CN103415993B - 增强型多尔蒂放大器 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及一种相比于常规多尔蒂放大器而言提供显著性能改善的增强型多尔蒂放大器。该增强型多尔蒂放大器包括功率分离器、组合节点、载波路径以及峰值路径。功率分离器被配置成接收输入信号并将该输入信号分离成在载波分离器输出处提供的载波信号和在峰值分离器输出处提供的峰值信号。载波路径包括载波功率放大器电路、耦合在载波分离器输出与载波功率放大器电路之间的载波输入网络以及耦合在载波功率放大器电路与多尔蒂组合节点之间的载波输出网络。峰值路径包括峰值功率放大器电路、耦合在峰值分离器输出与峰值功率放大器电路之间的峰值输入网络以及耦合在功率放大器电路与多尔蒂组合节点之间的载波输出网络。

Description

增强型多尔蒂放大器
技术领域
本公开涉及功率放大器，并且具体地涉及能够在比常规多尔蒂放大器更宽的带宽上高效地操作的多尔蒂（Doherty）放大器。
背景技术
随着当前移动通信系统的演进并开发了新的通信系统，一直需要能够在较宽频率范围上操作的更强大和高效的功率放大器。这些通信系统中的许多采用电池供电的移动设备和接入点，诸如基站。对于此类通信设备而言，更高效的功率放大器提供电池充电之间的更长的操作时间。
此外，用于移动设备且尤其是接入点的发射功率水平持续增加，同时，这些设备的尺寸正在缩小。随着功率水平增加，在放大期间产生的热量通常增加。因此，设计者面临着从缩小的通信设备耗散更大量的热或减少由其中的功率放大器产生的热量。更高效的功率放大器是优选的，因为其在相应的功率水平下产生比不那么高效的功率放大器更少的热，并且因此减少了在操作期间要耗散的热量。
考虑到对效率的日益增加的需求，多尔蒂放大器已变成移动通信应用、尤其是基站应用中的流行功率放大器。虽然与其对手相比是相对高效的，但多尔蒂放大器具有相对有限的操作带宽。例如，设计得很好的多尔蒂放大器可以提供5%的瞬时带宽，其对应于用于2 GHz信号的约100 MHz且通常足以支持单个通信波段。例如，通用移动电信系统（UMTS）设备在2.11和2.17 GHz之间的波段中操作，并且因此要求60MHz（2.17GHz—2.11GHz）的瞬时带宽。可以将多尔蒂放大器配置成支持用于UMTS波段的60 MHz的瞬时带宽。相应地，对于只需要支持单个通信波段的通信设备而言，多尔蒂功率放大器的有限操作带宽未引起问题。
然而，现代通信设备常常被要求支持在宽范围的操作频率上采用不同调制技术的各种通信标准。这些标准包括但不限于全球移动通信系统（GSM）、个人通信服务（PCS）、通用移动电信系统（UMTS）、全球互通微波接入（WiMAX）、长期演进（LTE）等。
用于这些标准的操作波段对于消费者电信应用而言从约800 MHz变动至4 GHz且对于军事应用而言从20 MHz变动到6 GHz。GSM标准单独地使用从约800 MHz变动至2 GHz的波段。例如，GSM-850使用824—894 MHz波段，GSM-900使用890—960 MHz波段，GSM-1800使用1710—1880 MHz波段，并且GSM-1900使用1850—1990 MHz波段。UMTS使用2.11—2.17GHz波段。LTE使用2.6—2.7 GHz波段，并且WiMAX使用以约2.3、2.5、3.3和3.5 GHz为中心的波段。因此，对于需要支持多个通信波段的设备而言，单个多尔蒂放大器是不够的。
对于在不同通信波段上支持多个标准的通信设备而言，设计师常常针对不同通信波段中的每一个采用多个功率放大器链，这增加了通信设备的尺寸、成本和复杂性。同样地，需要增加多尔蒂功率放大器的有效操作范围以支持遍布在相当大的频率范围上的多个通信波段，同时保持由当前多尔蒂功率放大器设计提供的效率。
发明内容
本公开涉及相比于常规多尔蒂放大器而言提供显著性能改善的增强型多尔蒂放大器。该增强型多尔蒂放大器包括功率分离器、组合节点、载波路径以及峰值路径。功率分离器被配置成接收输入信号并将该输入信号分离成在载波分离器输出处提供的载波信号和在峰值分离器输出处提供的峰值信号。载波路径包括载波功率放大器电路、耦合在载波分离器输出与载波功率放大器电路之间的载波输入网络以及耦合在载波功率放大器电路与多尔蒂组合节点之间的载波输出网络。峰值路径包括峰值功率放大器电路、耦合在峰值分离器输出与峰值功率放大器电路之间的峰值输入网络以及耦合在功率放大器电路与多尔蒂组合节点之间的载波输出网络。
在一个实施例中，载波和峰值输入网络被配置成在载波和峰值信号分别被呈现给载波和峰值功率放大器电路时施加相移，促使峰值信号以约90度滞后于载波信号。载波和峰值输出网络被配置成施加另外的相移，促使峰值和载波信号到达多尔蒂组合节点以用于无功组合以生成输出信号。载波输入和输出网络及峰值输入和输出网络可以包括集总元件且不需要包括传输线。同样地，可以将这些网络合成为一组以提供用于总体增强型多尔蒂放大器的改善的性能特性。
在结合附图来阅读以下详细描述之后，本领域的技术人员将认识到本公开的范围并意识到其另外的方面。
附图说明
被结合在本说明书并构成其一部分的附图示出本公开的几个方面，并连同本描述一起用于解释本公开的原理。
图1是常规多尔蒂放大器的示意图。
图2是用于常规多尔蒂放大器的载波和峰值放大器电路的输入功率对比输出功率的图。
图3A是用于典型（非多尔蒂）功率放大器的效率对比输出功率的图。
图3B是用于常规多尔蒂放大器的效率对比输出功率的图。
图4A是用于宽带（非多尔蒂）功率放大器的增益对比频率的图。
图4B是用于采用宽带放大器的常规多尔蒂放大器的增益对比频率的图。
图5是根据本公开的一个实施例的增强型多尔蒂放大器的示意图。
图6A是用于图5的增强型多尔蒂放大器的第一配置的效率对比频率的图。
图6B是用于图5的增强型多尔蒂放大器的第一配置的峰值输出功率对比频率的图。
图7A是用于图5的增强型多尔蒂放大器的第二配置的效率对比频率的图。
图7B是用于图5的增强型多尔蒂放大器的第二配置的峰值输出功率对比频率的图。
图8是根据本公开的另一实施例的增强型多尔蒂放大器的示意图。
具体实施方式
下面阐述的实施例表示使得本领域的技术人员能够实施本公开的必要信息并说明了实施本公开的最佳模式。在根据附图来阅读以下描述时，本领域的技术人员将理解本公开的概念并将认识到在本文中未特别提出的这些概念的应用。应理解的是这些概念和应用落在本公开和所附权利要求的范围内。
本公开涉及增加多尔蒂功率放大器的操作带宽。在深入研究如何能够修改多尔蒂功率放大器以增加其操作带宽的细节之前，与图1相关联地提供了传统多尔蒂功率放大器10的概述。如所示，被调制的RF输入信号RFIN被馈送到功率分离器12，诸如Wilkinson分离器，其沿着“载波路径”和“峰值路径”分离RF输入信号RFIN。传统上，RF输入信号RFIN被均匀地分离，使得载流路径和峰值路径接收RF输入信号RFIN的原始输入功率的一半（-3dB）。
载波路径一般包括载波功率放大器电路（PAC）14，后面是第一传输线（TL）16，其尺寸被定为在操作带宽的中心频率处或附近提供90°相移。载波路径在多尔蒂组合节点18处终止，多尔蒂组合节点18被进一步耦合到变压器24，其最终被耦合到天线（未示出）。峰值路径包括第二传输线（TL）20，其尺寸被定为在操作带宽的中心频率处或附近提供90°相移，后面是峰值功率放大器电路（PAP）22。同样地，沿着载波路径和峰值路径两者提供的RF输入信号RFIN在其被相应的载波和峰值功率放大器电路14和22放大时相互异相90°。如同载波路径一样，峰值路径终止到多尔蒂组合节点18中。明显地，功率分离器12可以在对峰值路径进行馈送的支腿中固有地提供90°相移。在这种情况下，不包括第二传输线20。
以传统多尔蒂方式，载波功率放大器电路14提供A/B（或B）类放大器，并且峰值功率放大器电路22提供C类放大器。在操作期间，RF输入信号RFIN被沿着载波和峰值路径分离并指引至相应的载波和峰值功率放大器电路14和22。明显地，第二传输线20使在峰值路径中的那部分RF输入信号RFIN在到达峰值功率放大器电路22之前延迟了90°。
多尔蒂放大器一般被认为具有两个操作区。在第一区中，只有载波功率放大器电路14被开启且操作以将RF输入信号RFIN放大。在第二区中，载波功率放大器电路14和峰值功率放大器电路22两者进行操作以将在相应载波和峰值路径中的RF输入信号RFIN放大。两个区之间的阈值对应于其中载波功率放大器电路14变得饱和的载波路径中的RF输入信号RFIN的量值。在第一区中，RF输入信号RFIN的水平在阈值以下。在第二区中，RF输入信号RFIN的水平在阈值处或在其之上。
在其中RF输入信号RFIN的水平在给定阈值以下的第一区中，载波功率放大器电路14将在载波路径中的那部分RF输入信号RFIN放大。当RF输入信号RFIN在给定阈值以下时，峰值功率放大器电路22被关断并消耗很少功率。同样地，只有载波功率放大器电路14向多尔蒂组合节点18和变压器24供应已放大的RF输入信号RFIN以提供RF输出信号RFOUT。多尔蒂放大器的总效率主要由载波功率放大器电路14的AB（或B）类放大器的效率确定。
在其中RF输入信号RFIN处于给定阈值或在其之上的第二区中，载波功率放大器电路14饱和并经由第一传输线16将其最大功率输送到多尔蒂组合节点18。此外，随着RF输入信号RFIN上升到给定阈值以上，峰值功率放大器电路22开启并开始将沿着峰值路径流动的那部分RF输入信号RFIN放大。随着RF输入信号RFIN继续上升到给定阈值以上，峰值功率放大器电路22向多尔蒂组合节点18输送更多功率直至峰值功率放大器电路22变得饱和为止。
在第二区中，载波和峰值功率放大器电路14和22两者正在向多尔蒂组合节点18输送已放大信号。通过在载波和峰值路径中采用第一和第二传输线16和20，在每个路径中的已放大信号同相地到达多尔蒂组合节点并被无功地组合。该组合信号然后通过变压器24被逐步升高或逐步减低以生成被放大的RF输出信号RFOUT。
图2的图对载波功率放大器电路14、峰值功率放大器电路22以及整体多尔蒂放大器10的输出功率（PO）对比输入功率（PI）进行绘图。如所示，载波功率放大器电路14遍及第一区R1线性地操作直至变得饱和为止。一旦载波功率放大器电路14达到饱和，则进入第二区R2。在第二区R2中，峰值功率放大器电路22开启并开始将RF输入信号RFIN放大。用于多尔蒂放大器的总输出功率有效地是在第二区R2中的载波和峰值功率放大器14和22的输出功率的和。
当在第二区R2中操作时，由峰值功率放大器电路22供应的功率有效地减小了呈现给载波功率放大器电路14的表观负载阻抗。减小表观负载阻抗允许载波功率放大器电路14在保持饱和的同时向负载输送更多的功率。结果，保持了载波功率放大器电路14的最大效率，并且多尔蒂放大器10的总效率遍及整个第二区R2仍是高的，直至峰值功率放大器电路22变得饱和为止。
图3A和3B的图分别对典型功率放大器和典型多尔蒂放大器的效率对比输出功率进行绘图。参考图3A，典型功率放大器的效率η 与输出功率P成比例地增加，直至功率放大器饱和并达到其最大输出功率PMAX为止。如在图3B中所示，多尔蒂放大器10的载波功率放大器电路14以类似方式操作。前进通过第一区R1，峰值功率放大器电路22保持关断，并且RF输入信号RFIN增加至载波功率放大器电路14变得饱和所在的点。遍及第一区R1，载波功率放大器电路14的效率和因此的对于多尔蒂放大器10的总效率η 与输出功率P成比例地增加，直至载波功率放大器电路14在给定输出功率水平处变得饱和为止。此给定输出功率水平在本文中被称为阈值功率水平PTH，并且仅仅为了说明性目的被示出在多尔蒂放大器10的最大输出功率PMAX的九分之一（1/9）（1/9 PMAX）处。
随着RF输入信号RFIN增加通过载波功率放大器电路14变得饱和所在的点，多尔蒂放大器进入第二区R2。随着进入第二区R2，峰值功率放大器电路22开始将RF输入信号RFIN放大。载波功率放大器电路14保持饱和并继续将RF输入信号RFIN放大。随着RF输入信号RFIN进一步增加，峰值功率放大器电路22输送更多的功率直至峰值功率放大器电路22在多尔蒂放大器10的最大输出功率Pmax处变得饱和为止。遍及第二区R2，对于多尔蒂放大器10的总效率η仍然是高的并且在其中载波功率放大器电路14首先变得饱和的第二区R2的开始处和在其中峰值功率放大器电路22变得饱和的第二区R2的结束处达到峰值。如在图3A和3B中清楚地描绘的，相比于典型功率放大器的效率而言，在多尔蒂放大器10中，显著地改善了在从大约阈值功率水平PTH直至最大输出功率PMAX的后退功率（backed off power）水平处的功率增加的效率。
返回图1，所示多尔蒂放大器10被示为具有在载波路径中的第三传输线26和在峰值路径中的第四传输线28。第三和第四传输线26和28可以被用来提供在载波和峰值路径的输出中的相位偏移以求使峰值功率放大器电路22的变化输出阻抗适当地对载波功率放大器电路14的输出阻抗进行加载且反之亦然。
如上文所示，常规多尔蒂放大器10在严重后退和最高功率水平两者处是非常高效的。遗憾的是，常规多尔蒂放大器10是相对带宽有限的，并且仅提供工作频率的5%的可用瞬时带宽。例如，被设计成发射以约2.1 GHz为中心的信号的多尔蒂放大器10将具有至多约105 MHz的可用带宽。
明显地，载波和峰值功率放大器电路14和22未限制常规多尔蒂放大器10的带宽。即使这些载波和峰值功率放大器电路14和22被设计成是宽带放大器且单独地支持几个倍频程（octaves）的带宽，常规多尔蒂放大器10的总瞬时带宽将仍然被局限于工作频率的约5%。例如，如果载波和峰值功率放大器电路14和22中的每一个单独地被设计成具有在2 GHz至4 GHz之间的可用带宽，则多尔蒂放大器10的总瞬时带宽将仍然被局限于工作频率的约5%（在2 GHz为100 MHz；在6 Hz为400 MHz）。因此，无论在常规多尔蒂放大器10中你所采用的载波和峰值功率放大器电路14和22的操作范围有多宽，常规多尔蒂放大器10的其他部件仍限制可用带宽。
图4A和4B示出以上概念。图4A对宽带功率放大器的增益对比频率进行绘图，并且图4B对常规多尔蒂放大器10的增益对比频率进行绘图，其中，同一宽带功率放大器被用于载波和峰值功率放大器电路14和22两者。如所描绘的，常规多尔蒂放大器10具有比独立宽带功率放大器的带宽更加有限得多的带宽，即使当其在载波和峰值功率放大器电路14和22中采用宽带放大器时。因此，简单地在常规多尔蒂放大器10中采用宽带功率放大器将不一定增加多尔蒂放大器10的带宽。
已经发现常规多尔蒂放大器10的主要带宽限制部件是功率分离器12、提供90°相移的第一和第二传输线16、20、提供相位偏移的第三和第四传输线26、28以及变压器24。本公开提供了用于替换或修改常规多尔蒂放大器10的各种部件以显著地增加常规多尔蒂放大器10的总带宽的技术。
在图5中示出增强型多尔蒂放大器30的示例。特别地，被调制的RF输入信号RFIN被馈送给功率分离器32，诸如Wilkinson分离器，其将RF输入信号RFIN沿着载波路径和峰值路径分离。在本示例中，RF输入信号RFIN被不均匀地分离，使得载波路径接收到被衰减了1.7dB的RF输入信号RFIN的输入功率且峰值路径接收到被衰减了4.7 dB的RF输入信号RFIN的输入功率。这种方式的不均匀分离相对于均匀分离而言进一步增加了增强型多尔蒂放大器30的效率，其中，在均匀分离的情况下，RF输入信号RFIN在载波和峰值路径之间被均匀地分离（-3dB）。
载波路径包括载波输入网络34、载波功率放大器电路（PAC）36以及载波输出网络38。载波路径在多尔蒂组合节点40处终止，多尔蒂组合节点40被进一步耦合到变压器42，其最终被耦合到天线（未示出）。峰值路径包括峰值输入网络44、峰值功率放大器电路（PAC）46以及峰值输出网络48。峰值路径在多尔蒂组合节点40处终止。
在本示例中，由功率分离器32提供的已分离RF输入信号RFIN被基本上同相地呈现给载波和峰值输入网络34、44。换言之，在本实施例中，功率分离器并未对提供给峰值路径的RF输入信号RFIN给予90°相移。然而，提供给载波和峰值功率放大器电路36、46的相应输入的RF输入信号RFIN需要被移动约90°。通常，呈现给峰值功率放大器电路46的输入的RF输入信号RFIN比呈现给载波功率放大器电路36的输入的RF输入信号RFIN滞后约90°。
在一个实施例中，载波和峰值输入网络34、44是集总元件网络，其被设计成确保呈现给峰值功率放大器电路46的输入的RF输入信号RFIN比呈现给载波功率放大器电路36的输入的RF输入信号RFIN滞后约90°。集总元件网络是包括电感器、电容器以及电阻器作为主要滤波和相移部件的网络。在所示实施例中，载波输入网络34使在载波路径中的RF输入信号RFIN提前45°（+45°），并且峰值输入网络44使在峰值路径中的RF输入信号RFIN延迟45°（-45°）。通过使载波路径中的RF输入信号RFIN提前45°并使在峰值路径中的RF输入信号RFIN延迟45°（-45°），被呈现给峰值功率放大器电路46的输入的RF输入信号RFIN比呈现给载波功率放大器电路36的输入的RF输入信号RFIN滞后约90°。
虽然描述了在相应载波和峰值输入网络34、44中的+45°和-45°的相移，但相移的其它组合是可能的。例如，可以采用在相应载波和峰值输入网络34，44中的+60°和-30°或-50°和+40°的相移。
图5的载波输入网络34被示为包括串联电容器C1、分路电感器L1以及串联电容器C2。峰值输入网络44被示为包括串联电感器L2、分路电容器C3以及串联电感器L3。如本领域的技术人员将认识到的，这些网络仅仅是示例性的，并且可以以各种配置的较高阶（二阶和三阶）网络来实现。
继续图5，载波输出网络38被耦合在载波功率放大器电路36与多尔蒂组合节点40之间。类似地，峰值输出网络48被耦合在峰值功率放大器电路46与多尔蒂组合节点40之间。载波和峰值输出网络38、48的主要功能是去除由载波和峰值输入网络34、44提供的相移并提供被认为是实现期望性能度量所需的任何相位偏移。在通过载波和峰值输出网络38、48之后，来自载波和峰值路径的已放大RF输入信号RFIN被以相位对准的方式提供给多尔蒂组合节点40，所述相位对准允许信号被高效地组合并被变压器42逐步升高或逐步减低。在放大之后，呈现给峰值输出网络48的RF输入信号RFIN比被呈现给载波输出网络38的RF输入信号RFIN滞后约90°。在所示实施例中，载波输出网络38有效地使在载波路径中的RF输入信号RFIN移动了已补偿的载波相移 φC-COMP。
已补偿的载波相移φC-COMP是由载波输入网络34提供的相移（φC-IP）的负值减去载波相位偏移φC-PO，其中φC-COMP =-φC-IP – φC-PO。在本示例中，由载波输入网络34提供的相移（φC-IP）为+45°。在一个或多个预定工作频率范围处，载波相位偏移φC-PO对应于呈现给载波功率放大器电路36的输出的阻抗的无功分量。此阻抗有效地是在一个或多个预定工作频率范围处由载波输出网络38、峰值路径和变压器42提供的复合阻抗。目的是在一个或多个预定工作频率范围处具有呈现给载波功率放大器电路36的输出的基本上为实数的阻抗（纯电阻的）。
类似地，峰值输出网络48有效地使在峰值路径中的RF输入信号RFIN移动了已补偿的峰值相移φP-COMP。已补偿的峰值相移φP-COMP是由峰值输入网络44提供的相移（φP-IP）的负值减去峰值相位偏移φP-PO，其中φP-COMP =-φP-IP – φP-PO。在本示例中，由峰值输入网络44提供的相移（φP-IP）是-45°。在一个或多个预定工作频率范围处，峰值相位偏移φP-PO对应于呈现给峰值功率放大器电路46的输出的阻抗的无功分量。此阻抗有效地是在一个或多个预定工作范围处由峰值输出网络48、载波路径和变压器42提供的复合阻抗。目的是在一个或多个预定工作频率范围处具有呈现给峰值功率放大器电路46的输出的基本上为实数的阻抗（纯电阻的）。虽然描述了在相应载波和峰值输出网络38、48中的+45°（φC-IP）和-45°（φP-IP）的基线相移，但这些相移仅仅镜像在相应载波和峰值输入网络34、44中提供的那些。如上面所述，相移的其它组合是可能的。
在图5中，载波输出网络38被示为包括串联电感器L4、分路电容器C4以及串联电感器L5。峰值输出网络48被示为包括串联电容器C5、分路电感器L6以及串联电容器C6。如本领域的技术人员将认识到的，这些网络仅仅是示例性的，并且可以以各种配置的较高阶网络来实现。
在所示实施例中，载波功率放大器电路36提供A/B（或B）类放大器，并且峰值功率放大器电路46提供C类放大器。这些放大器中的每一个通常由一个或多个晶体管形成。在所选实施例中，放大器由氮化镓（GaN）高电子迁移率晶体管（HEMT）、砷化镓（GaAs）或碳化硅（SiC）金属半导体场效应晶体管（MESFETS）以及横向扩散金属氧化物半导体（LDMOS）晶体管中的一个形成。然而，本领域的技术人员将认识到其他可应用的晶体管和材料系统是适用的。
在增强型多尔蒂放大器30的操作期间，RF输入信号RFIN沿着载波和峰值路径被功率分离器32分离并被指引到相应载波和峰值功率放大器电路36和46。RF输入信号RFIN在被呈现给载波功率放大器电路36之前在载波路径中被载波输入网络34提前了45°。RF输入信号RFIN在被呈现给峰值功率放大器电路46之前在峰值路径中被峰值输入网络48延迟了45°。
如上面所述，多尔蒂放大器典型地在两个区中操作。在第一区R1中，只有载波功率放大器电路36被开启且进行操作以将RF输入信号RFIN放大。在第二区R2中，载波功率放大器电路36和峰值功率放大器电路46两者都进行操作以将在相应载波和峰值路径中的RF输入信号RFIN放大。在两个区之间的阈值对应于其中载波功率放大器电路36变得饱和的载波路径中的RF输入信号RFIN的量值。在第一区R1中，RF输入信号RFIN的水平在阈值以下。在第二区R2中，RF输入信号RFIN的水平在阈值处或在其之上。
在其中RF输入信号RFIN的水平在给定阈值以下的第一区R1中，载波功率放大器电路36将在载波路径中的那部分RF输入信号RFIN放大。已放大RF输入信号RFIN被载波输出网络38移动了已补偿的载波相移φC-COMP并被传递至多尔蒂组合节点40。明显地，当RF输入信号RFIN在给定阈值以下时，没有信号经由在第一区R1中的峰值路径被有效地提供到多尔蒂组合节点40。在第一区R1中，峰值功率放大器电路46被关断，并且增强型多尔蒂放大器30的总效率主要由载波功率放大器电路36的效率确定。
在其中RF输入信号RFIN处于给定阈值或在其之上的第二区R2中，载波功率放大器电路36饱和并经由载波输出网络38将其最大功率输送到多尔蒂组合节点40。再次地，已放大RF输入信号RFIN被载波输出网络38移动了已补偿的载波相移φC-COMP并被传递至多尔蒂组合节点40。
此外，随着RF输入信号RFIN上升到给定阈值以上，峰值功率放大器电路46开启并开始将沿着峰值路径流动的那部分RF输入信号RFIN放大。随着RF输入信号RFIN继续上升到给定阈值以上，峰值功率放大器电路46经由峰值输出网络48向多尔蒂组合节点40输送更多功率直至峰值功率放大器电路46变得饱和为止。明显地，峰值输出网络48有效地使在峰值路径中的RF输入信号RFIN移动了已补偿的峰值相移φP-COMP。相应地，RF输入信号RFIN从相应的载波和峰值路径到达多尔蒂组合节点40，在多尔蒂组合节点40处被无功地组合，并且然后经由变压器42被逐步升高或逐步减低以生成RF输出信号RFOUT。
与常规多尔蒂放大器10（图1）相比，增强型多尔蒂放大器30（图5）已经用在载波和峰值路径两者中的输入和输出网络34、44、38、48有效地替换了传输线16、20、26、28。在载波和峰值路径中采用基于集总元件的输入和输出网络34、44、38、48允许增强型多尔蒂放大器30被视为并合成为带通滤波器。同样地，可以将相应的网络以及功率分离器32和变压器42合成为增强型多尔蒂放大器30的一部分以便以与能够合成带通滤波器的大致相同的方式来实现期望的性能特性。在增强型多尔蒂放大器30中的主要感兴趣的性能特性包括带宽、端子阻抗、功率增益以及输出功率。
虽然可以将输入和输出网络34、44、38、48合成以模拟传输线16、20、26、28的振幅和相位响应，但这样做将使增强型多尔蒂放大器30的性能局限于常规多尔蒂放大器10的性能。为了增强的性能，可以将输入和输出网络34、44、38、48的顺序和配置合成以更好地使在载波和峰值路径之间的相位差优化以及提供改善的输入和输出匹配以在最大和后退功率水平处实现期望的性能特性。明显地，相比于由常规多尔蒂放大器10已经实现的有效带宽而言，增强型多尔蒂放大器30的有效带宽能够被显著地增加，同时在最大和后退功率水平处保持高效率。
带宽的此增加可以被用来允许单个增强型多尔蒂放大器30覆盖在不同频带中操作的多个通信波段，增加用于给定通信波段的可用带宽以支持更高的数据速率和附加信道，或其组合。如上面所述，常规多尔蒂放大器10是相对带宽有限的，并且仅提供工作频率的5%的可用瞬时带宽。例如，UMTS被分配2.11和2.17 GHz的频带，并要求60 MHz的最小带宽。由于常规多尔蒂放大器10能够支持105 MHz的带宽，所以其能够处理UMTS波段。然而，如果需要用同一放大器电路来处理在2.11和2.17 GHz之间的UMTS波段以及在2.6与2.7之间的LTE波段，则要求基本上600 MHz的带宽，并且显然地，常规多尔蒂放大器10不能满足此类带宽要求。可以将增强型多尔蒂放大器30设计成在实现期望的效率、增益和输出功率要求的同时满足这些要求。
下面提供许多实例中的两个，其中，能够将增强型多尔蒂放大器30配置成处理UMTS和LTE波段两者，其存在于2.11至2.17 GHz和2.6至2.7 GHz波段中。针对第一示例，增强型多尔蒂放大器30被合成以在2.11与2.7 GHz之间遍及600 MHz波段提供相对均匀的增益和后退功率效率以覆盖UMTS和LTE波段两者。如在图6A中所示，其为在6 dB后退功率水平处的效率对比频率的图，可以将增强型多尔蒂放大器30合成以在后退功率水平处遍及2.11至2.7 GHz频率范围提供相对均匀的效率。然而，由于用于放大器设计的可能最终带宽取决于效率、增益以及输出功率的竞争特性，所以这些特性之间的折中始终起作用。在本示例中，折中导致相对于在UMTS波段中的峰值输出功率而言在LTE波段（2.6—2.7 GHz）中的峰值输出功率的明显的但可接受的下降。该下降在图6B中示出，图6B对峰值输出功率对比频率进行绘图。
针对第二示例，再次假设存在对支持UMTS和LTE波段两者的需要；然而，当在UMTS和LTE波段两者中操作时，期望在LTE波段中另外的输出功率和较高效率。此外，假设在UMTS和LTE波段之间的效率、增益以及输出功率是不重要的，或者期望有意地减小在UMTS和LTE波段（2.12至2.5GHz）之间的增益。通过适当地合成输入和输出网络34、44、38、48并且可能地合成功率分离器32和变压器42，可以实现已修整的响应。如在图7A中所示，图7A为在6dB后退功率水平处的效率对比频率的图，可以将增强型多尔蒂放大器30合成以提供针对UMTS和LTE波段被优化的效率响应。同样地，在UMTS和LTE波段附近效率达到峰值并且在UMTS与LTE波段之间的未使用的频带中显著地下降。
类似地，作为对UMTS和LTE波段的频率的函数的峰值输出功率响应也被优化，如在图7B中所示。如同效率一样，在UMTS和LTE波段中的峰值输出功率相对于第一示例（图6B）而言被增加，同时在UMTS和LTE波段之间提供了峰值输出功率（以及可能的增益）的下降或为零。还可以对该下降进行修整以帮助减少在波段之间的噪声或干扰。本质上，对于在被宽频率范围分开的选通带中的异常频率和峰值输出功率响应而言，可以对增强型多尔蒂放大器30进行修整以跨越宽的带宽来交换均匀的功率和效率。
虽然示出了UMTS和LTE波段，但可以以类似方式提出用于各种标准的其他通信波段。例如，第一通信波段可以是PCS波段、UMTS波段以及GSM波段中的一个，并且第二通信波段可以是LTE波段和WiMax波段中的一个。此外，这些概念可以被应用于在同一标准中的不同通信波段。例如，一个增强型多尔蒂放大器30可以被用来支持2.5和3.5 GHz WiMax波段两者。并且，可以将给定通带加宽以支持相对邻近的通信波段，诸如1.8 GHz PCS和2.1 GHzUMTS。虽然在第二示例中仅示出了两个通信波段，但可以将增强型多尔蒂放大器30合成以便以类似的方式支持三个或更多波段，其中如果期望并如所期望的，可以提供后退功率效率、增益或输出功率的下降。
还可以将输入和输出网络34、44、38、48合成以提供具有用于不同通信波段的不同效率、增益或输出功率响应的响应。例如，对于被分开了200 MHz、250 MHz、300 MHz、400MHz、500 MHz、1 GHz或以上的通信波段而言，增强型多尔蒂放大器30可以支持在较高后退功率效率和峰值输出功率处的150 MHz宽的较低波段和在略低的后退功率效率和峰值输出功率处的250 MHz宽的较高波段。本质上，增强型多尔蒂放大器30允许高度可配置的响应，同时在后退和最大功率水平处提供遍及宽频率范围以及针对被大的频率范围分开的不同通信波段的异常效率。因此，可以使用单个功率放大器布局来对多个不同的通信波段进行效率支持。
增强型多尔蒂放大器30是模块化的，并且同样地能够为了较高功率应用与一个或多个其它增强型多尔蒂放大器30并联地使用。在图8中示出示例性模块化多尔蒂配置50。利用模块化多尔蒂配置50，适用与上文描述相同的益处和可配置性。模块化多尔蒂配置50包括两个增强型多尔蒂模块52A、52B，其对应于图5的增强型多尔蒂放大器30。
RF输入信号RFIN被馈送给功率分离器54，诸如Wilkinson分离器，其沿着两个路径分离RF输入信号RFIN。第一路径通向功率分离器32A的输入，并且第二路径通向功率分离器32B的输入。在本实施例中，RF输入信号RFIN在两个路径之间被均匀地分离，使得增强型多尔蒂模块52A、52B中的每个经由相应的功率分离器32A、32B接收被衰减了3 dB的RF输入信号RFIN的输入功率。
功率分离器32A、32B沿着增强型多尔蒂模块52A、52B的相应载波和峰值路径分离RF输入信号RFIN。在本示例中，RF输入信号RFIN被功率分离器32A、32B不均匀地分离，使得载波路径接收到被衰减了另一1.7 dB的RF输入信号RFIN的输入功率并且峰值路径接收到被衰减了另一4.7 dB的RF输入信号RFIN的输入功率。如上面所述，相对于均匀分离而言，以这种方式采用不均匀分离进一步增加了增强型多尔蒂放大器的效率。
相应增强型多尔蒂模块52A、52B的载波路径包括载波输入网络34A、34B、载波功率放大器电路（PAC）36A、36B以及载波输出网络38A、38B。载波路径在相应多尔蒂组合节点40A、40B处终止，其被进一步耦合到相应的变压器42A、42B。峰值路径包括峰值输入网络44A、44B、峰值功率放大器电路（PAP）46A、46B以及峰值输出网络48A、48B。峰值路径在相应的多尔蒂组合节点40A、40B处终止。
由功率分离器32A、32B提供的被分离的RF输入信号RFIN被基本上同相地呈现给载波和峰值输入网络34A、34B、44A、44B。在一个实施例中，载波和峰值输入网络34A、34B、44A、44B是集总元件网络，其被设计成确保呈现给峰值功率放大器电路46A、46B的输入的RF输入信号RFIN比呈现给载波功率放大器电路36A、36B的输入的RF输入信号RFIN滞后约90°。在所示实施例中，载波输入网络34A、34B使在载波路径中的RF输入信号RFIN提前45°（+45°），并且峰值输入网络44A、44B使在峰值路径中的RF输入信号RFIN延迟45°（-45°）。通过使在载波路径中的RF输入信号RFIN提前45°并使在峰值路径中的RF输入信号RFIN延迟45°（-45°），被呈现给峰值功率放大器电路46A、46B的输入的RF输入信号RFIN比呈现给载波功率放大器电路36A、36B的输入的RF输入信号RFIN滞后约90°。虽然描述了在相应载波和峰值输入网络34A、34B、44A、44B中的+45°和-45°的相移，但相移的其它组合是可能的。
载波输出网络38A、38B被耦合在载波功率放大器电路36A、36B与相应多尔蒂组合节点40A、40B之间。类似地，峰值输出网络48A、48B被耦合在峰值功率放大器电路46A、46B与相应多尔蒂组合节点40A、40B之间。载波和峰值输出网络38A 38B、48A、48B的主要功能是去除由载波和峰值输入网络34A、34B、44A、44B提供的相移并提供被认为是实现期望性能度量所需的任何相位偏移。在通过载波和峰值输出网络38A、38B、48A、48B之后，来自载波和峰值路径的已放大RF输入信号RFIN被以相位对准的方式呈现给相应的多尔蒂组合节点40A、40B，所述相位对准允许信号被高效地组合并被相应的变压器42A、42B逐步升高或逐步减低。
在放大之后，呈现给峰值输出网络48A、48B的RF输入信号RFIN比呈现给载波输出网络38A、38B的RF输入信号RFIN滞后约90°。在所示实施例中，载波输出网络38A、38B有效地使在载波路径中的RF输入信号RFIN移动了已补偿的载波相移φC-COMP。类似地，峰值输出网络48A、48B有效地使在峰值路径中的RF输入信号RFIN移动了已补偿的峰值相移φP-COMP。载波和峰值输入网络34A、34B、44A、44B可以是二阶、三阶或更高阶网络。
一旦来自相应载波和峰值路径的信号在多尔蒂组合节点40A、40B处被组合并被相应的变压器42A、42B逐步升高或逐步减低，则由增强型多尔蒂模块52A、52B中的每个所得到的信号经由耦合器56被组合以产生RF输出信号RFOUT。
多尔蒂模块52A、52B中的每个在两个区中操作，如上文针对增强型多尔蒂放大器30描述的。在第一区中，只有载波功率放大器电路36A、36B被开启并操作来放大RF输入信号RFIN。在第二区中，载波功率放大器电路36A、36B和峰值功率放大器电路46A、46B操作来在相应的载波和峰值路径中放大RF输入信号RFIN。在两个区之间的阈值对应于其中载波功率放大器电路36A、36B变得饱和的载波路径中的RF输入信号RFIN的量值。在第一区中，RF输入信号RFIN的水平在阈值以下。在第二区中，RF输入信号RFIN的水平在阈值处或在其之上。
如从上文看到的，本公开的增强型多尔蒂放大器（30、50）相比于常规多尔蒂放大器设计提供了显著的性能改善。此外，增强型多尔蒂放大器（30、50）的可配置性允许对落在相对不同频率范围中的多个通信波段的支持。这些带宽的改善归因于更好地使在载波和峰值路径之间的阻抗跟踪优化的能力以及相对于在载波和峰值路径中的放大器改善输入和输出匹配的能力。此外，相比于常规设计而言能够显著地改善在严重后退和最大功率水平两者处的大的信号输入和输出回波损耗。
虽然数不清的性能配置是可能的，但下面举例说明了一些示例性配置，其中，增强型多尔蒂放大器（30、50）被配置成在上述通信波段中的任何一个处提供：
· 在采用相同或不同通信标准的两个不同通信波段中的任一个中放大射频信号时（即当通信波段被300 MHz分开时），在6 dB后退功率和峰值最大输出功率之间的至少15%的瞬时带宽和大于45%的效率；
· 在放大射频信号时，在6 dB后退功率和峰值最大输出功率之间的至少15%的瞬时带宽和大于40%的效率；
· 在放大射频信号时，在6 dB后退功率和峰值最大输出功率之间的至少20%的瞬时带宽和大于35%的效率；
· 在放大射频信号时，在6 dB后退功率和峰值最大输出功率之间的至少20%的瞬时带宽和大于40%的效率；以及
· 在放大射频信号时，在6 dB后退功率和峰值最大输出功率之间的至少10%的瞬时带宽和大于45%的效率。
本领域的技术人员将认识到对本公开的实施例的改进和修改。所有此类改进和修改被认为在本文公开的概念和后面权利要求的范围内。

Claims (30)

1.一种增强型多尔蒂放大器，包括：
· 功率分离器，其被配置成接收输入信号并将该输入信号分离成在载波分离器输出处提供的载波信号和在峰值分离器输出处提供的峰值信号；
· 多尔蒂组合节点；
· 载波路径，其包括：
·载波功率放大器电路；
·被耦合在载波分离器输出与载波功率放大器电路之间的载波输入网络；以及
·与载波功率放大器电路和多尔蒂组合节点耦合的载波输出网络；以及
· 峰值路径，其包括：
·峰值功率放大器电路；
·被耦合在峰值分离器输出与峰值功率放大器电路之间的峰值输入网络；以及
·与峰值功率放大器电路和多尔蒂组合节点耦合的峰值输出网络；
· 其中，载波输入网络被配置成使载波信号的相位提前并且峰值输入网络被配置成当载波和峰值信号分别被呈现给载波和峰值功率放大器电路时使峰值信号的相位延迟，由此引起峰值信号以约90度滞后于载波信号并且载波输出网络和峰值输出网络被配置成分别施加补偿载波和峰值相位偏移，引起峰值和载波信号到达多尔蒂组合节点以用于无功组合以生成输出信号。
2.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，载波输入网络、载波输出网络、峰值输入网络和峰值输出网络为至少二阶网络。
3.权利要求2的增强型多尔蒂放大器，其中，载波输入网络、载波输出网络、峰值输入网络和峰值输出网络是包括集总元件的集总元件网络。
4.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，载波输入网络、载波输出网络、峰值输入网络和峰值输出网络是包括集总元件的集总元件网络。
5.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，载波输入网络、载波输出网络、峰值输入网络和峰值输出网络中的每一个不包括被配置成提供期望相移的传输线。
6.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，载波输入网络、载波输出网络、峰值输入网络和峰值输出网络被合成为一组以提供期望的性能特性。
7.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，相应的补偿载波和峰值相位偏移有效地使由载波输入网络和峰值输入网络提供的约90°相移反向以及去除载波和峰值相位偏移，载波相位偏移基本上对应于在一个或多个预定工作频率范围处呈现给载波功率放大器电路的输出的阻抗的无功分量，并且峰值相位偏移基本上对应于在一个或多个预定工作频率范围处呈现给峰值功率放大器电路的输出的阻抗的无功分量。
8.权利要求7的增强型多尔蒂放大器，其中，呈现给载波功率放大器电路的输出的阻抗有效地是在一个或多个预定工作频率范围处由载波输出网络、峰值路径以及被耦合到多尔蒂组合节点的变压器提供的复合阻抗，并且呈现给峰值放大器电路的输出的阻抗有效地是在一个或多个预定工作频率范围处由峰值输出网络、载波路径以及被耦合到多尔蒂组合节点的变压器提供的复合阻抗。
9.权利要求7的增强型多尔蒂放大器，其中，载波输入网络使载波信号的相位提前了约45度且峰值输入网络使峰值信号的相位延迟了约45度，使得当载波和峰值信号分别被呈现给载波和峰值功率放大器电路时，峰值信号的相位滞后于载波信号的相位约90度。
10.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，载波输入网络使载波信号的相位提前了约45度且峰值输入网络使峰值信号的相位延迟了约45度，使得当载波和峰值信号分别被呈现给载波和峰值功率放大器电路时，峰值信号的相位滞后于载波信号的相位约90度。
11.权利要求10的增强型多尔蒂放大器，其中，已补偿的载波和峰值相位偏移有效地使由载波输入网络和峰值输入网络提供的约90°相移反向以及去除相应的已补偿的载波和峰值相位偏移，载波相位偏移基本上对应于在一个或多个预定工作频率范围处呈现给载波功率放大器电路的输出的阻抗的无功分量，并且峰值相位偏移基本上对应于在一个或多个预定工作频率范围处呈现给峰值功率放大器电路的输出的阻抗的无功分量。
12.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，所述功率分离器被配置成接收输入信号并将该输入信号均匀地分离成载波信号和峰值信号，使得载波和峰值信号与大约相同的功率相关联。
13.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，所述功率分离器被配置成接收输入信号并将该输入信号不均匀地分离成载波信号和峰值信号，使得载波和峰值信号不与大约相同的功率相关联。
14.权利要求13的增强型多尔蒂放大器，其中，所述载波信号与约-1.7 dB的分离相关联且峰值信号与约-4.7 dB的分离相关联。
15.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，所述载波功率放大器电路是A/B类和B类放大器中的一个，并且所述峰值功率放大器电路是C类放大器。
16.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，所述载波输入网络提供在载波分离器输出与载波功率放大器电路之间的阻抗匹配；所述载波输出网络提供在载波功率放大器电路与多尔蒂组合节点之间的阻抗匹配；所述峰值输入网络提供在峰值分离器输出与峰值功率放大器电路之间的阻抗匹配；并且所述峰值输出网络提供在峰值功率放大器电路与多尔蒂组合节点之间的阻抗匹配。
17.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，载波输入网络、载波输出网络、峰值输入网络和峰值输出网络被配置为一组以提供在载波和峰值路径之间的阻抗相位跟踪。
18.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，载波输入网络、载波输出网络、峰值输入网络和峰值输出网络被配置成使得增强型多尔蒂放大器的频率响应提供用于在第一频率范围中的第一通信波段的第一通带和用于在第二频率范围中的第二通信波段的第二通带，所述第二通带与第一通带分开。
19.权利要求18的增强型多尔蒂放大器，其中，所述频率响应提供在第一和第二通带之间的下降。
20.权利要求18的增强型多尔蒂放大器，其中，第一通信波段是PCS波段、UMTS波段以及GSM波段中的一个，并且第二通信波段是LTE波段和WiMax波段中的一个。
21.权利要求18的增强型多尔蒂放大器，其中，第一通信波段是针对给定通信标准的波段且第二通信波段是针对该给定通信标准的另一波段。
22.权利要求21的增强型多尔蒂放大器，其中，所述给定通信标准是GSM、PCS、UMTS、LTE和WiMax标准中的一个。
23.权利要求18的增强型多尔蒂放大器，其中，当在第一和第二通信波段两者中将射频信号放大时，由增强型多尔蒂放大器提供在6 dB后退功率和峰值最大输出功率之间的至少15%的瞬时带宽和大于45%的效率。
24.权利要求23的增强型多尔蒂放大器，其中，所述第一和第二通信波段被分开了至少300 MHz。
25.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，当将射频信号放大时，由增强型多尔蒂放大器提供在6 dB后退功率和峰值最大输出功率之间的至少15%的瞬时带宽和大于40%的效率。
26.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，当将射频信号放大时，由增强型多尔蒂放大器提供在6 dB后退功率和峰值最大输出功率之间的至少20%的瞬时带宽和大于35%的效率。
27.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，当将射频信号放大时，由增强型多尔蒂放大器提供在6 dB后退功率和峰值最大输出功率之间的至少20%的瞬时带宽和大于40%的效率。
28.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，当将射频信号放大时，由增强型多尔蒂放大器提供在6 dB后退功率和峰值最大输出功率之间的至少10%的瞬时带宽和大于45%的效率。
29.权利要求1的增强型多尔蒂放大器，其中，当将射频信号放大时，由增强型多尔蒂放大器提供在6 dB后退功率和峰值最大输出功率之间的至少250 MHz的瞬时带宽和大于40%的效率。
30.一种增强型多尔蒂放大器，包括：
· 多个增强型多尔蒂模块，其中，增强型多尔蒂模块中的每个被配置成接收输入信号并提供输出信号；
· 输入功率分离器，其被配置成接收射频信号并将射频信号分离成被供应给所述多个增强型多尔蒂模块中的每一个的输入信号；
· 组合器，其被配置成将从所述多个增强型多尔蒂模块接收到的每个输出信号组合；
· 其中，增强型多尔蒂模块中的每个包括：
· 功率分离器，其被配置成接收输入信号并将该输入信号分离成在载波分离器输出处提供的载波信号和在峰值分离器输出处提供的峰值信号；
· 多尔蒂组合节点；
· 载波路径，其包括载波功率放大器电路、耦合在载波分离器输出与载波功率放大器电路之间的载波输入网络以及耦合在载波功率放大器电路与多尔蒂组合节点之间的载波输出网络；以及
· 峰值路径，其包括峰值功率放大器电路、耦合在峰值分离器输出与峰值功率放大器电路之间的峰值输入网络以及耦合在所述峰值功率放大器电路与所述多尔蒂组合节点之间的峰值输出网络，
· 其中：
· 所述载波输入网络和峰值输入网络被配置成当载波和峰值信号分别被呈现给载波和峰值功率放大器电路时施加相移，促使峰值信号以约90度滞后于载波信号；并且
· 所述载波输出网络和峰值输出网络被配置成相应地施加已补偿的载波和峰值相位偏移，促使峰值和载波信号到达多尔蒂组合节点以用于无功组合以生成输出信号。
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