 図８は、本開示の別の実施形態に従った、強化型ドハティ増幅器の概略図である。

[0024] 以下で説明する実施形態は、ここで開示されたものを当業者が実施できるようにするために必要な情報であり、開示されたものを実施する際の最適の実施形態を例示する。当業者であれば、添付の図面を参照して以下の説明を読むことにより、本開示の概念を理解し、それらの概念の、ここでは特定的に説明しない応用についても認識するであろう。それらの概念および応用は、本開示および特許請求の範囲の範囲内にあることを理解すべきである。

[0025] 本開示は、ドハティ電力増幅器の動作帯域を増加させることと関連する。ドハティ電力増幅器の動作の帯域幅を増加させるための変更についての詳細を探求する前に、図１を参照して従来のドハティ電力増幅器１０を概略的に説明する。示されているように、変調されたＲＦ入力信号ＲＦＩＮが、ウィルキンソン（Wilkinson）・スプリッタなどのようなパワー・スプリッタ１２へ供給され、パワー・スプリッタは、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを、「キャリア経路」と「ピーキング経路」とに沿って供給されるように分割する。伝統的には、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは均等に分割され、キャリア経路とピーキング経路とは、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮの元の入力パワーの半分（−３ｄＢ）を受け取る。

[0026] 一般に、キャリア経路は、キャリア電力増幅器回路（ＰＡ_Ｃ）１４と、それに続く第１伝送線（ＴＬ）１６とを含み、この伝送線は、動作帯域の中心周波数またはその近くで９０度の位相シフトを提供するサイズとされている。キャリア経路はドハティ組み合わせノード１８で終わり、ドハティ組み合わせノード１８は変成器（transformer）２４と結合され、変成器２４は最終的にアンテナ（示さず）と結合される。ピーキング経路は第２伝送線（ＴＬ）２０を含み、この伝送線は、動作帯域の中心周波数またはその近くで９０度の位相シフトを提供するサイズとされており、この伝送線の後にはピーキング電力増幅器回路（ＰＡ_Ｐ）が続く。従って、キャリア経路とピーキング経路との双方に沿って供給されたＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、それぞれにキャリア電力増幅器回路１４とピーキング電力増幅器回路２２とで増幅されたときに、互いに位相が９０度ずれている。キャリア経路と同様に、ピーキング経路はドハティ組み合わせノード１８で終わる。注目すべきこととして、パワー・スプリッタ１２は、それ自体が、ピーキング経路への供給を行う脚部により９０度の位相シフトを提供することもできる。その場合、第２伝送線２０は含まれない。

[0027] 従来のドハティ様式では、キャリア電力増幅器回路１４はＡ／Ｂ（またはＢ）級増幅器を提供し、ピーキング電力増幅器回路２２はＣ級増幅器を提供する。動作中、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは分割され、キャリア経路とピーキング経路とに沿って、それぞれにキャリア電力増幅器回路１４とピーキング電力増幅器回路２２とへ送られる。注目すべきこととして、第２伝送線２０は、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのピーキング経路内にある部分を、ピーキング電力増幅器回路２２へ到達する前に９０度遅延させる。

[0028] 一般に、ドハティ増幅器は、２つの動作領域を有するものと考えられている。第１領域では、キャリア電力増幅器回路１４のみがターンオンされ、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを増幅するように動作する。第２領域では、キャリア電力増幅器回路１４とピーキング電力増幅器回路２２との双方が動作して、キャリア経路とピーキング経路とのそれぞれにおいてＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを増幅する。２つの領域の間の閾値は、キャリア電力増幅器回路１４が飽和するキャリア経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮの大きさに対応する。第１領域では、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのレベルは閾値未満である。第２領域では、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのレベルは閾値以上である。

[0029] ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのレベルが所与の閾値より下である第１領域において、キャリア電力増幅器回路１４は、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのキャリア経路内にある部分を増幅する。ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮが所与の閾値より下であるとき、ピーキング電力増幅器回路２２はターンオフされており、その消費電力は僅かなものである。従って、キャリア電力増幅器回路１４のみが、増幅されたＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮをドハティ組み合わせノード１８および変成器２４へ供給して、ＲＦ出力信号ＲＦ_ＯＵＴを提供する。ドハティ増幅器の全体的な効率は、主に、キャリア電力増幅器回路１４のＡＢ（またはＢ）級増幅器の効率により決まる。

[0030] ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮが所与の閾値以上である第２領域において、キャリア電力増幅器回路１４は飽和し、その最大パワーを、第１伝送線１６を介してドハティ組み合わせノード１８へ送る。更に、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮが所与の閾値より高くなるので、ピーキング電力増幅器回路２２がターンオン状態となり、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのピーキング経路に沿って流れる部分の増幅を開始する。ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮが所与の閾値より高くなり続けると、ピーキング電力増幅器回路２２は、ピーキング電力増幅器回路２２が飽和するまで、より多くのパワーをドハティ組み合わせノード１８へ送る。

[0031] 第２領域では、キャリア電力増幅器回路１４とピーキング電力増幅器回路２２との双方が、増幅された信号をドハティ組み合わせノード１８へ送る。キャリア経路とピーキング経路とにおいて第１伝送線１６と第２伝送線２０とを用いることにより、それぞれの経路内の増幅された信号は、同相でドハティ組み合わせノード１８へ到達して反応的に組み合わされる（reactively combined）。組み合わされた信号は、次に、変成器２４により段階的に増大または減少させられて、増幅されたＲＦ出力信号ＲＦ_ＯＵＴが生成される。

[0032] 図２のグラフは、キャリア電力増幅器回路１４と、ピーキング電力増幅器回路２２と、ドハティ増幅器１０全体との出力パワー（Ｐ_Ｏ）対入力パワー（Ｐ_Ｉ）を描いたものである。示されているように、キャリア電力増幅器回路１４は、飽和するまで、第１領域Ｒ１全体において線形的に動作する。キャリア電力増幅器回路１４が飽和状態に達すると、第２領域Ｒ２へ入る。第２領域Ｒ２では、ピーキング電力増幅器回路２２がターンオンとなり、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮの増幅を開始する。第２領域Ｒ２におけるドハティ増幅器の全体的な出力パワーは、事実上、キャリア電力増幅器回路１４とピーキング電力増幅器回路２２との出力パワーの和である。

[0033] 第２領域Ｒ２において動作するとき、ピーキング電力増幅器回路２２により供給されるパワーは、事実上、キャリア電力増幅器回路１４に対する見掛け負荷インピーダンスを低下させる。見掛け負荷インピーダンスを低下させることにより、キャリア電力増幅器回路１４が、飽和状態にとどまりながらも、より多くのパワーを負荷へ送ることを可能とされる。その結果、キャリア電力増幅器回路１４の最大効率が維持され、ドハティ増幅器１０の全体的効率は、ピーキング電力増幅器回路２２が飽和状態になるまで、第２領域Ｒ２全体を通して高い状態で維持される。

[0034] 図３Ａおよび図３Ｂのグラフは、典型的な電力増幅器と典型的なドハティ増幅器とのそれぞれの効率対出力パワーを描いたものである。図３Ａを参照すると、典型的な電力増幅器の効率ηは、電力増幅器が飽和してその最大出力パワーＰ_ＭＡＸに到達するまで、出力パワーＰに比例して増加する。図３Ｂに示すように、ドハティ増幅器１０のキャリア電力増幅器回路１４も同様に動作する。第１領域Ｒ１を通しての動作では、ピーキング電力増幅器回路２２はオフの状態であり、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、キャリア電力増幅器回路１４が飽和する点へ向けて増加していく。第１領域Ｒ１全体において、キャリア電力増幅器回路１４の効率、従って、ドハティ増幅器１０の全体的効率ηは、キャリア電力増幅器回路１４が所与の出力パワー・レベルにおいて飽和状態となるまで、出力パワーＰに比例して増加していく。所与の出力パワー・レベルを、ここでは閾値パワー・レベルＰ_ＴＨと呼び、例示を目的として、ドハティ増幅器１０の最大出力パワーＰ_ＭＡＸの１／９の位置（１／９Ｐ_ＭＡＸ）に示している。

[0035] ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮが、キャリア電力増幅器回路１４が飽和状態となる点を超えて増加すると、ドハティ増幅器は第２領域Ｒ２へ入る。第２の領域へ入ると、ピーキング電力増幅器回路２２がＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮの増幅を開始する。キャリア電力増幅器回路１４は飽和状態を維持し、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮの増幅を続ける。ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮが更に増加すると、ピーキング電力増幅器回路２２は、ドハティ増幅器１０の最大出力パワーＰ_ＭＡＸのところで飽和状態になるまで、更に多くのパワーを送り出す。第２領域Ｒ２全体において、ドハティ増幅器１０の全体的効率ηは高い状態で維持され、キャリア電力増幅器回路１４の飽和状態が始まる第２領域Ｒ２の最初の部分と、ピーキング電力増幅器回路２２が飽和状態となる第２領域Ｒ２の最後の部分とがピークとなる。図３Ａおよび図３Ｂに明確に示されているように、ドハティ増幅器１０では、閾値パワー・レベルＰ_ＴＨあたりから最大出力パワーＰ_ＭＡＸまでのバックオフ・パワー・レベルでの、パワーを付加された効率が、典型的な電力増幅器と比べて大きく改善されている。

[0036] 図１に戻る。例示されているドハティ増幅器１０は、キャリア経路の第３伝送線２６とピーキング経路の第４伝送線２８とを有するものとして示されている。ピーキング電力増幅器回路２２の変化する出力インピーダンスをキャリア電力増幅器回路１４の出力インピーダンスへ適切にロードするようにするため、またはその逆のことを行う目的で、第３伝送線２６と第４伝送線２８とは、キャリア経路とピーキング経路との出力において位相のオフセットをもたらすために使用することができる。

[0037] 上記で示したように、従来のドハティ増幅器１０は、大きくバックオフされたパワー・レベルと最大パワー・レベルとの双方において非常に効率が高い。しかし残念ながら、従来のドハティ増幅器１０の帯域は比較的限定されたものであり、使用可能な瞬時帯域幅は動作周波数の５％のみである。例えば、送信される信号の中心が約２．１ＧＨｚとなるように設計されたドハティ増幅器１０では、使用可能な帯域幅は最大でも約１０５ＭＨｚである。

[0038] 注目すべきこととして、キャリア電力増幅器回路１４とピーキング電力増幅器回路２２とは、従来のドハティ増幅器１０の帯域幅を限定しない。たとえ、これらのキャリア電力増幅器回路１４とピーキング電力増幅器回路２２とが、広帯域増幅器として設計され、幾つかのオクターブの帯域幅を個々にサポートするとしても、従来のドハティ増幅器１０の全体としての瞬時帯域幅は、なおも動作周波数の約５％に限定されるであろう。例えば、キャリア電力増幅器回路１４とピーキング電力増幅器回路２２とのそれぞれが、個々に使用可能な帯域幅を２ＧＨｚから４ＧＨｚの間とするように設計されたとしても、全体としてのドハティ増幅器１０の瞬時帯域幅は、なおも動作周波数の約５％（２ＧＨｚでは１００ＭＨｚ、６ＧＨｚでは４００ＭＨｚ）に制限されるであろう。即ち、従来のドハティ増幅器１０においてキャリア電力増幅器回路１４とピーキング電力増幅器回路２２との動作範囲をどのように広くしても、使用可能な帯域幅は、従来のドハティ増幅器１０の他のコンポーネントにより制限される。

[0039] 図４Ａおよび図４Ｂは上記の概念を示す。図４Ａは広帯域増幅器の利得対周波数を描き、図４Ｂは従来のドハティ増幅器１０の利得対周波数を描くものであり、このドハティ増幅器１０では、キャリア電力増幅器回路１４とピーキング電力増幅器回路２２との双方に同じ広帯域増幅器を使用している。示されているように、従来のドハティ増幅器１０は、キャリア電力増幅器回路１４とピーキング電力増幅器回路２２とに広帯域増幅器を用いた場合でも、その帯域幅が、スタンドアローンの広帯域増幅器の帯域幅よりも大幅に限定されている。即ち、ドハティ増幅器１０において単に広帯域増幅器を使用するだけでは、ドハティ増幅器１０の帯域幅を必ずしも増加させるというものではない。

[0040] 従来のドハティ増幅器１０の帯域幅を限定させる主なコンポーネントは、パワー・スプリッタ１２と、９０度の位相シフトを提供する第１伝送線１６および第２伝送線２０と、位相オフセットを提供する第３伝送線２６および第４伝送線２８と、変成器２４とであることが発見されている。本開示は、従来のドハティ増幅器１０の全体としての帯域幅を大幅に増加させるための、従来のドハティ増幅器１０の様々なコンポーネントの置換または変更のための技術を提供する。

[0041] 強化されたドハティ増幅器３０の一例を図５に示す。特定的には、変調されたＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮが、ウィルキンソン・スプリッタなどのようなパワー・スプリッタ３２へ供給され、パワー・スプリッタ３２は、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを、キャリア経路とピーキング経路とに沿って流れるように分割する。この例では、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは不均等に分割され、キャリア経路は、１．７ｄＢ減衰されたＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮの入力パワーを受け取り、ピーキング経路は、４．７ｄＢ減衰されたＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮの入力パワーを受け取る。このように不均等に分割することにより、均等に分割する場合と比べて、強化型ドハティ増幅器３０の効率が更に高くなる。なお、均等に分割する場合、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、キャリア経路とピーキング経路とで均等に分割される（−３ｄＢ）。

[0042] キャリア経路は、キャリア入力回路網３４と、キャリア電力増幅器回路（ＰＡ_Ｃ）３６と、キャリア出力回路網３８とを含む。キャリア経路はドハティ組み合わせノード４０で終わり、ドハティ組み合わせノード４０は更に変成器４２へ結合され、変成器４２は最終的にアンテナ（示さず）へ結合される。ピーキング経路は、ピーキング入力回路網４４と、ピーキング電力増幅器回路（ＰＡ_Ｐ）４６と、ピーキング出力回路網４８とを含む。ピーキング経路はドハティ組み合わせノード４０で終わる。

[0043] この例では、パワー・スプリッタ３２により供給される分割されたＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、実質的に同相で、キャリア入力回路網３４とピーキング入力回路網４４とへ供給される。換言すると、この例では、パワー・スプリッタは、ピーキング経路へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮへ９０度の位相シフトを与えない。しかし、キャリア電力増幅器回路３６とピーキング電力増幅器回路４６とのそれぞれの入力へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、約９０度シフトされる必要がある。一般に、ピーキング電力増幅器回路４６の入力へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、キャリア電力増幅器回路３６の入力へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮよりも約９０度遅れている。

[0044] １つの実施形態では、キャリア入力回路網３４とピーキング入力回路網４４とは集中定数素子回路網であり、それらは、ピーキング電力増幅器回路４６の入力へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮがキャリア電力増幅器回路３６の入力へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮよりも約９０度遅れることを確実なものとするように、設計されている。集中定数素子回路網は、一次のフィルタリングおよび位相シフトのためのコンポーネントとして、インダクタ、キャパシタ、および抵抗を含むものである。例示の実施形態では、キャリア入力回路網３４は、キャリア経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを４５度（＋４５度）進め、ピーキング入力回路網４４は、ピーキング経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを４５度（−４５度）遅らせる。キャリア経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを４５度進め、ピーキング経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを４５度（−４５度）遅らせることにより、ピーキング電力増幅器回路４６の入力へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、キャリア電力増幅器回路３６の入力へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮよりも約９０度遅れる。

[0045] キャリア入力回路網３４とピーキング入力回路網４４とのそれぞれにおける＋４５度と−４５度との位相シフトについて説明したが、別の組み合わせの位相シフトも可能である。例えば、キャリア入力回路網３４とピーキング入力回路網４４とのそれぞれにおいて、＋６０度と−３０度との位相シフトや、−５０度と＋４０度との位相シフトなどを用いることもできる。

[0046] 図５のキャリア入力回路網３４は、直列キャパシタＣ_１、分路インダクタＬ_１、および直列キャパシタＣ_２を含むものとして示されている。ピーキング入力回路網４４は、直列インダクタＬ_２、分路キャパシタＣ_３、および直列インダクタＬ_３を含むものとして示されている。当業者には理解できるように、これらの回路網は単なる例であり、これよりも高次（二次や三次）の様々な構成の回路網で実施することもできる。

[0047] 図５の参照を続けると、キャリア出力回路網３８は、キャリア電力増幅器回路３６とドハティ組み合わせノード４０との間に結合されている。同様に、ピーキング出力回路網４８は、ピーキング電力増幅器回路４６とドハティ組み合わせノード４０との間に結合されている。キャリア出力回路網３８とピーキング出力回路網４８との主な機能は、キャリア入力回路網３４とピーキング入力回路網４４とにより与えられた位相シフトを取り除き、望まれる性能の計量値（metric）を達成するために必要と考えられる任意の位相オフセットを与えることである。キャリア出力回路網３８とピーキング出力回路網４８とを通過した後、キャリア経路およびピーキング経路からの増幅されたＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、位相が整合されてドハティ組み合わせノード４０へ供給され、それにより、信号は、効率的に組み合わされ、変成器４２により段階的に増大または減少させられる。増幅の後、ピーキング出力回路網４８へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、キャリア出力回路網３８へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮよりも約９０度遅れている。示されている実施形態では、キャリア出力回路網３８は、補償済キャリア位相シフトφ_{Ｃ−ＣＯＭＰ}だけ、キャリア経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを実効的にシフトする。

[0048] 補償済キャリア位相シフトφ_{Ｃ−ＣＯＭＰ}は、キャリア入力回路網３４により与えられる位相シフト（φ_Ｃ−ＩＰ）を負にしたものから、キャリア位相オフセットφ_Ｃ−ＰＯを減算したものであり、φ_{Ｃ−ＣＯＭＰ}＝−φ_Ｃ−ＩＰ−φ_Ｃ−ＰＯとなる。この例では、キャリア入力回路網３４により与えられる位相シフト（φ_Ｃ−ＩＰ）は＋４５度である。キャリア位相オフセットφ_Ｃ−ＰＯは、意図された動作周波数の範囲（１以上の範囲）でキャリア電力増幅器回路３６の出力へ与えられるインピーダンスの無効成分に対応する。このインピーダンスは、実際には、意図された動作周波数の範囲（１以上の範囲）でキャリア出力回路網３８、ピーキング経路、および変成器４２により与えられる合成インピーダンスである。目的は、意図された動作周波数の範囲（１以上の範囲）でキャリア電力増幅器回路３６の出力へ実質的な実インピーダンス（純粋な抵抗）を与えることである。

[0049] 同様に、ピーキング出力回路網４８は、ピーキング経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを、補償済ピーキング位相シフトφ_{Ｐ−ＣＯＭＰ}だけ実質的にシフトする。補償済ピーキング位相シフトφ_{Ｐ−ＣＯＭＰ}は、ピーキング入力回路網４４により与えられる位相シフト（φ_Ｐ−ＩＰ）を負にしたものから、ピーキング位相オフセットφ_Ｐ−ＰＯを減算したものであり、φ_{Ｐ−ＣＯＭＰ}＝−φ_Ｐ−ＩＰ−φ_Ｐ−ＰＯとなる。この例では、ピーキング入力回路網４４により与えられる位相シフト（φ_Ｐ−ＩＰ）は−４５度である。ピーキング位相オフセットφ_Ｐ−ＰＯは、意図された動作周波数の範囲（１以上の範囲）でピーキング電力増幅器回路４６の出力へ与えられるインピーダンスの無効成分に対応する。このインピーダンスは、実際には、意図された動作周波数の範囲（１以上の範囲）でピーキング出力回路網４８、キャリア経路、および変成器４２により与えられる合成インピーダンスである。目的は、意図された動作周波数の範囲（１以上の範囲）でピーキング電力増幅器回路４６の出力へ実質的な実インピーダンス（純粋な抵抗）を与えることである。キャリア出力回路網３８とピーキング出力回路網４８とのそれぞれにおける＋４５度（φ_Ｃ−ＩＰ）と−４５度（φ_Ｐ−ＩＰ）という基準の位相シフトについて説明したが、これらの位相シフトは、単に、キャリア入力回路網３４とピーキング入力網４４とのそれぞれにおいて与えられた位相シフトを反映させているだけである。上記のように、他の組み合わの位相シフトも可能である。

[0050] 図５において、キャリア出力回路網３８は、直列インダクタＬ_４、分路キャパシタＣ_４、および直列インダクタＬ_５を含むものとして示されている。ピーキング出力回路網４８は、直列キャパシタＣ_５、分路インダクタＬ_６、および直列キャパシタＣ_６を含むものとして示されている。当業者には理解できるように、これらの回路網は単なる例であり、これよりも高次の様々な構成の回路網で実施することもできる。

[0051] 示した実施形態では、キャリア電力増幅器回路３６はＡ／Ｂ（またはＢ）級増幅器を提供し、ピーキング電力増幅器回路４６はＣ級増幅器を提供する。これらの増幅器のそれぞれは、一般に、１以上のトランジスタから形成される。選択した実施形態では、増幅器は、窒化ガリウム（ＧａＮ）を用いる高電子移動度トランジスタ（ＨＥＭＴ）、ガリウム砒素（ＧＡＡｓ）または炭化シリコン（ＳｉＣ）を用いる金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＥＳＦＥＴ）、および横方向拡散金属酸化物半導体（laterally diffused metal oxide semiconductor）（ＬＤＭＯＳ）のうちの１つから形成される。なお、当業者は、他の適用可能なトランジスタおよび材料系を適用できることを理解するであろう。

[0052] 強化型ドハティ増幅器３０の動作中、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮはパワー・スプリッタ３２により分割され、キャリア経路とピーキング経路とに沿って、キャリア電力増幅器回路３６とピーキング電力増幅器回路４６とのそれぞれへ送られる。キャリア経路内で、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、キャリア電力増幅器回路３６へ供給される前に、キャリア入力回路網３４により４５度進められる。ピーキング経路内で、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、ピーキング電力増幅器回路４６へ供給される前に、ピーキング入力回路網４４により４５度遅らされる。

[0053] 上記のように、ドハティ増幅器は、特徴的に、２つの領域で動作する。第１領域では、キャリア電力増幅器回路３６のみがターンオンされ、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを増幅するように動作する。第２領域では、キャリア電力増幅器回路３６とピーキング電力増幅器回路４６との双方が動作して、キャリア経路とピーキング経路とのそれぞれにおいてＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを増幅する。２つの領域の間の閾値は、キャリア経路のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮの大きさに対応し、その大きさのところでキャリア電力増幅器回路３６は飽和する。第１領域では、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのレベルは閾値未満である。第２領域では、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのレベルは閾値以上である。

[0054] ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのレベルが所与の閾値より下である第１領域Ｒ１において、キャリア電力増幅器回路３６は、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのキャリア経路内にある部分を増幅する。増幅されたＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、キャリア出力回路網３８により補償済キャリア位相シフトφ_{Ｃ−ＣＯＭＰ}たげシフトされ、ドハティ組み合わせノード４０へ送られる。注目すべきこととして、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮが所与の閾値より下であるとき、第１領域Ｒ１では、実際に、ピーキング経路を介してドハティ組み合わせノード４０へ信号が提供されない。第１領域Ｒ１では、ピーキング電力増幅器回路４６はターンオフされており、強化型ドハティ増幅器３０の全体的な効率は、主に、キャリア電力増幅器回路３６の効率により決まる。

[0055] ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮが所与の閾値以上である第２領域において、キャリア電力増幅器回路３６は飽和し、その最大パワーを、キャリア出力回路網３８を介してドハティ組み合わせノード４０へ送る。ここでも、増幅されたＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、キャリア出力回路網３８により補償済キャリア位相シフトφ_{Ｃ−ＣＯＭＰ}だけシフトされ、ドハティ組み合わせノード４０へ送られる。

[0056] 更に、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮが所与の閾値より高くなるので、ピーキング電力増幅器回路４６がターンオンされ、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのピーキング経路に沿って流れる部分の増幅を開始する。ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮが所与の閾値より高くなり続けると、ピーキング電力増幅器回路４６は、ピーキング電力増幅器回路４６が飽和するまで、より多くのパワーをドハティ組み合わせノード４０へ送る。注目すべきこととして、ピーキング出力回路網４８は、補償済ピーキング位相シフトφ_{Ｐ−ＣＯＭＰ}だけ、ピーキング経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを実際にシフトする。従って、キャリア経路とピーキング経路とのそれぞれからドハティ組み合わせノード４０へ到達するＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、ドハティ組み合わせノード４０において反応的に組み合わされ、次に、変成器２４により段階的に増大または減少させられて、ＲＦ出力信号ＲＦ_ＯＵＴが生成される。

[0057] 従来のドハティ増幅器１０（図１）と比較すると、強化型ドハティ増幅器３０（図５）では、キャリア経路とピーキング経路との双方において、伝送線１６、２０、２６、２８を、入力回路網３４、４４および出力回路網３８、４８と効果的に置換している。キャリア経路およびピーキング経路において、集中定数素子ベースの入力回路網３４、４４および出力回路網３８、４８を用いることにより、強化型ドハティ増幅器３０をバンドパス・フィルタとして見ること、およびバンドパス・フィルタとして統合する(synthesize)ことを可能とする。従って、個々の回路網と、パワー・スプリッタ３２および変成器４２とは、望まれる性能特性を得るために、バンドパス・フィルタが統合される場合と同様の様式で、強化型ドハティ増幅器３０の一部として統合することができる。強化型ドハティ増幅器３０の性能特性における主な関心事は、帯域、終端インピーダンス、パワー利得、および出力パワーを含む。

[0058] 入力回路網３４、４４および出力回路網３８、４８は、伝送線１６、２０、２６、２８の振幅および位相の応答をエミュレートするように統合することができるが、そうした場合、強化型ドハティ増幅器３０の性能を、従来のドハティ増幅器１０の性能に限定することになる。性能を強化するために、入力回路網３４、４４および出力回路網３８、４８のオーダーおよび構成を、キャリア経路とピーキング経路との位相差を最適な状態に近づけるように、および入力と出力との整合性が更に良くなるように統合して、最大パワー・レベルおよびバックオフ・パワー・レベルにおいて望まれる性能特性を達成させる。注目すべきこととして、強化型ドハティ増幅器３０の有効帯域幅は、従来のドハティ増幅器１０で達成されたものよりも劇的に増加し、なおも、最大パワー・レベルおよびバックオフ・パワー・レベルにおいて高効率を維持する。

[0059] 帯域幅が増加することを利用して、１つの強化型ドハティ増幅器３０が、異なる周波数帯域の複数の通信帯域をカバーすることや、所与の通信帯域に対しての使用可能な帯域幅を増加させて、高いデータ・レートおよび追加のチャンネルをサポートすることや、これらの両方を可能とすることができる。上記のように、従来のドハティ増幅器１０の帯域幅は比較的限定されたものであり、使用可能な瞬時帯域幅は動作周波数の５％のみである。例えば、ＵＭＴＳには、２．１１および２．１７ＧＨｚの周波数帯が割り当てられており、６０ＭＨｚの最小帯域を必要とする。従来のドハティ増幅器１０は、１０５ＭＨｚの帯域をサポートできるので、ＵＭＴＳ帯域に対処することができる。しかし、同じ増幅器回路を用いて、２．１１から２．１７ＧＨｚの間のＵＭＴＳ帯域と、２．６から２．７ＧＨｚのＬＴＥ帯域とに対応する必要がある場合、本質的に６００ＭＨｚの帯域幅が必要であり、明らかに、このような帯域幅の要求に対して従来のドハティ増幅器１０は適合しない。強化型ドハティ増幅器３０は、これらの要求に適合するように設計することができ、なおも、望ましい効率、利得、および出力パワーの要求を満たすことができる。

[0060] 以下では、多くの例の中の２つの例を提供するが、それらの例では、強化型ドハティ増幅器３０は、２．１１ないし２．１７ＧＨｚの帯域にあるＵＭＴＳ帯域と、２．６ないし２．７ＧＨｚの帯域にあるＬＴＥ帯域との双方に対応するように構成される。第１の例では、強化型ドハティ増幅器３０は、２．１１から２．１７ＧＨｚの間の６００ＭＨｚの帯域を通して比較的均一な利得とバックオフ・パワー効率とを提供するように統合され、ＵＭＴＳ帯域とＬＴＥ帯域との双方をカバーする。図６Ａは、６ｄＢのバックオフ・パワー・レベルでの効率対周波数のグラフであり、図６Ａに示されているように、強化型ドハティ増幅器３０は、バックオフ・パワー・レベルにおいて、２．１１ないし２．１７ＧＨｚの周波数範囲の全体で効率が比較的均一となるように、統合することができる。しかし、増幅器の設計における帯域に関する能力は、最終的には、効率、利得、および出力パワーの競合する特性により決まるので、それらの特性の中でのバランス(compromise)が、常に、帯域に関する能力を決めることになる。この例では、バランスの結果として、ＬＴＥ帯域（２．６〜２．７ＧＨｚ）におけるピーク出力パワーが、ＵＭＴＳ帯域におけるピーク出力パワーと比較して、顕著に低下している。なお、この低下は許容可能なものである。この低下は、ピーク出力パワー対周波数が描かれている図６Ｂに示している。

[0061] 第２の例も、ＵＭＴＳ帯域とＬＴＥ帯域との双方をサポートする必要があると想定しているが、ＵＭＴＳ帯域とＬＴＥ帯域との双方で動作しているときに、ＬＴＥ帯域における追加の出力パワーと高い効率とが望まれている。更に、ＵＭＴＳ帯域とＬＴＥ帯域との間での効率、理解、および出力パワーは重要ではないか、またはＵＭＴＳ帯域とＬＴＥ帯域との間（≒２．１２ないし２．５ＧＨｚ）の利得を意図的に低減することが望まれていると、想定する。入力回路網３４、４４および出力回路網３８、４８、そして可能性としてパワー・スプリッタ３２および変成器４２を適切に統合することにより、調整された応答を得ることができる。図７Ａは、６ｄＢのバックオフ・パワー・レベルでの効率対周波数を描いており、図７Ａに示されているように、強化型ドハティ増幅器３０は、ＵＭＴＳ帯域およびＬＴＥ帯域に対して最適化された効率的な応答を提供するように、統合することができる。従って、効率は、ＵＭＴＳ帯域とＬＴＥ帯域とのあたりでピークとなり、ＵＭＴＳ帯域とＬＴＥ帯域との間の使用しない周波数帯で大幅に落ちる。

[0062] 同様に、図７Ｂに示されているように、ＵＭＴＳ帯域およびＬＴＥ帯域の周波数の関数としてのピーク出力パワー応答も最適化される。効率と同様に、ＵＭＴＳ帯域およびＬＴＥ帯域のピーク出力パワーは、第１の例（図６Ｂ）と比較して高められており、ＵＭＴＳ帯域とＬＴＥ帯域との間ではピーク出力パワー（そしておそらくは利得）が下降するようにされるか、またはゼロにされる。この下降部分も調整することができ、帯域間でのノイズや干渉を低減する手助けをすることができる。本質的には、強化型ドハティ増幅器３０は、広帯域にわたる均一なパワーおよび効率と交換に、広い周波数範囲により分離された選択された通過帯域において格別の周波数およびピーク出力パワー応答を手に入れるように、調整することができる。

[0063] ＵＭＴＳ帯域およびＬＴＥ帯域を例示したが、様々な標準のための別の通信帯域に関しても、同様の様式で考慮することができる。例えば、第１の通信帯域を、ＰＣＳ帯域とＵＭＴＳ帯域とＧＳＭ帯域とのうちの１つとし、第２の帯域を、ＬＴＥ帯域とＷｉＭａｘ帯域とのうちの１つとすることができる。更に、これらの概念は、同じ標準における異なる通信帯域に対しても適用できる。例えば、１つの強化型ドハティ増幅器３０を、２．５ＧＨｚのＷｉＭａｘ帯域と３．５ＧＨｚのＷｉＭａｘ帯域との双方をサポートするために使用することができる。また、所与の通過帯域を広げて、比較的近い通信帯域、例えば、１．８ＧＨｚのＰＣＳと２．１ＧＨｚのＵＭＴＳとをサポートすることもできる。第２の例では２つの通信帯域のみを示したが、強化型ドハティ増幅器３０は、３以上の帯域を同様の様式でサポートするように統合することができ、その様式では、望まれる場合に、また、望まれるように、バックオフのパワー効率、利得、または出力パワーにおける低下部分を提供できる。

[0064] 入力回路網３４、４４および出力回路網３８、４８もまた、異なる通信帯域に対して異なる効率、利得、または出力パワーを有する応答が得られるように、統合することができる。例えば、２００ＭＨｚ、２５０ＭＨｚ、３００ＭＨｚ、４００ＭＨｚ、５００ＭＨｚ、１ＧＨｚ、または１ＧＨｚより大きい周波数だけ分離された通信帯域に関して、強化型ドハティ増幅器３０は、高いバックオフ・パワー効率およびピーク出力パワーで、１５０ＭＨｚ幅の低いほうの帯域をサポートし、僅かに低いバックオフ・パワー効率およびピーク出力パワーで、２５０ＭＨｚ幅の高いほうの帯域をサポートすることができる。本質的に、強化型ドハティ増幅器３０は、応答を多様に設定することを可能とし、なおも、広い周波数範囲にわたって、また、広い周波数範囲により分離された異なる通信帯域に対して、バックオフ・パワー・レベルおよび最大パワー・レベルにおいて効率を格別なものとする。従って、１つの電力増幅器のトポロジを用いて、複数の異なる通信帯域を効率的にサポートすることができる。

[0065] 強化型ドハティ増幅器３０はモジュール型であり、従って、高パワーでの応用では、１以上の他の強化型ドハティ増幅器３０と並列にして使用することができる。図８に、例示的なモジュール型ドハティ構成５０を示す。モジュール型ドハティ構成５０では、上記と同様の利益と設定能力（configurability）とが得られる。モジュール型ドハティ構成５０は、２つの強化型ドハティ・モジュール５２Ａ、５２Ｂを含み、それらは図５のドハティ増幅器３０に対応する。

[0066] ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮが、ウィルキンソン・スプリッタなどのようなパワー・スプリッタ５４へ供給され、パワー・スプリッタ５４は、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを２つの経路に沿って流れるように分割する。第１の経路はパワー・スプリッタ３２Ａへと導くものであり、第２の経路はパワー・スプリッタ３２Ｂへと導くものである。この実施形態では、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは２つの経路に対して均等に分割され、ドハティ・モジュール５２Ａ５２Ｂのそれぞれは、それぞれのパワー・スプリッタ３２Ａ、３２Ｂを介して、３ｄＢ減衰したＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮの入力パワーを受け取る。

[0067] パワー・スプリッタ３２Ａ、３２Ｂは、強化型ドハティ・モジュール５２Ａ５２Ｂのそれぞれのキャリア経路とピーキング経路とに沿うように、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを分割する。この例では、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮはパワー・スプリッタ３２Ａ、３２Ｂにより不均等に分割され、キャリア経路は、更に１．７ｄＢ減衰したＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮの入力パワーを受け取り、ピーキング経路は、更に４．７ｄＢ減衰したＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮの入力パワーを受け取る。上記で説明したように、このように不均等に分割することにより、均等に分割した場合と比較して、強化型ドハティ増幅器の効率が更に向上する。

[0068] 強化型ドハティ・モジュール５２Ａ、５２Ｂのキャリア経路は、それぞれ、キャリア入力回路網３４Ａ、３４Ｂと、キャリア電力増幅器回路（ＰＡ_Ｃ）３６Ａ、３６Ｂと、キャリア出力回路網３８Ａ、３８Ｂとを含む。キャリア経路はドハティ組み合わせノード４０Ａ、４０Ｂで終わり、ドハティ組み合わせ４０Ａ、４０Ｂは更にそれぞれ変成器４２Ａ、４２Ｂへ結合される。ピーキング経路は、ピーキング入力回路網４４Ａ、４４Ｂと、ピーキング電力増幅器回路（ＰＡ_Ｐ）４６Ａ、４６Ｂと、ピーキング出力回路網４８Ａ、４８Ｂとを含む。ピーキング経路は、それぞれ、ドハティ組み合わせノード４０Ａ、４０Ｂで終わる。

[0069] パワー・スプリッタ３２Ａ、３２Ｂにより提供される分割されたＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、キャリア入力回路網３４Ａ、３４Ｂおよびピーキング入力回路網４４Ａ、４４Ｂへ、実質的に同相で供給される。１つの実施形態では、キャリア入力回路網３４Ａ、３４Ｂおよびピーキング入力回路網４４Ａ、４４Ｂは集中定数素子回路網であり、それらは、ピーキング電力増幅器回路４６Ａ、４６Ｂの入力へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮがキャリア電力増幅器回路３６Ａ、３６Ｂの入力へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮよりも約９０度遅れることを確実なものとするように、設計されている。例示の実施形態では、キャリア入力回路網３４Ａ、３４Ｂは、キャリア経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを４５度（＋４５度）進め、ピーキング入力回路網４４Ａ、４４Ｂは、ピーキング経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを４５度（−４５度）遅らせる。キャリア経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを４５度進め、ピーキング経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを４５度（−４５度）遅らせることにより、ピーキング電力増幅器回路４６Ａ、４６Ｂの入力へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、キャリア電力増幅器回路３６Ａ、３６Ｂの入力へ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮよりも約９０度遅れる。キャリア入力回路網３４Ａ、３４Ｂとピーキング入力回路網４４Ａ、４４Ｂとのそれぞれにおける＋４５度と−４５度との位相シフトについて説明したが、別の組み合わせの位相シフトも可能である。

[0070] キャリア出力回路網３８Ａ、３８Ｂは、それぞれ、キャリア電力増幅器回路３６Ａ、３６Ｂとドハティ組み合わせ４０Ａ、４０Ｂとの間に結合される。同様に、ピーキング出力回路網４８Ａ、４８Ｂは、それぞれ、ピーキング電力増幅器回路４６Ａ、４６Ｂとドハティ組み合わせ４０Ａ、４０Ｂとの間に結合される。キャリア出力回路網３８、Ａ３８Ｂとピーキング出力回路網４８Ａ、４８Ｂとの主な機能は、キャリア入力回路網３４Ａ、３４Ｂとピーキング入力回路網４４Ａ、４４Ｂとにより与えられた位相シフトを取り除き、望まれる性能の計量値（metric）を達成するために必要と考えられる任意の位相オフセットを与えることである。キャリア出力回路網３８Ａ、３８Ｂとピーキング出力回路網４８Ａ、４８Ｂとを通過した後、キャリア経路およびピーキング経路からの増幅されたＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、位相が整合されてそれぞれにドハティ組み合わせノード４０Ａ、４０Ｂへ供給され、それにより、信号は、効率的に組み合わされ、それぞれの変成器４２Ａ、４２Ｂにより段階的に増大または減少させられる。

[0071] 増幅の後、ピーキング出力回路網４８Ａ、４８Ｂへ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮは、キャリア出力回路網３８Ａ、３８Ｂへ供給されるＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮよりも約９０度遅れている。示されている実施形態では、キャリア出力回路網３８Ａ、３８Ｂは、補償済キャリア位相シフトφ_{Ｃ−ＣＯＭＰ}だけ、キャリア経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを実効的にシフトする。同様に、ピーキング出力回路網４８Ａ、４８Ｂは、ピーキング経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを、補償済ピーキング位相シフトφ_{Ｐ−ＣＯＭＰ}だけ実効的にシフトする。キャリア入力回路網３４Ａ、３４Ｂおよびピーキング入力回路網４４Ａ、４４Ｂは、二次、三次、または更に高次の回路網とすることもできる。

[0072] それぞれのキャリア経路とピーキング経路とからの信号がドハティ組み合わせノード４０Ａ、４０Ｂで組み合わされると、強化型ドハティ・モジュール５２Ａ、５２Ｂのそれぞれから結果として出力される信号は、カプラ５６を介して組み合わされてＲＦ出力信号ＲＦ_ＯＵＴが生成される。

[0073] ドハティ・モジュール５２Ａ、５２Ｂのそれぞれは、強化型ドハティ増幅器３０に関して上記で説明したように、２つの領域で動作する。第１領域では、キャリア電力増幅器回路３６Ａ、３６Ｂのみがターンオンされ、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを増幅するように動作する。第２領域では、キャリア電力増幅器回路３６、Ａ３６Ｂとピーキング電力増幅器回路４６Ａ、４６Ｂとが動作して、それぞれのキャリア経路とピーキング経路とのＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮを増幅する。２つの領域の間の閾値は、キャリア電力増幅器回路３６Ａ、３６Ｂが飽和するキャリア経路内のＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮの大きさに対応する。第１領域では、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのレベルは閾値未満である。第２領域では、ＲＦ入力信号ＲＦ_ＩＮのレベルは閾値以上である。

[0074] 上記から理解できるように、ここで開示した強化型ドハティ増幅器（３０、５０）は、従来のドハティ増幅器と比べて、性能が大幅に改善されている。更に、強化型ドハティ増幅器（３０、５０）は設定が可能であるので、相対的に異なる周波数範囲にある複数の通信帯域をサポートすることを可能にする。帯域に関するこれらの改善は、キャリア経路とピーキング経路との間のインピーダンスの追跡を更に良好なものとする能力と、キャリア経路とピーキング経路との増幅器と関連して入力と出力との整合性を改善する能力とに基づいて、なされるものである。更に、大きくバックオフしたパワー・レベルと最大パワー・レベルとの双方での信号の入力および出力の戻りの大きい損失（large signal input and output return losses）を、従来の設計と比べて大幅に改善することができる。

[0075] 無数の動作に対する構成が可能であるが、以下に示すのは幾つかの例示的構成であり、この例示的構成を上記の通信帯域の何れかにおいて提供するように強化型ドハティ増幅器（３０、５０）は構成される。

・同じまたは異なる通信標準を用いる２つの異なる通信帯域（即ち、通信帯域が３００ＭＨｚだけ分離されている場合）のうちの何れかの通信帯域の無線周波数信号を増幅するときに、少なくとも１５％の瞬時帯域幅と、６ｄＢのバックオフ・パワーとピーク最大出力パワーとの間での４５％より高い効率、
・無線周波数信号を増幅するときに、少なくとも１５％の瞬時帯域幅と、６ｄＢのバックオフ・パワーとピーク最大出力パワーとの間での４０％より高い効率、
・無線周波数信号を増幅するときに、少なくとも２０％の瞬時帯域幅と、６ｄＢのバックオフ・パワーとピーク最大出力パワーとの間での３５％より高い効率、
・無線周波数信号を増幅するときに、少なくとも２０％の瞬時帯域幅と、６ｄＢのバックオフ・パワーとピーク最大出力パワーとの間での４０％より高い効率、
・無線周波数信号を増幅するときに、少なくとも１０％の瞬時帯域幅と、６ｄＢのバックオフ・パワーとピーク最大出力パワーとの間での４５％より高い効率。

[0076] 当業者は、ここで開示したものに関する実施形態についての改善および変更について理解するであろう。そのような改善および変更の全ては、ここで開示した概念および特許請求の範囲内にあると考えられる。

Claims (32)

1. 強化型ドハティ増幅器であって、
   入力信号を受け取り、前記入力信号を、キャリア側スプリッタ出力部から供給されるキャリア信号と、ピーキング側スプリッタ出力部から供給されるピーキング信号とに分割するように構成されるパワー・スプリッタと、
   ドハティ組み合わせノードと、
   キャリア電力増幅器回路と、前記キャリア側スプリッタ出力部と前記キャリア電力増幅器回路との間に結合されるキャリア入力回路網とを含むキャリア経路と、
   ピーキング電力増幅器回路と、前記ピーキング側スプリッタ出力部と前記ピーキング電力増幅器回路との間に結合されるピーキング入力回路網とを含むピーキング経路と
   を含み、
   前記キャリア入力回路網と前記ピーキング入力回路網とは、前記ピーキング信号と前記キャリア信号とがそれぞれ前記キャリア電力増幅器回路と前記ピーキング電力増幅器回路とへ印加されたときに、前記ピーキング信号が前記キャリア信号から約９０度遅れるように、位相シフトを与えるように構成される、
   強化型ドハティ増幅器。
2. 請求項１に記載の強化型ドハティ増幅器であって、
   前記キャリア経路は、前記キャリア電力増幅器回路と前記ドハティ組み合わせノードとの間に結合されるキャリア出力回路網を更に含み、
   前記ピーキング経路は、前記ピーキング電力増幅器回路と前記ドハティ組み合わせノードとの間に結合されるピーキング出力回路網を更に含み、
   前記キャリア出力回路網と前記ピーキング出力回路網とは、それぞれ、前記キャリア信号と前記ピーキング信号とが前記ドハティ組み合わせノードへ到達して反応的に組み合わされて出力信号が生成されるように、補償済キャリア位相オフセットと補償済ピーキング位相オフセットとを与えるように構成される、
   強化型ドハティ増幅器。
3. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記キャリア入力回路網および前記キャリア出力回路網と、前記ピーキング入力回路網および前記ピーキング出力回路網とは、少なくとも二次の回路網である、強化型ドハティ増幅器。
4. 請求項３に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記キャリア入力回路網および前記キャリア出力回路網と、前記ピーキング入力回路網および前記ピーキング出力回路網とは、集中定数素子を含む集中定数素子回路網である、強化型ドハティ増幅器。
5. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記キャリア入力回路網および前記キャリア出力回路網と、前記ピーキング入力回路網および前記ピーキング出力回路網とは、集中定数素子を含む集中定数素子回路網である、強化型ドハティ増幅器。
6. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記キャリア入力回路網および前記キャリア出力回路網と、前記ピーキング入力回路網および前記ピーキング出力回路網とのそれぞれは、望まれる位相シフトを提供するように構成される伝送線を含まない、強化型ドハティ増幅器。
7. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記キャリア入力回路網および前記キャリア出力回路網と、前記ピーキング入力回路網および前記ピーキング出力回路網とは、望まれる性能特性を提供するために１つの組として統合される、強化型ドハティ増幅器。
8. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、
   前記補償済キャリア位相オフセットと前記補償ピーキング位相オフセットとのそれぞれは、前記キャリア入力回路網と前記ピーキング入力回路網とにより与えられた前記約９０度の位相シフトを実効的に逆にし、かつ、キャリア位相オフセットとピーキング位相オフセットとを取り除き、
   前記キャリア位相オフセットは、意図された１以上の動作周波数範囲において前記キャリア電力増幅器回路の出力へ与えられるインピーダンスの無効成分と実質的に対応し、
   前記ピーキング位相オフセットは、意図された前記１以上の動作周波数範囲において前記ピーキング電力増幅器回路の出力へ与えられるインピーダンスの無効成分と実質的に対応する、
   強化型ドハティ増幅器。
9. 請求項８に記載の強化型ドハティ増幅器であって、
   前記キャリア電力増幅器回路の前記出力へ与えられる前記インピーダンスは、事実上、意図された前記１以上の動作周波数範囲において、前記キャリア出力回路網と、前記ピーキング経路と、前記ドハティ組み合わせノードに結合された変成器とにより与えられる合成インピーダンスであり、
   前記ピーキング電力増幅器回路の前記出力へ与えられる前記インピーダンスは、事実上、意図された前記１以上の動作周波数範囲において、前記ピーキング出力回路網と、前記キャリア経路と、前記ドハティ組み合わせノードに結合された前記変成器とにより与えられる合成インピーダンスである、
   強化型ドハティ増幅器。
10. 請求項８に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記キャリア入力回路網は前記キャリア信号の位相を約４５度進め、前記ピーキング入力回路網は前記ピーキング信号の位相を約４５度遅らせ、前記キャリア信号と前記ピーキング信号とがそれぞれ前記キャリア電力増幅器回路と前記ピーキング電力増幅器回路とへ印加されたときに、前記ピーキング信号の位相が前記キャリア信号の位相より約９０度遅れているようにする、強化型ドハティ増幅器。
11. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記キャリア入力回路網は前記キャリア信号の位相を約４５度進め、前記ピーキング入力回路網は前記ピーキング信号の位相を約４５度遅らせ、前記キャリア信号と前記ピーキング信号とがそれぞれ前記キャリア電力増幅器回路と前記ピーキング電力増幅器回路とへ印加されたときに、前記ピーキング信号の位相が前記キャリア信号の位相より約９０度遅れているようにする、強化型ドハティ増幅器。
12. 請求項１１に記載の強化型ドハティ増幅器であって、
    前記補償済キャリア位相オフセットと前記補償済みピーキング位相オフセットとは、前記キャリア入力回路網と前記ピーキング入力回路網とにより与えられた前記約９０度の位相シフトを実効的に逆にし、かつ、前記補償済キャリア位相オフセットと前記補償済ピーキング位相オフセットとをそれぞれ取り除き、
    前記キャリア位相オフセットは、意図された１以上の動作周波数範囲において前記キャリア電力増幅器回路の出力へ与えられるインピーダンスの反応性成分と実質的に対応し、
    前記ピーキング位相オフセットは、意図された前記１以上の動作周波数範囲において前記ピーキング電力増幅器回路の出力へ与えられるインピーダンスの無効成分と実質的に対応する、
    強化型ドハティ増幅器。
13. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記パワー・スプリッタは、前記入力信号を受け取り、前記入力信号を、均等に、前記キャリア信号と前記ピーキング信号とに分割し、前記キャリア信号と前記ピーキング信号とがほぼ同じパワーと関連するように構成される、強化型ドハティ増幅器。
14. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記パワー・スプリッタは、前記入力信号を受け取り、前記入力信号を、不均等に、前記キャリア信号と前記ピーキング信号とに分割し、前記キャリア信号と前記ピーキング信号とがほぼ同じパワーと関連しないように構成される、強化型ドハティ増幅器。
15. 請求項１４に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記キャリア信号は約−１．７ｄＢの分割と関連し、前記ピーキング信号は約−４．７ｄＢの分割と関連する、強化型ドハティ増幅器。
16. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記キャリア電力増幅器回路は、Ａ／Ｂ級増幅器およびＢ級増幅器のうちの１つであり、前記ピーキング電力増幅器回路はＣ級増幅器である、強化型ドハティ増幅器。
17. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、
    前記キャリア入力回路網は、前記キャリア側スプリッタ出力部と前記キャリア電力増幅器回路との間でのインピーダンス整合を提供し、
    前記キャリア出力回路網は、前記キャリア電力増幅器回路と前記ドハティ組み合わせノードとの間でのインピーダンス整合を提供し、
    前記ピーキング入力回路網は、前記ピーキング側スプリッタ出力部と前記ピーキング電力増幅器回路との間でインピーダンス整合を提供し、
    前記ピーキング出力回路網は、前記ピーキング電力増幅器回路と前記ドハティ組み合わせノードとの間でのインピーダンス整合を提供する、
    強化型ドハティ増幅器。
18. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記キャリア入力回路網および前記キャリア出力回路網と、前記ピーキング入力回路網および前記ピーキング出力回路網とは、前記キャリア経路と前記ピーキング経路との間でのインピーダンス位相追跡を提供するために１つの組として構成される、強化型ドハティ増幅器。
19. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記強化型ドハティ増幅器の周波数応答が、第１周波数範囲の第１通信帯域のための第１通過帯域と、前記第１通過帯域から分離している第２周波数範囲の第２通信帯域のための第２通過帯域とを提供するように、前記キャリア入力回路網および前記キャリア出力回路網と、前記ピーキング入力回路網および前記ピーキング出力回路網とが構成される、強化型ドハティ増幅器。
20. 請求項１９に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記周波数応答は、前記第１通過帯域と前記第２通過帯域との間に低下部分を提供する、強化型ドハティ増幅器。
21. 請求項１９に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記第１通信帯域は、ＰＣＳ帯域とＵＭＴＳ帯域とＧＳＭ帯域とのうちの１つであり、前記第２通信帯域は、ＬＴＥ帯域とＷｉＭａｘ帯域とのうちの１つである、強化型ドハティ増幅器。
22. 請求項１９に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記第１通信帯域は、所与の通信標準に対する１つの通信帯域であり、前記第２通信帯域は、前記所与の通信標準に対する別の通信帯域である、強化型ドハティ増幅器。
23. 請求項２２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記所与の通信標準は、ＧＳＭ、ＰＣＳ、ＵＭＴＳ、ＬＴＥ、およびＷｉＭａｘの標準のうちの１つである、強化型ドハティ増幅器。
24. 請求項１９に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記第１通信帯域と前記第２通信帯域との双方における無線周波数信号を増幅するときに、前記強化型ドハティ増幅器により、少なくとも１５％の瞬時帯域幅と、６ｄＢのバックオフ・パワーとピーク最大出力パワーとの間での４５％より高い効率とが提供される、強化型ドハティ増幅器。
25. 請求項２４に記載の強化型ドハティ増幅器であって、前記第１通信帯域と前記第２通信帯域とは少なくとも３００ＭＨｚ分離されている、強化型ドハティ増幅器。
26. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、無線周波数信号を増幅するときに、前記強化型ドハティ増幅器により、少なくとも１５％の瞬時帯域幅と、６ｄＢのバックオフ・パワーとピーク最大出力パワーとの間での４０％より高い効率とが提供される、強化型ドハティ増幅器。
27. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、無線周波数信号を増幅するときに、前記強化型ドハティ増幅器により、少なくとも２０％の瞬時帯域幅と、６ｄＢのバックオフ・パワーとピーク最大出力パワーとの間での３５％より高い効率とが提供される、強化型ドハティ増幅器。
28. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、無線周波数信号を増幅するときに、前記強化型ドハティ増幅器により、少なくとも２０％の瞬時帯域幅と、６ｄＢのバックオフ・パワーとピーク最大出力パワーとの間での４０％より高い効率とが提供される、強化型ドハティ増幅器。
29. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、無線周波数信号を増幅するときに、前記強化型ドハティ増幅器により、少なくとも１０％の瞬時帯域幅と、６ｄＢのバックオフ・パワーとピーク最大出力パワーとの間での４５％より高い効率とが提供される、強化型ドハティ増幅器。
30. 請求項２に記載の強化型ドハティ増幅器であって、無線周波数信号を増幅するときに、前記強化型ドハティ増幅器により、少なくとも２５０ＭＨｚの瞬時帯域幅と、６ｄＢのバックオフ・パワーとピーク最大出力パワーとの間での４０％より高い効率とが提供される、強化型ドハティ増幅器。
31. 強化型ドハティ増幅器であって、
    複数の強化型ドハティ・モジュールであって、それぞれの前記強化型ドハティ・モジュールが入力信号を受け取って出力信号を供給するように構成される、複数の強化型ドハティ・モジュールと
    無線周波数信号を受け取り、前記無線周波数信号を、前記複数の強化型ドハティ・モジュールのそれぞれへ供給される前記入力信号へと分割するように構成される入力パワー・スプリッタと、
    前記複数の強化型ドハティ・モジュールから受け取ったそれぞれの前記出力信号を組み合わせるように構成されるコンバイナと
    を含み、
    それぞれの前記強化型ドハティ・モジュールは、
    入力信号を受け取り、前記入力信号を、キャリア側スプリッタ出力部から供給されるキャリア信号と、ピーキング側スプリッタ出力部から供給されるピーキング信号とに分割するように構成されるパワー・スプリッタと、
    ドハティ組み合わせノードと、
    キャリア電力増幅器回路と、前記キャリア側スプリッタ出力部と前記キャリア電力増幅器回路との間に結合されるキャリア入力回路網と、前記キャリア電力増幅器回路と前記ドハティ組み合わせノードとの間に結合されるキャリア出力回路網とを含むキャリア経路と、
    ピーキング電力増幅器回路と、前記ピーキング側スプリッタ出力部と前記ピーキング電力増幅器回路との間に結合されるピーキング入力回路網と、前記ピーキング電力増幅器回路と前記ドハティ組み合わせノードとの間に結合されるピーキング出力回路網とを含むピーキング経路と
    を含み、
    前記キャリア入力回路網と前記ピーキング入力回路網とは、前記キャリア信号と前記ピーキング信号とがそれぞれ前記キャリア電力増幅器回路と前記ピーキング電力増幅器回路とへ印加されたときに、前記ピーキング信号が前記キャリア信号から約９０度遅れるように、位相シフトを与えるように構成され、
    前記キャリア出力回路網と前記ピーキング出力回路網とは、それぞれ、前記キャリア信号と前記ピーキング信号とが前記ドハティ組み合わせノードへ到達して反応的に組み合わされて前記出力信号が生成されるように、補償済キャリア位相オフセットと補償済ピーキング位相オフセットとを与えるように構成される、
    ドハティ増幅器。
32. 強化型ドハティ増幅器であって、
    キャリア電力増幅器回路と、キャリア側スプリッタ出力部と前記キャリア電力増幅器回路との間に結合されるキャリア入力回路網と、前記キャリア電力増幅器回路とドハティ組み合わせノードとの間に結合されるキャリア出力回路網とを含むキャリア経路と、
    ピーキング電力増幅器回路と、ピーキング側スプリッタ出力部と前記ピーキング電力増幅器回路との間に結合されるピーキング入力回路網と、前記ピーキング電力増幅器回路と前記ドハティ組み合わせノードとの間に結合されるピーキング出力回路網とを含むピーキング経路と
    を含み、
    無線周波数信号を増幅するときに、前記強化型ドハティ増幅器により、少なくとも１５％の瞬時帯域幅と、６ｄＢのバックオフ・パワーとピーク最大出力パワーとの間での４０％より高い効率とが提供される、
    強化型ドハティ増幅器。

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