KR101959094B1 - 강화된 도허티 증폭기 - Google Patents

강화된 도허티 증폭기 Download PDF

Info

Publication number
KR101959094B1
KR101959094B1 KR1020137024202A KR20137024202A KR101959094B1 KR 101959094 B1 KR101959094 B1 KR 101959094B1 KR 1020137024202 A KR1020137024202 A KR 1020137024202A KR 20137024202 A KR20137024202 A KR 20137024202A KR 101959094 B1 KR101959094 B1 KR 101959094B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
carrier
peaking
output
picking
power
Prior art date
Application number
KR1020137024202A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20140010952A (ko
Inventor
레이몬드 시드니 펜젤리
Original Assignee
크리, 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 크리, 인코포레이티드 filed Critical 크리, 인코포레이티드
Publication of KR20140010952A publication Critical patent/KR20140010952A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101959094B1 publication Critical patent/KR101959094B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/68—Combinations of amplifiers, e.g. multi-channel amplifiers for stereophonics
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0288—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers using a main and one or several auxiliary peaking amplifiers whereby the load is connected to the main amplifier using an impedance inverter, e.g. Doherty amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/42—Modifications of amplifiers to extend the bandwidth
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/211—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only using a combination of several amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/111—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a dual or triple band amplifier, e.g. 900 and 1800 MHz, e.g. switched or not switched, simultaneously or not
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/36—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier comprising means for increasing the bandwidth
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/39—Different band amplifiers are coupled in parallel to broadband the whole amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/429—Two or more amplifiers or one amplifier with filters for different frequency bands are coupled in parallel at the input or output
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/20—Indexing scheme relating to power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers

Abstract

본 개시내용은 종래의 도허티 증폭기들에 비해 상당한 성능 개선들을 제공하는 강화된 도허티 증폭기에 관한 것이다. 강화된 도허티 증폭기는 전력 증폭기, 결합 노드, 캐리어 경로 및 피킹 경로를 포함한다. 전력 스플리터는 입력 신호를 수신하고 입력 신호를 캐리어 스플리터 출력에서 제공되는 캐리어 신호 및 피킹 스플리터 출력에서 제공되는 피킹 신호로 분배하도록 구성된다. 캐리어 경로는 캐리어 전력 증폭기 회로, 캐리어 스플리터 출력와 캐리어 전력 증폭기 회로 사이에 연결된 캐리어 입력 회로망, 및 캐리어 전력 증폭기 회로와 도허티 결합 노드 사이에 연결된 캐리어 출력 회로망을 포함한다. 피킹 경로는 피킹 전력 증폭기 회로, 피킹 스플리터 회로와 피킹 전력 증폭기 회로 사이에 연결된 피킹 입력 회로망, 및 전력 증폭기 회로와 도허티 결합 노드 사이에 연결된 캐리어 출력 회로망을 포함한다.

Description

강화된 도허티 증폭기{ENHANCED DOHERTY AMPLIFIER}
본 개시내용은 전력 증폭기들에 관한 것이고, 특히 종래의 도허티(Doherty) 증폭기들보다 더 넓은 대역폭들에 걸쳐 효율적으로 동작할 수 있는 도허티 증폭기들에 관한 것이다.
현재 모바일 통신 시스템들이 진화하고 새로운 통신 시스템들이 개발됨에 따라, 더 넓은 주파수 범위들에 걸쳐 동작할 수 있는 보다 강력하고 효율적인 전력 증폭기들에 대한 지속적인 요구가 존재한다. 이들 통신 시스템들 중 다수는 배터리로 구동되는 기지국들과 같은 액세스 포인트들 및 모바일 디바이스들을 사용한다. 이러한 통신 디바이스들에 대해, 더욱 효율적인 전력 증폭기가 배터리 충전들 사이에 더 긴 동작 시간들을 획득한다.
또한, 모바일 디바이스들 및 특히 액세스 포인트들에 대한 전송 전력 레벨은 이들 디바이스들의 사이즈들이 축소됨과 동시에 계속 증가하고 있다. 전력 레벨들이 증가함에 따라, 증폭 동안 생성된 열의 양이 일반적으로 증가한다. 따라서, 설계자들은 축소된 통신 디바이스들로부터 더 많은 양의 열을 방산하거나 또는 그 내부의 전력 증폭기들에 의해 생성된 열의 양을 감소시키는 것에 당면한다. 더 효율적인 전력 디바이스들이 바람직한데, 왜냐하면, 이들은 대응하는 전력 레벨들에서 덜 효율적인 전력 증폭기들보다 더 작은 열을 생성하고, 따라서 동작 중에 방산할 열의 양을 줄이기 때문이다.
효율성에 대한 요구가 계속 증가하고 있는 상황에서, 도허티 증폭기가 모바일 통신 애플리케이션들, 특히 기지국 애플리케이션들에서 인기 있는 전력 증폭기가 되었다. 그 경쟁 상대들에 비해 상대적으로 효율적이지만, 도허티 증폭기는 상대적으로 제한된 동작 대역폭을 가진다. 예를 들어, 잘 설계된 도허티 증폭기는 5 퍼센트의 순시 대역폭을 제공할 수 있는데, 이는 2 GHz 신호에 대해 약 100 MHz에 대응하고, 일반적으로 단일 통신 대역을 지원하기에 충분하다. 예를 들어, 유니버셜 모바일 통신 시스템(UMTS)은 2.11 및 2.17 GHz 사이의 대역에서 동작하고, 따라서, 60 MHz(2.17 GHz - 2.11 GHz)의 순시 대역폭을 요구한다. 도허티 증폭기는 UMTS 대역에 대해 60 MHz의 순시 대역폭을 지원하도록 구성될 수 있다. 따라서, 단 하나의 통신 대역폭을 지원하기만 하면 되는 통신 디바이스들에 대해, 도허티 전력 증폭기의 제한된 동작 대역폭은 아무런 문제점도 제기하지 않는다.
그러나, 현대 통신 디바이스들은 종종 넓은 범위의 동작 주파수들에 걸쳐 상이한 변조 기법들을 사용하는 다양한 통신 표준들을 지원하도록 요구된다. 이들 표준들은 모바일 통신용 글로벌 시스템(GSM), 개인 통신 서비스(PCS), 유니버셜 모바일 통신 시스템(UMTS), 와이맥스(Worldwide Interoperability for Microwave Access: WiMAX), 롱 텀 에볼루션(LTE) 등을 포함하지만 이에 제한되지 않는다.
이들 표준들에 대한 동작 대역들은 소비자 통신 애플리케이션들에 대해서는 약 800 MHz 내지 4 GHz 및 군용 애플리케이션들에 대해서는 20 MHz 내지 6 GHz를 범위로 한다. GSM 표준 단독으로는 약 800 MHz 내지 2 GHz 범위의 대역들을 사용한다. 예를 들어, GSM-850는 824-894 MHz 대역을 사용하고, GSM-900는 890-960 MHz 대역을 사용하고, GSM-1800는 1710-1880 MHz 대역을 사용하고, GSM-1900는 1850-1990 MHz 대역을 사용한다. UMTS는 2.11-2.17 GHz 대역을 사용한다. LTE는 2.6-2.7 GHz 대역을 사용하고, WiMAX는 약 2.3, 2.5, 3.3 및 3.5 GHz를 중심으로 하는 대역들을 사용한다. 따라서, 다수의 통신 대역들을 지원할 필요가 있는 디바이스들에 대해, 단일 도허티 증폭기로는 충분하지 않다.
서로 전혀 다른 통신 대역들 상에서 다수의 표준들을 지원하는 통신 디바이스들에 대해, 설계자들은 종종 상이한 통신 대역들 각각에 대해 다수의 전력 증폭기 체인들을 사용하는데, 이는 통신 디바이스들의 사이즈, 비용 및 복잡도를 증가시킨다. 따라서, 현재 도허티 전력 증폭기 설계들에 의해 제공되는 효율성을 유지하면서, 상당한 주파수 범위에 걸쳐 확산되는, 다수의 통신 대역들을 지원하기 위해 도허티 전력 증폭기의 유효 동작 범위를 증가시킬 필요성이 존재한다.
본 개시내용은 종래의 도허티 증폭기들보다 상당한 성능 개선들을 제공하는 강화된 도허티 증폭기에 관한 것이다. 강화된 도허티 증폭기는 전력 스플리터, 결합 노드, 캐리어 경로 및 피킹 경로를 포함한다. 전력 스플리터는 입력 신호를 수신하고 입력 신호를 캐리어 스플리터 출력에 제공되는 캐리어 신호 및 피킹 스플리터 출력에 제공되는 피킹 스플리터 출력으로 분배(split)한다. 캐리어 경로는 캐리어 전력 증폭기 회로, 캐리어 스플리터 출력과 캐리어 전력 증폭기 회로 사이에 연결된 캐리어 입력 회로망, 및 캐리어 전력 증폭기 회로와 도허티 결합 노드 사이에 연결된 캐리어 출력 회로망을 포함한다. 피킹 경로는 피킹 전력 증폭기 회로, 피킹 스플리터 출력과 피킹 전력 증폭기 회로 사이에 연결된 피킹 입력 회로망, 및 전력 증폭기 회로와 도허티 결합 노드 사이에 연결된 캐리어 출력 회로망을 포함한다.
일 실시예에서, 캐리어 입력 회로망 및 피킹 입력 회로망은 캐리어 신호 및 피킹 신호가 캐리어 전력 증폭기 회로 및 피킹 전력 증폭기 회로에 각각 제공될 때 피킹 신호가 대략 90도만큼 캐리어 신호에 뒤처지게 하는 위상 시프트들을 부과하도록 구성된다. 캐리어 출력 회로망 및 피킹 출력 회로망은 피킹 신호 및 캐리어 신호가 리액티브 결합하여 출력 신호를 생성하도록 도허티 결합 노드에 도달하게 하는 위상 시프트들을 추가로 부과하도록 구성된다. 캐리어 입력 및 출력 회로망들, 및 피킹 입력 및 출력 회로망들은 집중 소자들(lumped elements)을 포함할 수 있고, 전송선들을 포함할 필요가 없다. 따라서, 이들 회로망들은 전반적인 강화된 도허티 증폭기에 대한 개선된 성능 특성들을 제공하기 위해 그룹으로서 합성될 수 있다.
당업자는 첨부 도면들에 관련하여 후속하는 상세한 설명을 읽은 이후 본 개시내용의 범위를 이해하고 그것의 추가적인 양상들을 인식할 것이다.
이 명세서에 포함되며 이 명세서의 일부분을 형성하는 첨부 도면들은 개시내용의 몇몇 양상을 예시하며, 기재와 함께 본 개시내용의 원리들을 설명하는 데 도움이 된다.
도 1은 종래의 도허티 증폭기의 개략도이다.
도 2는 종래의 도허티 증폭기의 캐리어 증폭기 회로 및 피킹 증폭기 회로에 대한 입력 전력 대 출력 전력의 도식이다.
도 3a는 통상적인(비-도허티) 전력 증폭기에 대한 효율성 대 출력 전력의 도식이다.
도 3b는 종래의 도허티 전력 증폭기에 대한 효율성 대 출력 전력의 도식이다.
도 4a는 광대역(비-도허티) 전력 증폭기에 대한 이득 대 주파수의 도식이다.
도 4b는 광대역 증폭기들을 사용하는 종래의 도허티 증폭기에 대한 이득 대 주파수의 도식이다.
도 5는 본 개시내용의 일 실시예에 따른 강화된 도허티 증폭기의 개략도이다.
도 6a는 도 5의 강화된 도허티 증폭기의 제1 구성에 대한 효율성 대 주파수의 도식이다.
도 6b는 도 5의 강화된 도허티 증폭기의 제1 구성에 대한 피크 출력 전력 대 주파수의 도식이다.
도 7a는 도 5의 강화된 도허티 증폭기의 제2 구성에 대한 효율성 대 주파수의 도식이다.
도 7b는 도 5의 강화된 도허티 증폭기의 제2 구성에 대한 피크 출력 전력 대 주파수의 도식이다.
도 8은 본 개시내용의 또 다른 실시예에 따른 강화된 도허티 증폭기의 개략도이다.
하기에 설명된 실시예들은 당업자가 본 개시내용을 구현하게 하는데 필요한 정보를 나타내며, 본 개시내용의 최상의 실시 모드를 예시한다. 첨부 도면들을 고려하여 후속하는 기재를 읽으면, 당업자는 본 개시내용의 개념들을 이해할 것이고, 여기서 특정하게 다루어지지 않은 이들 개념들의 응용예들을 인지할 것이다. 이들 개념들 및 응용예들이 본 개시내용 및 첨부된 청구항들의 범위 내에 든다는 점이 이해되어야 한다.
본 개시내용은 도허티 전력 증폭기의 동작의 대역폭을 증가시키는 것에 관한 것이다. 도허티 전력 증폭기가 그것의 동작 대역폭을 증가시키기 위해 수정될 수 있는 방법에 대한 세부 사항들을 탐구하기 전에, 통상적인 도허티 전력 증폭기(10)의 개요가 도 1과 연관되어 제공된다. 예시된 바와 같이, 수정된 RF 입력 신호(RFIN)이 윌킨슨(Wilkinson) 스플리터와 같은 전력 스플리터(12)에 공급되고, 이 전력 스플리터는 "캐리어 경로" 및 "피킹 경로"를 따라 RF 입력 신호(RFIN)을 분배한다. 통상적으로, RF 입력 신호(RFIN)은 캐리어 경로 및 피킹 경로가 RF 입력 신호(RFIN)의 원래 입력 전력의 1/2(-3dB)을 수신하도록 균등하게 분배된다.
캐리어 경로는 일반적으로, 캐리어 전력 증폭기 회로(PAC)(14)와 이에 후속하여 동작 대역폭의 중심 주파수에서 또는 중심 주파수 근처에서 90°위상 시프트를 제공하도록 크기가 정해지는 제1 전송선(TL)(16)을 포함한다. 캐리어 경로는 도허티 결합 노드(18)에서 종단하는데, 이 노드는 궁극적으로 안테나(미도시)에 연결되는 변압기(24)에 추가로 연결된다. 피킹 경로는 동작 대역폭의 중심 주파수에서 또는 중심 주파수 근처에서 90°위상 시프트를 제공하도록 크기가 정해지는 제2 전송선(TL)(20)과 그에 후속하여 피킹 전력 증폭기 회로(PAP)(22)를 포함한다. 따라서, 캐리어 경로와 피킹 경로 모두를 따라 제공되는 RF 입력 신호(RFIN)는 이들이 각각 캐리어 전력 증폭기 회로 및 피킹 전력 증폭기 회로(14 및 22)에 의해 증폭되는 경우 서로 90 °만큼 위상이 차이가 난다(out of phase). 캐리어 경로와 마찬가지로, 피킹 경로는 도허티 결합 노드(18)로 종단한다. 특히, 전력 스플리터(12)는 피킹 경로에 들어가는 레그에서 내재적으로 90°위상 시프트를 제공할 수 있다. 이러한 경우들에서, 제2 전송선(20)은 포함되지 않는다.
통상적인 도허티 방식에서, 캐리어 전력 증폭기 회로(14)는 A/B(또는 B)급 증폭기를 제공하고, 피킹 증폭기 회로(22)는 C급 증폭기를 제공한다. 동작 동안, RF 입력 신호(RFIN)는 분배되고, 캐리어 경로 및 피킹 경로를 따라 각각 캐리어 전력 증폭기 회로 및 피킹 전력 증폭기 회로(14 및 22)에 전달된다. 특히, 제2 전송선(20)은 피킹 경로의 RF 입력 신호(RFIN)의 부분을 피킹 전력 증폭기 회로(22)에 도달하기 전에 90 °만큼 지연시킨다.
도허티 증폭기는 일반적으로 2개의 동작 영역들을 가지는 것으로 간주된다. 제1 영역에서는, 오직 캐리어 전력 증폭기 회로(14)만이 턴온되고 RF 입력 신호(RFIN)를 증폭시키도록 동작한다. 제2 영역에서는, 캐리어 전력 증폭기 회로(14)와 피킹 전력 증폭기 회로(22) 모두가 각각의 캐리어 경로 및 피킹 경로에서 RF 입력 신호(RFIN)를 증폭시키도록 동작한다. 이 2개 영역 사이의 임계치는 캐리어 전력 증폭기 회로(14)가 포화되는 캐리어 경로에서의 RF 입력 신호(RFIN)의 진폭에 대응한다. 제1 영역에서는, RF 입력 신호(RFIN)의 레벨들은 임계치 미만이다. 제2 영역에서는, RF 입력 신호(RFIN)의 레벨들은 임계치에 있거나 임계치를 초과한다.
RF 입력 신호(RFIN)의 레벨이 주어진 임계치 미만인 제1 영역에서는, 캐리어 전력 증폭기 회로(14)가 캐리어 경로의 RF 입력 신호(RFIN)의 부분을 증폭시킨다. RF 입력 신호(RFIN)가 주어진 임계치 미만인 경우, 피킹 전력 증폭기 회로(22)가 턴오프되고 전력을 거의 소모하지 않는다. 따라서, 오직 캐리어 전력 증폭기 회로(14)만이 증폭된 RF 입력 신호(RFIN)을 도허티 결합 노드(18) 및 변압기(24)에 공급하여 RF 출력 신호(RFOUT)를 제공한다. 도허티 증폭기의 전반적인 효율성은 주로 캐리어 전력 증폭기 회로(14)의 AB(또는 B)급 증폭기의 효율성에 의해 결정된다.
RF 입력 신호(RFIN)이 주어진 임계치에 있거나 임계치를 초과하는 제2 영역에서는, 캐리어 전력 증폭기 회로(14)가 포화되고 제1 전송선(16)을 통해 도허티 결합 노드(18)에 그것의 최대 전력을 전달한다. 또한, RF 입력 신호(RFIN)이 주어진 임계치를 초과하여 증가함에 따라, 피킹 전력 증폭기 회로(22)가 턴온되고, 피킹 경로를 따라 흐르는 RF 입력 신호(RFIN)의 부분의 증폭을 시작한다. RF 입력 신호(RFIN)이 주어진 임계치를 초과하여 계속 증가함에 따라, 피킹 전력 증폭기 회로(22)가 포화될 때까지, 피킹 전력 증폭기 회로(22)는 도허티 결합 노드(18)에 더 많은 전력을 전달한다.
제2 영역에서는, 캐리어 전력 증폭기 회로와 피킹 전력 증폭기 회로(14 및 22) 모두가 도허티 결합 노드(18)에 증폭된 신호들을 전달한다. 캐리어 경로 및 피킹 경로에서 제1 전송선 및 제2 전송선(16 및 20)을 사용함으로써, 각각의 경로에서 증폭된 신호들은 같은 위상으로 도허티 결합 노드에 도달하고 리액티브적으로 결합된다(reactively combined). 결합된 신호는 이후 변압기(24)를 통해 스텝업 또는 스텝다운되어 증폭된 RF 출력 신호(RFOUT)를 생성한다.
도 2의 그래프는 캐리어 전력 증폭기 회로(14), 피킹 전력 증폭기 회로(22), 및 전체 도허티 증폭기(10)에 대한 출력 전력(PO) 대 입력 전력(PI)을 도식화하고 있다. 예시된 바와 같이, 캐리어 전력 증폭기 회로(14)는 포화될 때까지 제1 영역(R1) 전반에 걸쳐 선형으로 동작한다. 캐리어 전력 증폭기 회로(14)가 포화에 도달하면, 제2 영역(R2)에 진입된다. 제2 영역(R2)에서는, 피킹 전력 증폭기 회로(22)가 턴온하고 RF 입력 신호(RFIN)를 증폭시키기 시작한다. 도허티 증폭기에 대한 전체 출력 전력은 실질적으로 제2 영역(R2)에서 캐리어 전력 증폭기 회로 및 피킹 전력 증폭기 회로(14 및 22)의 출력 전력의 합산이다.
제2 영역(R2)에서 동작하는 경우, 피킹 전력 증폭기 회로(22)에 의해 공급되는 전력은 캐리어 전력 증폭기 회로(14)에 제공되는 피상(apparent) 부하 임피던스를 실질적으로 감소시킨다. 피상 부하 임피던스를 감소시키는 것은 캐리어 전력 증폭기 회로(14)가 포화된 채 유지되는 동안 부하에 더 많은 전력을 전달하게 해준다. 그 결과, 캐리어 전력 증폭기 회로(14)의 최대 효율성이 유지되고, 도허티 증폭기(10)의 전반적인 효율성은 피킹 전력 증폭기 회로(22)가 포화될 때까지 제2 영역(R2) 전반에 걸쳐 높게 유지된다.
도 3a 및 3b의 그래프들은 각기 통상적 전력 증폭기 및 통상적 도허티 증폭기에 대한 효율성 대 출력 전력의 효율성을 도식화한다. 도 3a를 참조하면, 통상적인 전력 증폭기의 효율성(η)은 전력 증폭기가 포화되고 그것의 최대 출력 전력(PMAX)에 도달할 때까지 출력 전력(P)에 비례하여 증가한다. 도 3b에 예시된 바와 같이, 도허티 증폭기(10)의 캐리어 전력 증폭기 회로(14)는 유사한 방식으로 동작한다. 제1 영역(R1)을 통해 진행하면서, 피킹 전력 증폭기 회로(22)는 오프로 유지되고, RF 입력 신호(RFIN)는 캐리어 전력 증폭기 회로(14)가 포화되는 지점까지 증가한다. 제1 영역(R1) 전반에 걸쳐, 캐리어 전력 증폭기 회로(14)의 효율성, 및 따라서, 도허티 증폭기(10)의 전반적인 효율성(η)는 캐리어 전력 증폭기 회로(14)가 주어진 출력 전력 레벨에서 포화될 때까지 출력 전력(P)에 비례하여 증가한다. 이러한 주어진 출력 전력 레벨은 여기서 임계치 전력 레벨(PTH)로서 참조되며, 오직 예시의 목적으로, 도허티 증폭기(10)의 최대 출력 전력(PMAX)의 1/9(1/9 PMAX)에 있는 것으로 도시되어 있다.
RF 입력 신호(RFIN)가 캐리어 전력 증폭기 회로(14)가 포화되는 지점을 지나 증가함에 따라, 도허티 증폭기는 제2 영역(R2)에 진입한다. 제2 영역(R2)에 진입됨에 따라, 피킹 전력 증폭기 회로(22)가 RF 입력 신호(RFIN)를 증폭시키기 시작한다. 캐리어 전력 증폭기 회로(14)는 포화된 상태로 유지되고, RF 입력 신호(RFIN)를 계속 증폭시킨다. RF 입력 신호(RFIN)가 더 증가함에 따라, 피킹 전력 증폭기 회로(22)는 피킹 전력 증폭기 회로(22)가 도허티 증폭기(10)의 최대 출력 전력(PMAX)에서 포화될 때까지 더 많은 전력을 전달한다. 제2 영역(R2) 전반에 걸쳐, 도허티 증폭기(10)에 대한 전반적 효율성(η)은 높게 유지되고, 캐리어 전력 증폭기 회로(14)가 먼저 포화되는 제2 영역(R2)의 시작에서, 그리고 피킹 전력 증폭기 회로(22)가 포화되는 제2 영역(R2)의 종단에서 피크가 된다. 도 3a 및 3b에서 명확하게 도시되는 바와 같이, 대략 임계치 전력 레벨(PTH)로부터 최대 출력 전력(PMAX)까지 백오프된 전력 레벨에서의 전력 추가 효율성은 통상적인 전력 증폭기의 효율성보다 도허티 증폭기(10)에서 현저하게 개선된다.
도 1로 돌아가서, 예시된 도허티 증폭기(10)는 캐리어 경로에 제3 전송선(26) 및 피킹 경로에 제4 전송선(28)을 갖는 것으로 도시되어 있다. 제3 전송선 및 제4 전송선(26 및 28)은 피킹 전력 증폭기 회로(22)의 변화하는 출력 임피던스가 캐리어 전력 증폭기 회로(14)의 출력 임피던스를 적절하게 로딩하게 하려는(그 반대의 경우도 마찬가지임) 노력으로 캐리어 경로 및 피크 경로의 출력들에서 위상 오프셋들을 제공하기 위해 사용될 수 있다.
위에 도시된 바와 같이, 종래의 도허티 증폭기(10)는 심하게 백오프된 전력 레벨과 최대 전력 레벨들 모두에서 매우 효율적이다. 불행히도, 종래의 도허티 증폭기(10)는 상대적으로 대역폭 제한되며, 동작 주파수의 5%의 가용 순시 대역폭만을 제공한다. 예를 들어, 약 2.1 GHz를 중심으로 하는 신호들을 전송하도록 설계된 도허티 증폭기(10)는 기껏해야 대략 105 MHz의 가용 대역폭을 가질 것이다.
특히, 캐리어 전력 증폭기 회로 및 피킹 전력 증폭기 회로(14 및 22)는 종래의 도허티 증폭기(10)의 대역폭을 제한하지 않는다. 이들 캐리어 전력 증폭기 회로 및 피킹 전력 증폭기 회로(14 및 22)가 광대역 증폭기들이고 개별적으로 수 옥타브의 대역폭들을 지원하도록 설계되더라도, 종래의 도허티 증폭기(10)의 전반적인 순시 대역폭은 동작 주파수의 약 5%로 제한된 채 유지될 것이다. 예를 들어, 캐리어 전력 증폭기 회로 및 피킹 전력 증폭기 회로(14 및 22) 각각이 개별적으로 2 GHz 내지 4 GHz 사이의 가용 대역폭을 가지도록 설계되는 경우, 도허티 증폭기(10)의 전반적인 순시 대역폭은 동작 주파수의 약 5%(2 GHz에서 100 MHz; 6Hz에서 400 MHz)로 제한된 채 유지된다. 따라서, 종래의 도허티 증폭기(10)에서 사용되는 캐리어 전력 증폭기 회로 및 피킹 전력 증폭기 회로(14 및 22)의 동작 범위가 얼마나 넓든 간에, 종래의 도허티 증폭기(10)의 다른 컴포넌트들은 가용 대역폭을 제한한다.
도 4a 및 4b는 위의 개념들을 예시한다. 도 4a는 광대역 전력 증폭기에 대한 이득 대 주파수를 도식화하고, 도 4b는 캐리어 전력 증폭기 회로와 피킹 전력 증폭기 회로(14 및 22) 양쪽 모두에 대해 동일한 광대역 전력 증폭기가 사용되는 종래의 도허티 증폭기(10)에 대한 이득 대 주파수를 도식화한다. 도시된 바와 같이, 종래의 도허티 증폭기(10)는, 심지어 그것이 캐리어 전력 증폭기 회로 및 피킹 전력 증폭기 회로(14 및 22)에서 광대역 증폭기들을 사용하는 경우라도, 독립형 광대역 전력 증폭기보다 훨씬 더 많이 제한된 대역폭을 가진다. 따라서, 단순히 종래의 도허티 증폭기(10)에서 광대역 전력 증폭기를 사용한다고 해서 반드시 도허티 증폭기(10)의 대역폭을 증가시키는 것은 아닐 것이다.
종래의 도허티 증폭기(10)의 주요 대역폭 제한 컴포넌트들은 전력 스플리터(12), 90°위상 시프트들을 제공하는 제1 및 제2 전송선들(16, 20), 위상 오프셋들을 제공하는 제3 및 제4 전송선들(26, 28), 및 변압기(24)라는 점이 발견되었다. 본 개시내용은 종래의 도허티 증폭기(10)의 전체 대역폭을 현저하게 증가시키기 위해 종래의 도허티 증폭기(10)의 다양한 컴포넌트들을 교체 또는 수정하기 위한 기법들을 제공한다.
강화된 도허티 증폭기(30)의 예가 도 5에 예시되어 있다. 특히, 변조된 RF 입력 신호(RFIN)가 윌킨슨 스플리터와 같은 전력 스플리터(32)에 공급되고, 이 전력 스플리터는 캐리어 경로 및 피킹 경로를 따라 RF 입력 신호(RFIN)을 분배한다. 이 예에서, RF 입력 신호(RFIN)는 캐리어 경로가 1.7 dB만큼 감쇠된 RF 입력 신호(RFIN)의 입력 전력을 수신하고 피킹 경로가 4.7 dB만큼 감쇠된 RF 입력 신호(RFIN)의 입력 전력을 수신하도록 불균등하게 분배된다. 이러한 방식의 불균등한 분배는 균등한 분배에 비해 강화된 도허티 증폭기(30)의 효율성을 더 증가시키는데, 여기서 균등한 분배에 의해서는 RF 입력 신호(RFIN)은 캐리어 경로와 피킹 경로 사이에 균등하게(-3dB) 분배된다.
캐리어 경로는 캐리어 입력 회로망(34), 캐리어 전력 증폭기 회로(PAC)(36) 및 캐리어 출력 회로망(38)을 포함한다. 캐리어 경로는 도허티 결합 노드(40)에서 종단되고, 이 노드는 궁극적으로 안테나(미도시)에 연결되는 변압기(42)에 추가로 연결된다. 피킹 경로는 피킹 입력 회로망(44), 피킹 전력 증폭기 회로(PAP)(46) 및 피킹 출력 회로망(48)을 포함한다. 피킹 경로는 도허티 결합 노드(40)에서 종단된다.
이 예에서, 전력 스플리터(32)에 의해 제공되는 분배된 RF 입력 신호들(RFIN)은 실질적으로 같은 위상으로 캐리어 입력 회로망 및 피킹 입력 회로망(34, 44)에 제공된다. 다시 말해, 전력 스플리터는 이 실시예에서 피킹 경로에 제공되는 RF 입력 신호(RFIN)에 90°위상 시프트를 주지 않는다. 그러나, 캐리어 전력 증폭기 회로 및 피킹 전력 증폭기 회로(36, 46)의 각각의 입력들에 제공되는 RF 입력 신호들(RFIN)은 대략 90°만큼 시프트될 필요가 있다. 일반적으로, 피킹 전력 증폭기 회로(46)의 입력에 제공되는 RF 입력 신호(RFIN)는 캐리어 전력 증폭기 회로(36)의 입력에 제공되는 RF 입력 신호들(RFIN)에 대략 90°만큼 뒤처진다.
일 실시예에서, 캐리어 입력 회로망 및 피크 입력 회로망들(34, 44)은 피킹 전력 증폭기 회로(46)의 입력에 제공되는 RF 입력 신호(RFIN)가 캐리어 전력 증폭기 회로(36)의 입력에 제공되는 RF 입력 신호(RFIN)에 대략 90°만큼 뒤처짐을 보장하도록 설계되는 집중 소자 회로망들이다. 집중 소자 회로망은 주요 필터링 및 위상 시프트 컴포넌트들로서 인덕터들, 커패시터들 및 저항기들을 포함하는 회로망이다. 예시된 실시예에서, 캐리어 입력 회로망(34)은 캐리어 경로의 RF 입력 신호(RFIN)를 45°(+45°)만큼 앞서게 하고, 피킹 입력 회로망(44)은 피킹 경로의 RF 입력 신호(RFIN)를 45°(-45°)만큼 지연시킨다. 캐리어 경로의 RF 입력 신호(RFIN)를 45°만큼 앞서게 하고 피킹 경로의 RF 입력 신호(RFIN)를 45°(-45°)만큼 지연시킴으로써, 피킹 전력 증폭기 회로(46)의 입력에 제공되는 RF 입력 신호(RFIN)는 캐리어 전력 증폭기 회로(36)의 입력에 제공되는 RF 입력 신호(RFIN)에 대략 90°만큼 뒤처진다.
각각의 캐리어 입력 회로망 및 피킹 입력 회로망(34, 44)에서 +45° 및 -45°의 위상 시프트들이 기술되었지만, 위상 시프트들의 다른 조합들이 가능하다. 예를 들어, 각각의 캐리어 입력 회로망 및 피킹 입력 회로망(34, 44)에서 +60° 및 -30° 또는 -50° 및 +40°의 위상 시프트들이 사용될 수 있다.
도 5의 캐리어 입력 회로망(34)은 직렬 커패시터 C1, 병렬(shunt) 인덕터 L1 및 직렬 커패시터 C2를 포함하는 것으로 도시되어 있다. 피킹 입력 회로망(44)은 직렬 인덕터 L2, 병렬 커패시터 C3, 및 직렬 인덕터 L3를 포함하는 것으로 도시되어 있다. 당업자에 의해 이해될 바와 같이, 이들 회로망들은 예시에 불과하며, 다양한 구성들의 더 높은 차수(2차 및 3차) 회로망들에서 구현될 수 있다.
도 5에서 계속하여, 캐리어 출력 회로망(38)은 캐리어 전력 증폭기 회로(36)과 도허티 결합 노드(40) 사이에 연결된다. 유사하게, 피킹 출력 회로망(48)는 피킹 전력 증폭기 회로(46)와 도허티 결합 노드(40) 사이에 연결된다. 캐리어 출력 회로망 및 피킹 출력 회로망(38, 48)의 주요 기능들은 캐리어 입력 회로망 및 피킹 입력 회로망(34, 44)에 의해 제공되는 위상 시프트들을 제거하고, 원하는 성능 메트릭들을 달성하기 위해 필요한 것으로 간주되는 임의의 위상 오프셋들을 제공하는 것이다. 캐리어 출력 회로망 및 피킹 출력 회로망(38, 48)을 통과한 후, 캐리어 경로 및 피킹 경로로부터의 증폭된 RF 입력 신호들(RFIN)은 이 신호들이 효율적으로 결합되고 변압기(42)에 의해 스텝업 또는 스텝다운될 수 있게 하는 위상 정렬로 도허티 결합 노드(40)에 제공된다. 증폭 이후, 피킹 출력 회로망(48)에 제공되는 RF 입력 신호(RFIN)는 캐리어 출력 회로망(38)에 제공되는 RF 입력 신호(RFIN)에 대략 90°만큼 뒤처진다. 예시된 실시예에서, 캐리어 출력 회로망(38)은 실질적으로 캐리어 경로의 RF 입력 신호(RFIN)를 보상된 캐리어 위상 시프트
Figure 112013083597246-pct00001
만큼 시프트시킨다.
보상된 캐리어 위상 시프트
Figure 112013083597246-pct00002
는 캐리어 입력 회로망(34)에 의해 제공되는 위상 시프트(
Figure 112013083597246-pct00003
)의 음의 값에서 캐리어 위상 오프셋
Figure 112013083597246-pct00004
를 뺀 것이며, 여기서,
Figure 112013083597246-pct00005
이다. 이 예에서, 캐리어 입력 회로망(34)에 의해 제공되는 위상 시프트(
Figure 112013083597246-pct00006
)는 +45°이다. 캐리어 위상 오프셋
Figure 112013083597246-pct00007
는 의도된 동작 주파수 범위 또는 범위들에서 캐리어 전력 증폭기 회로(36)의 출력에 제공되는 임피던스의 리액티브 성분에 대응한다. 이 임피던스는 실질적으로, 의도된 동작 주파수 범위 또는 범위들에서 캐리어 출력 회로망(38), 피킹 경로 및 변압기(42)에 의해 제공되는 복합 임피던스이다. 그 목적은 의도된 동작 주파수 범위 또는 범위들에서 캐리어 전력 증폭기 회로(36)의 출력에 제공되는 실질적으로 실수 임피던스(순수 저항성)를 가지는 것이다.
유사하게, 피킹 출력 회로망(48)는 실질적으로 피킹 경로의 RF 입력 신호(RFIN)를 보상된 피킹 위상 시프트
Figure 112013083597246-pct00008
만큼 시프트시킨다. 보상된 피킹 위상 시프트
Figure 112013083597246-pct00009
는 피킹 입력 회로망(44)에 의해 제공되는 위상 시프트(
Figure 112013083597246-pct00010
)의 음의 값에서 피킹 위상 오프셋
Figure 112013083597246-pct00011
를 뺀 것이고,
Figure 112013083597246-pct00012
이다. 이 예에서, 피킹 입력 회로망(44)에 의해 제공되는 위상 시프트(
Figure 112013083597246-pct00013
)는 -45°이다. 피킹 위상 오프셋
Figure 112013083597246-pct00014
는 의도된 동작 주파수 범위 또는 범위들에서 피킹 전력 증폭기 회로(46)의 출력에 제공되는 임피던스의 리액티브 성분에 대응한다. 이 임피던스는 실질적으로 의도된 동작 주파수 범위 또는 범위들에서, 피킹 출력 회로망(48), 캐리어 경로, 및 변압기(42)에 의해 제공되는 복합 임피던스이다. 그 목적은 의도된 동작 주파수 범위 또는 범위들에서 피킹 전력 증폭기 회로(46)의 출력에 제공되는 실질적으로 실수 임피던스(순수 저항성)를 가지는 것이다. 각각의 캐리어 출력 회로망 및 피킹 출력 회로망(38, 48)에서 +45°(
Figure 112013083597246-pct00015
) 및 -45°(
Figure 112013083597246-pct00016
)의 베이스라인 위상 시프트들이 기술되어 있지만, 이들 위상 시프트들은 각각의 캐리어 입력 회로망 및 피킹 입력 회로망(34, 44)에서 제공되는 것들을 반영하는 것에 불과하다. 위에서 주지된 바와 같이, 위상 시프트들의 다른 조합들이 가능하다.
도 5에서, 캐리어 출력 회로망(38)은 직렬 인덕터 L4, 병렬 커패시터 C4, 및 직렬 인덕터 L5를 포함하는 것으로 도시되어 있다. 피킹 출력 회로망(48)은 직렬 커패시터 C5, 병렬 인덕터 L6, 및 직렬 커패시터 C6를 포함하는 것으로 도시되어 있다. 당업자에 의해 이해되는 바와 같이, 이들 회로망들은 예시에 불과하며, 이들 회로망들은 다양한 구성들의 더 높은 차수로 구현될 수 있다.
예시된 실시예에서, 캐리어 전력 증폭기 회로(36)는 A/B(또는 B)급 증폭기를 제공하고, 피킹 전력 증폭기 회로(46)는 C급 증폭기를 제공한다. 이들 증폭기들 각각은 일반적으로 하나 이상의 트랜지스터들로 형성된다. 선택된 실시예들에서, 증폭기들은 갈륨 질화물(GaN) 고 전자 이동도 트랜지스터(high electron mobility transistor: HEMT)들, 갈륨 비화물(GaAs) 또는 실리콘 탄화물(SiC) 금속 반도체 전계 효과 트랜지스터(metal semiconductor field effect transistor: MESFETS), 및 측방 확산 금속 산화물 반도체(laterally diffused metal oxide semiconductor: LDMOS) 트랜지스터들 중 하나로 형성된다. 그러나, 당업자는 다른 적용가능한 트랜지스터들 및 재료 시스템들이 적용가능함을 인지할 것이다.
강화된 도허티 증폭기(30)의 동작 동안, RF 입력 신호(RFIN)는 전력 스플리터(32)에 의해 분배되고 캐리어 경로 및 피킹 경로를 따라 각각의 캐리어 전력 증폭기 회로 및 피킹 전력 증폭기 회로(36 및 46)에 전달된다. RF 입력 신호(RFIN)는 캐리어 전력 증폭기 회로(36)에 제공되기 전에 캐리어 입력 회로망(34)에 의해 캐리어 경로에서 45°만큼 앞선다. RF 입력 신호(RFIN)는 피킹 전력 증폭기 회로(46)에 제공되기 전에 피킹 입력 회로망(48)에 의해 피킹 경로에서 45°만큼 지연된다.
위에서 주지된 바와 같이, 도허티 증폭기들은 특성상 2개 영역들에서 동작한다. 제1 영역(R1)에서는, 오직 캐리어 전력 증폭기 회로(36)만이 턴온되고 RF 입력 신호(RFIN)를 증폭시키도록 동작한다. 제2 영역(R2)에서는, 캐리어 전력 증폭기 회로(36)와 피킹 전력 증폭기 회로(46) 모두가 각각의 캐리어 경로 및 피킹 경로에서 RF 입력 신호(RFIN)을 증폭시키도록 동작한다. 이 2개 영역들 사이의 임계치는 캐리어 전력 증폭기 회로(36)가 포화되는 캐리어 경로의 RF 입력 신호(RFIN)의 진폭에 대응한다. 제1 영역(R1)에서는, RF 입력 신호(RFIN)의 레벨들은 임계치 미만이다. 제2 영역(R2)에서는, RF 입력 신호(RFIN)의 레벨들은 임계치에 있거나 임계치를 초과한다.
RF 입력 신호(RFIN)의 레벨이 주어진 임계치 미만인 제1 영역(R1)에서는, 캐리어 전력 증폭기 회로(36)가 캐리어 경로의 RF 입력 신호(RFIN)의 부분을 증폭시킨다. 증폭된 RF 입력 신호(RFIN)는 캐리어 출력 회로망(38)에 의해 보상된 캐리어 위상 시프트
Figure 112013083597246-pct00017
만큼 시프트되고, 도허티 결합 노드(40)에 전달된다. 특히, RF 입력 신호(RFIN)가 주어진 임계치 미만인 경우 제1 영역(R1)에서 피킹 경로를 통해 도허티 결합 노드(40)에 실질적으로 어떠한 신호도 제공되지 않는다. 제1 영역(R1)에서는, 피킹 전력 증폭기 회로(46)가 턴오프되고, 강화된 도허티 증폭기(30)의 전반적 효율성은 주로 캐리어 전력 증폭기 회로(36)의 효율성에 의해 결정된다.
RF 입력 신호(RFIN)가 주어진 임계치에 있거나 주어진 임계치를 초과하는 제2 영역(R2)에서는, 캐리어 전력 증폭기 회로(36)가 포화되고, 캐리어 출력 회로망(38)을 통해 도허티 결합 노드(40)에 그것의 최대 전력을 전달한다. 다시, 증폭된 RF 입력 신호(RFIN)가 캐리어 출력 회로망(38)에 의해 보상된 캐리어 위상 시프트
Figure 112013083597246-pct00018
만큼 시프트되어 도허티 결합 노드(40)에 전달된다.
또한, RF 입력 신호(RFIN)가 주어진 임계치를 초과하여 증가함에 따라, 피킹 전력 증폭기 회로(46)가 턴온되고, 피킹 경로를 따라 흐르는 RF 입력 신호(RFIN)의 부분을 증폭시키기 시작한다. RF 입력 신호(RFIN)가 주어진 임계치를 초과하여 계속 증가함에 따라, 피킹 전력 증폭기 회로(46)가 포화될 때까지, 피킹 전력 증폭기 회로(46)는 피킹 출력 회로망(48)을 통해 도허티 결합 노드(40)에 더 많은 전력을 전달한다. 특히, 피킹 출력 회로망(48)은 실질적으로 피킹 경로의 RF 입력 신호(RFIN)를 보상된 피킹 위상 시프트
Figure 112013083597246-pct00019
만큼 시프트시킨다. 따라서, RF 입력 신호들(RFIN)은 각각의 캐리어 경로 및 피킹 경로로부터 도허티 결합 노드(40)에 도달하고, 도허티 결합 노드(40)에서 리액티브적으로 결합되고, 이후 변압기(42)를 통해 스텝업 또는 스텝다운되어 RF 출력 신호(RFOUT)를 생성한다.
종래의 도허티 증폭기(10)(도 1)와 비교하여, 강화된 도허티 증폭기(30)(도 5)는 실질적으로 캐리어 경로와 피킹 경로 양쪽 모두에서 전송선들(16, 20, 26, 28)을 입력 회로망 및 출력 회로망들(34, 44, 38, 48)으로 교체하였다. 캐리어 경로 및 피킹 경로에서 집중 소자-기반 입력 회로망 및 출력 회로망들(34, 44, 38, 48)을 사용하는 것은 강화된 도허티 증폭기(30)가 대역 통과 필터로서 간주되고 합성될 수 있게 해준다. 따라서, 각각의 회로망들뿐만 아니라 전력 스플리터(32) 및 변압기(42)는, 대역 통과 필터가 합성될 수 있는 것과 거의 동일한 방식으로 원하는 성능 특성들을 달성하기 위해 강화된 도허티 증폭기(30)의 일부분으로서 합성될 수 있다. 강화된 도허티 증폭기(30)에서 주요 관심 대상인 성능 특성들은 대역폭, 단자 임피던스들, 전력 이득, 및 출력 전력을 포함한다.
입력 회로망 및 출력 회로망들(34, 44, 38, 48)은 전송선들(16, 20, 26, 28)의 진폭 및 위상 응답들을 에뮬레이팅하기 위해 합성될 수 있지만, 그렇게 하는 것은 강화된 도허티 증폭기(30)의 성능을 종래의 도허티 증폭기(10)의 성능으로 제한할 것이다. 강화된 성능을 위해, 입력 회로망 및 출력 회로망들(34, 44, 38, 48)의 차수 및 구성은 캐리어 경로와 피킹 경로 사이의 위상 차들을 더 양호하게 최적화하고, 또한 개선된 입력 및 출력 매칭을 제공하여 최대 전력 레벨 및 백오프된 전력 레벨에서 원하는 성능 특성들을 달성하기 위해 합성될 수 있다. 특히, 최대 전력 레벨 및 백오프된 전력 레벨에서 높은 효율성을 유지하면서, 강화된 도허티 증폭기(30)의 유효 대역폭은 종래의 도허티 증폭기(10)에 의해 달성된 것에 비해 현저하게 증가될 수 있다.
대역폭에서의 이러한 증가는 단일의 강화된 도허티 증폭기(30)가 서로 전혀 다른 주파수 대역들에서 동작하는 다수의 통신 대역들을 커버할 수 있게 하거나, 더 높은 데이터 레이트들 및 추가적인 채널들을 지원하기 위해 주어진 통신 대역에 대한 가용 대역폭을 증가시키거나 또는 이들의 조합을 가능하게 하기 위해 사용될 수 있다. 위에서 주지된 바와 같이, 종래의 도허티 증폭기(10)는 상대적으로 대역폭 제한되고, 오직 동작 주파수의 5%의 가용 순시 대역폭만을 제공한다. 예를 들어, UMTS는 2.11 및 2.17 GHz의 주파수 대역을 할당받고, 60 MHz의 최소 대역폭을 요구한다. 종래의 도허티 증폭기(10)가 105 MHz의 대역폭을 지원할 수 있으므로, 이는 UMTS 대역을 핸들링할 수 있다. 그러나, 동일한 증폭기 회로를 가지고, 2.11 및 2.17 GHz 사이의 UMTS 대역뿐만 아니라, 2.6 및 2.7 사이의 LTE 대역을 핸들링할 필요성이 존재하는 경우, 본질적으로 600 MHz의 대역폭이 요구되고, 명백하게, 종래의 도허티 증폭기(10)는 이러한 대역폭 요건들을 만족시킬 수 없다. 강화된 도허티 증폭기(30)는 바람직한 효율성, 이득 및 출력 전력 요건들을 달성하면서 이들 요건들을 만족시키도록 설계될 수 있다.
다음은 강화된 도허티 증폭기(30)가, 2.11 내지 2.17 GHz 및 2.6 내지 2.7 GHz 대역들에 상주하는 UMTS 및 LTE 대역들 모두를 핸들링하도록 구성될 수 있는 많은 예들 중 2개를 제공한다. 제1 예에서, 강화된 도허티 증폭기(30)는 UMTS 및 LTE 대역들 모두를 커버하기 위해 2.11 및 2.7 GHz 사이의 600 MHz 대역 전반에 걸쳐 비교적 균일한 이득, 및 백오프된 전력 효율성을 제공하도록 합성된다. 6 dB 백오프된 전력 레벨에서의 효율성 대 주파수의 도식인 도 6a에 예시된 바와 같이, 강화된 도허티 증폭기(30)는 백오프된 전력 레벨들에서 2.11 내지 2.7 GHz 주파수 범위 전반에 걸쳐 비교적 균일한 효율성을 제공하도록 합성될 수 있다. 그러나, 증폭기 설계의 궁극적인 대역폭 가능성은 효율성, 이득 및 출력 전력의 경쟁적 특성들에 의존하므로, 이들 특성들 사이의 절충이 항상 작용한다. 이 예에서, 절충들은 UMTS 대역에서의 피크 출력 전력에 비해 LTE 대역(2.6 - 2.7 GHz)에서의 피크 출력 전력의 뚜렷하지만 수용할 만한 저하(drop)를 초래한다. 이 저하는 피크 출력 전력 대 주파수를 도식화하는 도 6b에 예시되어 있다.
제2 예에서, 다시 UMTS 및 LTE 대역들 모두를 지원할 필요성이 존재하지만, UMTS 및 LTE 대역들 모두에서 동작하는 경우 LTE 대역에서의 추가적인 출력 전력 및 더 높은 효율성이 요구된다는 점을 가정한다. 추가로, UMTS 대역과 LTE 대역 사이의 효율성, 이득 및 출력 전력이 중요하지 않거나, 또는 UMTS 대역과 LTE 대역(
Figure 112013083597246-pct00020
2.12 내지 2.5 GHz) 사이의 이득을 고의로 감소시키려는 요구가 존재한다고 가정한다. 입력 회로망 및 출력 회로망들(34, 44, 38, 48) 및 잠재적으로 전력 스플리터(32) 및 변압기(42)를 적절하게 합성함으로써, 조정된 응답이 달성될 수 있다. 6 dB 백오프된 전력 레벨에서의 효율성 대 주파수의 도식인 도 7a에 예시된 바와 같이, 강화된 도허티 증폭기(30)는 UMTS 및 LTE 대역들에 대해 최적화된 효율성 응답을 제공하기 위해 합성될 수 있다. 따라서, 효율성은 UMTS 및 LTE 대역들주위에서 피크가 되고, UMTS 및 LTE 대역들 사이의 미사용된 주파수 대역들에서 현저하게 떨어진다(dip).
유사하게, 도 7b에 예시된 바와 같이, UMTS 및 LTE 대역들에 대한 주파수의 함수로서 피크 출력 전력 응답이 또한 최적화된다. 효율성과 마찬가지로, UMTS 및 LTE 대역들에서의 피크 출력 전력들은 제1 예(도 6b)에 비해 높아지는 반면, UMTS 대역과 LTE 대역 사이에서 피크 출력 전력(및 어쩌면 이득)에서의 딥(dip), 또는 널(null)이 제공된다. 딥은 또한, 대역들 사이의 잡음 또는 간섭의 감소를 보조하도록 조정될 수 있다. 본질적으로, 강화된 도허티 증폭기(30)는 넓은 대역폭에 걸친 균일한 전력 및 효율성과, 넓은 주파수 범위에 의해 분리되는 선택 통과 대역들에서의 우수한(exceptional) 주파수 및 피크 출력 전력 응답들을 맞바꾸도록 조정될 수 있다.
UMTS 및 LTE 대역들이 예시되어 있지만, 다양한 표준들에 대한 다른 통신 대역들이 유사한 방식으로 다루어질 수 있다. 예를 들어, 제1 통신 대역은 PCS 대역, UMTS 대역 및 GSM 대역 중 하나일 수 있고, 제2 통신 대역은 LTE 대역 및 WiMax 대역 중 하나일 수 있다. 또한, 이들 개념들은 동일한 표준 내의 상이한 통신 대역들에 대해 적용될 수 있다. 예를 들어, 하나의 강화된 도허티 증폭기(30)는 2.5 및 3.5 GHz WiMax 대역들 모두를 지원하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 주어진 통과-대역은 1.8 GHz PCS 및 2.1 GHz UMTS와 같은 상대적으로 인접한 통신 대역들을 지원하기 위해 넓어질 수 있다. 오직 2개의 통신 대역들만이 제2 예에서 예시되어 있지만, 강화된 도허티 증폭기(30)는 유사한 방식으로 3개 또는 그 이상의 대역들을 지원하기 위해 합성될 수 있고, 여기서, 원하는 경우, 백오프된 전력 효율성, 이득 또는 출력 전력에서의 딥이 제공될 수 있다.
입력 회로망 및 출력 회로망들(34, 44, 38, 48)은 또한 상이한 통신 대역들에 대한 상이한 효율성, 이득 또는 출력 전력 응답들을 가지는 응답들을 제공하기 위해 합성될 수 있다. 예를 들어, 200 MHz, 250 MHz, 300 MHz, 400 MHz, 500 MHz, 1 GHz 또는 그 이상만큼 분리된 통신 대역들에 대해, 강화된 도허티 증폭기(30)는 더 높은 백오프된 전력 효율성 및 피크 출력 전력에서 150 MHz 폭인 하위 대역, 및 약간 더 낮은 백오프된 전력 효율성 및 피크 출력 전력에서 250 MHz 폭인 상위 대역을 지원할 수 있다. 본질적으로, 강화된 도허티 증폭기(30)는 고도로(highly) 구성가능한 응답들을 허용하는 동시에, 넓은 주파수 범위들 전반에 걸쳐서 뿐만 아니라 큰 주파수 범위들에 의해 분리되는 서로 전혀 다른 통신 대역들에 대한 백오프된 전력 레벨 및 최대 전력 레벨에서 우수한 효율성을 제공한다. 따라서, 단일의 전력 증폭기 토폴로지가 다수의 서로 전혀 다른 통신 대역들을 효율적으로 지원하기 위해 사용될 수 있다.
강화된 도허티 증폭기(30)는 모듈러이고, 따라서, 더 높은 전력 응용예들을 위해 하나 이상의 다른 강화된 도허티 증폭기들(30)과 병렬로 사용될 수 있다. 예시적인 모듈러 도허티 구성(50)이 도 8에 예시되어 있다. 모듈러 도허티 구성(50)을 가지고, 전술된 바와 동일한 이점들 및 구성가능성이 적용된다. 모듈러 도허티 구성(50)은 도 5의 강화된 도허티 증폭기(30)에 대응하는 2개의 강화된 도허티 모듈들(52A, 52B)을 포함한다.
RF 입력 신호(RFIN)가 윌킨슨 스플리터와 같은 전력 스플리터(54)에 공급되고, 이 전력 스플리터는 2개의 경로들을 따라 RF 입력 신호(RFIN)를 분배한다. 제1 경로는 전력 스플리터(32A)의 입력에 이르고, 제2 경로는 전력 스플리터(32B)의 입력에 이른다. 이 실시예에서, RF 입력 신호(RFIN)는 강화된 도허티 모듈들(52A, 52B) 각각이 각각의 전력 스플리터들(32A, 32B)을 통해 3 dB만큼 감쇠된 RF 입력 신호(RFIN)의 입력 전력을 수신하도록 2개의 경로들 사이에 균등하게 분배된다.
전력 스플리터들(32A, 32B)은 강화된 도허티 모듈들(52A, 52B)의 각각의 캐리어 경로 및 피킹 경로를 따라 RF 입력 신호(RFIN)를 분배한다. 이 예에서, RF 입력 신호(RFIN)는 전력 스플리터들(32A, 32B)에 의해 불균등하게 분배되고, 이에 따라 캐리어 경로들은 또 다른 1.7 dB만큼 감쇠된 RF 입력 신호(RFIN)의 입력 전력을 수신하고, 피킹 경로는 또 다른 4.7 dB만큼 감쇠된 RF 입력 신호(RFIN)의 입력 전력을 수신하게 된다. 위에서 주지된 바와 같이, 이러한 방식으로 불균등한 분배를 사용하는 것은 균등한 분배에 비해 강화된 도허티 증폭기의 효율성을 더 증가시킨다.
각각의 강화된 도허티 모듈들(52A, 52B)의 캐리어 경로들은 캐리어 입력 회로망들(34A, 34B), 캐리어 전력 증폭기 회로들(PAC)(36A, 36B) 및 캐리어 출력 회로망들(38A, 38B)을 포함한다. 캐리어 경로들은 각각의 도허티 결합 노드들(40A, 40B)에서 종단되고, 이 노드들은 각각의 변압기들(42A, 42B)에 추가로 연결된다. 피킹 경로들은 피킹 입력 회로망들(44A, 44B), 피킹 전력 증폭기 회로들(PAP)(46A, 46B), 및 피킹 출력 회로망들(48A, 48B)을 포함한다. 피킹 경로들은 각각의 도허티 결합 노드들(40A, 40B)에서 종단된다.
전력 스플리터들(32A, 32B)에 의해 제공되는 분배된 RF 입력 신호들(RFIN)은 실질적으로 같은 위상으로 캐리어 입력 회로망 및 피킹 입력 회로망(34A, 34B, 44A, 44B)에 제공된다. 일 실시예에서, 캐리어 입력 회로망 및 피킹 입력 회로망(34A, 34B, 44A, 44B)은, 피킹 전력 증폭기 회로(46A, 46B)의 입력에 제공되는 RF 입력 신호들(RFIN)이 대략 90°만큼 캐리어 전력 증폭기 회로들(36A, 36B)의 입력에 제공되는 RF 입력 신호들(RFIN)에 뒤처짐을 보장하도록 설계되는 집중 소자 회로망들이다. 예시된 실시예에서, 캐리어 입력 회로망들(34A, 34B)은 캐리어 경로들의 RF 입력 신호들(RFIN)을 45°(+45°)만큼 앞서게 하고, 피킹 입력 회로망들(44A, 44B)은 피킹 경로들의 RF 입력 신호들(RFIN)을 45°(-45°)만큼 지연시킨다. 캐리어 경로의 RF 입력 신호들(RFIN)을 45°만큼 앞서게 하고, 피킹 경로들의 RF 입력 신호들(RFIN)을 45°(-45°)만큼 지연시킴으로써, 피킹 전력 증폭기 회로들(46A, 46B)의 입력들에 제공되는 RF 입력 신호들(RFIN)은 대략 90°만큼 캐리어 전력 증폭기 회로들(36A, 36B)의 입력들에 제공되는 RF 입력 신호들(RFIN)에 뒤처진다. 각각의 캐리어 및 피킹 입력 회로망들(34A, 34B, 44A, 44B)에서 +45°및 -45°의 위상 시프트들이 기술되었지만, 위상 시프트들의 다른 조합들이 가능하다.
캐리어 출력 회로망들(38A, 38B)은 캐리어 전력 증폭기 회로들(36A, 36B)과 각각의 도허티 결합 노드들(40A, 40B) 사이에 연결된다. 유사하게, 피킹 출력 회로망들(48A, 48B)은 피킹 전력 증폭기 회로들(46A, 46B)와 각각의 도허티 결합 노드(40A, 40B) 사이에 연결된다. 캐리어 출력 회로망 및 피킹 출력 회로망(38A, 38B, 48A, 48B)의 주요 기능들은 캐리어 입력 회로망 및 피킹 입력 회로망(34A, 34B, 44A, 44B)에 의해 제공되는 위상 시프트들을 제거하고, 원하는 성능 메트릭들을 달성하기 위해 필요한 것으로 간주되는 임의의 위상 오프셋들을 제공하는 것이다. 캐리어 출력 회로망 및 피킹 출력 회로망(38A, 38B, 48A, 48B)을 통과한 이후, 캐리어 경로 및 피킹 경로로부터의 증폭된 RF 입력 신호들(RFIN)은 이 신호들이 효율적으로 결합되고 각각의 변압기들(42A, 42B)에 의해 스텝업 또는 스텝다운될 수 있게 하는 위상 정렬로 각각의 도허티 결합 노드들(40A, 40B)에 제공된다.
증폭 이후, 피킹 출력 회로망들(48A, 48B)에 제공된 RF 입력 신호들(RFIN)은 대략 90°만큼 캐리어 출력 회로망들(38A, 38B)에 제공되는 RF 입력 신호들(RFIN)에 뒤처진다. 예시된 실시예에서, 캐리어 출력 회로망들(38A, 38B)은 실질적으로 캐리어 경로의 RF 입력 신호들(RFIN)을 보상된 캐리어 위상 시프트
Figure 112013083597246-pct00021
만큼 시프트한다. 유사하게, 피킹 출력 회로망들(48A, 48B)은 실질적으로 피킹 경로의 RF 입력 신호(RFIN)를 보상된 피킹 위상 시프트
Figure 112013083597246-pct00022
만큼 시프트시킨다. 캐리어 입력 회로망 및 피킹 입력 회로망(34A, 34B, 44A, 44B)은 2차, 3차 또는 더 고차의 회로망들일 수 있다.
각각의 캐리어 경로 및 피킹 경로로부터의 신호들이 도허티 결합 노드들(40A, 40B)에서 결합되고, 각각의 변압기들(42A, 42B)에 의해 스텝업 또는 스텝다운되면, 강화된 도허티 모듈들(52A, 52B) 각각으로부터의 결과적인 신호들은 커플러(56)를 통해 결합되어 RF 출력 신호(RFOUT)을 생성한다.
도허티 모듈들(52A, 52B) 각각은 강화된 도허티 증폭기(30)에 대해 전술된 바와 같이 2개의 영역들에서 동작한다. 제1 영역에서는, 오직 캐리어 전력 증폭기 회로들(36A, 36B)만이 턴온되고, RF 입력 신호(RFIN)를 증폭시키도록 동작한다. 제2 영역에서는, 캐리어 전력 증폭기 회로들(36A, 36B) 및 피킹 전력 증폭기 회로들(46A, 46B)이 각각의 캐리어 경로 및 피킹 경로의 RF 입력 신호(RFIN)을 증폭시키도록 동작한다. 이 2개 영역들 사이의 임계치는 캐리어 전력 증폭기 회로들(36A, 36B)이 포화되는 캐리어 경로의 RF 입력 신호(RFIN)의 진폭에 대응한다. 제1 영역에서는, RF 입력 신호(RFIN)의 레벨들은 임계치 미만이다. 제2 영역에서는, RF 입력 신호(RFIN)의 레벨들은 임계치에 있거나 임계치를 초과한다.
위에서 알 수 있는 바와 같이, 본 개시내용의 강화된 도허티 증폭기들(30, 50)은 종래의 도허티 증폭기 설계들에 비해 현저한 성능 개선들을 제공한다. 또한, 강화된 도허티 증폭기들(30, 50)의 구성가능성은 상대적으로 서로 전혀 다른 주파수 범위들 내에 있는 다수의 통신 대역들에 대한 지원을 허용한다. 이들 대역폭 개선들은 캐리어 경로와 피킹 경로 사이의 임피던스 추적을 더 양호하게 최적화할 뿐만 아니라 캐리어 경로 및 피킹 경로에서 증폭기들에 대한 입력 및 출력 매칭을 개선하는 능력으로 인한 것이다. 또한 심하게 백오프된 전력 레벨 및 최대 전력 레벨 모두에서 큰 신호 입력 및 출력 반사 손실(return loss)들은 종래의 설계들에 비해 현저하게 개선될 수 있다.
수많은 성능 구성들이 가능하지만, 다음에 언급하는 것들은 일부 예시적인 구성들을 예시하며, 여기서 강화된 도허티 증폭기(30, 50)는 전술된 통신 대역들 중 임의의 하나에서 다음과 같은 것들을 제공하도록 구성된다:
Figure 112013083597246-pct00023
동일한 또는 상이한 통신 표준들을 사용하는 2개의 상이한 통신 대역들 중 어느 하나에서 무선 주파수 신호들을 증폭하는 경우(즉, 통신 대역들이 300 MHz만큼 분리된 경우) 6 dB 백오프된 전력과 피크 최대 출력 전력 사이에 45 퍼센트 초과의 효율성 및 적어도 15 퍼센트의 순시 대역폭;
Figure 112013083597246-pct00024
무선 주파수 신호들을 증폭하는 경우 6 dB 백오프된 전력과 피크 최대 출력 전력 사이에 40 퍼센트 초과의 효율성 및 적어도 15 퍼센트의 순시 대역폭;
Figure 112013083597246-pct00025
무선 주파수 신호들을 증폭하는 경우 6 dB 백오프된 전력과 피크 최대 출력 전력 사이에 35 퍼센트 초과의 효율성 및 적어도 20 퍼센트의 순시 대역폭;
Figure 112013083597246-pct00026
무선 주파수 신호들을 증폭하는 경우 6 dB 백오프된 전력과 피크 최대 출력 전력 사이에 40 퍼센트 초과의 효율성 및 적어도 20 퍼센트의 순시 대역폭; 및
Figure 112013083597246-pct00027
무선 주파수 신호들을 증폭하는 경우 6 dB 백오프된 전력과 피크 최대 출력 전력 사이에 45 퍼센트 초과의 효율성 및 적어도 10 퍼센트의 순시 대역폭.
당업자는 본 개시내용의 실시예들에 대한 개선들 및 수정들을 인지할 것이다. 모든 이러한 개선들 및 수정들은 후속하는 청구항들 및 여기서 개시된 개념들의 범위 내인 것으로 간주된다.

Claims (32)

  1. 강화된 도허티(Doherty) 증폭기로서,
    입력 신호를 수신하고, 상기 입력 신호를 캐리어 스플리터 출력에서 제공되는 캐리어 신호 및 피킹 스플리터 출력에서 제공되는 피킹 신호로 분배(split)하도록 구성되는 전력 스플리터;
    도허티 결합 노드;
    캐리어 전력 증폭기 회로, 상기 캐리어 스플리터 출력과 상기 캐리어 전력 증폭기 회로 사이에 연결되고 복수의 집중 소자들(lumped elements)을 갖는 캐리어 입력 회로망, 및 상기 캐리어 전력 증폭기 회로와 상기 도허티 결합 노드에 연결된 캐리어 출력 회로망을 포함하는 캐리어 경로; 및
    피킹 전력 증폭기 회로, 상기 피킹 스플리터 출력과 상기 피킹 전력 증폭기 회로 사이에 연결된 피킹 입력 회로망, 및 상기 피킹 전력 증폭기 회로와 상기 도허티 결합 노드에 연결된 피킹 출력 회로망을 포함하는 피킹 경로;
    를 포함하고, 상기 캐리어 입력 회로망은 상기 캐리어 신호의 위상을 앞서도록 구성되고, 상기 피킹 입력 회로망은 상기 피킹 신호의 위상을 지연시키도록 구성되어, 상기 캐리어 신호 및 상기 피킹 신호가 각각 상기 캐리어 전력 증폭기 회로 및 상기 피킹 전력 증폭기 회로에 제공될 때 상기 피킹 신호가 90도만큼 상기 캐리어 신호에 뒤처지게 하며, 상기 캐리어 출력 회로망 및 상기 피킹 출력 회로망은 상기 피킹 신호 및 상기 캐리어 신호가 리액티브(reactive) 결합하여 출력 신호를 생성하도록 상기 도허티 결합 노드에 도달하게 하는 보상된 캐리어 위상 오프셋 및 피킹 위상 오프셋을 각각 부과하도록 구성되어 있으며, 상기 보상된 캐리어 위상 오프셋은 상기 캐리어 입력 회로망에 의해 제공되는 위상 시프트의 음의 값에서 캐리어 위상 오프셋을 뺀 것이고, 상기 보상된 피킹 위상 오프셋은 상기 피킹 입력 회로망에 의해 제공되는 위상 시프트의 음의 값에서 피킹 위상 오프셋을 뺀 것인, 강화된 도허티 증폭기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 캐리어 입력 및 출력 회로망들 및 상기 피킹 입력 및 출력 회로망들은 적어도 2차(second order) 회로망들인, 강화된 도허티 증폭기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 캐리어 입력 및 출력 회로망들 및 상기 피킹 입력 및 출력 회로망들은 집중 소자들(lumped elements)을 포함하는 집중 소자 회로망들인, 강화된 도허티 증폭기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 캐리어 입력 및 출력 회로망들 및 상기 피킹 입력 및 출력 회로망들은 집중 소자들을 포함하는 집중 소자 회로망들인, 강화된 도허티 증폭기.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 캐리어 입력 및 출력 회로망들 및 상기 피킹 입력 및 출력 회로망들 각각은 요구되는 위상 시프트를 제공하도록 구성된 전송선을 포함하지 않는, 강화된 도허티 증폭기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 캐리어 입력 및 출력 회로망들 및 상기 피킹 입력 및 출력 회로망들은 요구되는 성능 특성을 제공하기 위해 그룹으로서 합성되는, 강화된 도허티 증폭기.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 각각의 보상된 캐리어 위상 오프셋 및 피킹 위상 오프셋은 상기 캐리어 입력 회로망 및 상기 피킹 입력 회로망에 의해 제공되는 90도 위상 시프트를 실질적으로 반전시킬 뿐만 아니라 캐리어 위상 오프셋 및 피킹 위상 오프셋을 제거하고, 상기 캐리어 위상 오프셋은 의도된 동작 주파수 범위 또는 범위들에서 상기 캐리어 전력 증폭기 회로의 출력에 제공되는 임피던스의 리액티브 성분에 실질적으로 대응하고, 상기 피킹 위상 오프셋은 상기 의도된 동작 주파수 범위 또는 범위들에서 상기 피킹 전력 증폭기 회로의 출력에 제공되는 임피던스의 리액티브 성분에 실질적으로 대응하는, 강화된 도허티 증폭기.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 캐리어 전력 증폭기 회로의 출력에 제공되는 임피던스는 실질적으로 상기 의도된 동작 주파수 범위 또는 범위들에서 상기 캐리어 출력 회로망, 상기 피킹 경로, 및 상기 도허티 결합 노드에 연결된 변압기에 의해 제공되는 복합 임피던스이고, 상기 피킹 전력 증폭기 회로의 출력에 제공되는 임피던스는 실질적으로 상기 의도된 동작 주파수 범위 또는 범위들에서 상기 피킹 출력 회로망, 상기 캐리어 경로, 및 상기 도허티 결합 노드에 연결된 상기 변압기에 의해 제공되는 복합 임피던스인, 강화된 도허티 증폭기.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 캐리어 입력 회로망이 상기 캐리어 신호의 위상을 45도만큼 앞서게 하고 상기 피킹 입력 회로망이 상기 피킹 신호의 위상을 45도만큼 지연시켜서, 상기 캐리어 신호 및 상기 피킹 신호가 각각 상기 캐리어 전력 증폭기 회로 및 상기 피킹 전력 증폭기 회로에 제공될 때 상기 피킹 신호의 위상이 90도만큼 상기 캐리어 신호의 위상에 뒤처지게 하는, 강화된 도허티 증폭기.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 캐리어 입력 회로망이 상기 캐리어 신호의 위상을 45도만큼 앞서게 하고 상기 피킹 입력 회로망이 상기 피킹 신호의 위상을 45도만큼 지연시켜서, 상기 캐리어 신호 및 상기 피킹 신호가 각각 상기 캐리어 전력 증폭기 회로 및 상기 피킹 전력 증폭기 회로에 제공될 때 상기 피킹 신호의 위상이 90도만큼 상기 캐리어 신호의 위상에 뒤처지게 하는, 강화된 도허티 증폭기.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 보상된 캐리어 위상 오프셋 및 피킹 위상 오프셋은 상기 캐리어 입력 회로망 및 상기 피킹 입력 회로망에 의해 제공되는 90도의 위상 시프트를 실질적으로 반전시킬 뿐만 아니라 상기 각각의 보상된 캐리어 위상 오프셋 및 피킹 위상 오프셋을 제거하고, 상기 캐리어 위상 오프셋은 의도된 동작 주파수 범위 또는 범위들에서 상기 캐리어 전력 증폭기 회로의 출력에 제공되는 임피던스의 리액티브 성분에 실질적으로 대응하고, 상기 피킹 위상 오프셋은 상기 의도된 동작 주파수 범위 또는 범위들에서 상기 피킹 전력 증폭기 회로의 출력에 제공되는 임피던스의 리액티브 성분에 실질적으로 대응하는, 강화된 도허티 증폭기.
  12. 제1항에 있어서,
    상기 전력 스플리터는 상기 입력 신호를 수신하고, 상기 캐리어 신호 및 상기 피킹 신호가 동일한 전력과 연관되도록 상기 입력 신호를 상기 캐리어 신호 및 상기 피킹 신호로 균등하게 분배하도록 구성되어 있는, 강화된 도허티 증폭기.
  13. 제1항에 있어서,
    상기 전력 스플리터는 상기 입력 신호를 수신하고, 상기 캐리어 신호 및 상기 피킹 신호가 동일한 전력과 연관되지 않도록 상기 입력 신호를 상기 캐리어 신호 및 상기 피킹 신호로 불균등하게 분배하도록 구성되어 있는, 강화된 도허티 증폭기.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 캐리어 신호는 -1.7 dB의 분배와 연관되고, 상기 피킹 신호는 -4.7 dB의 분배와 연관되는, 강화된 도허티 증폭기.
  15. 제1항에 있어서,
    상기 캐리어 전력 증폭기 회로는 A/B급 및 B급 증폭기 중 하나이고 상기 피킹 전력 증폭기 회로는 C급 증폭기인, 강화된 도허티 증폭기.
  16. 제1항에 있어서,
    상기 캐리어 입력 회로망은 상기 캐리어 스플리터 출력과 상기 캐리어 전력 증폭기 회로 사이의 임피던스 매칭을 제공하고; 상기 캐리어 출력 회로망은 상기 캐리어 전력 증폭기 회로와 상기 도허티 결합 노드 사이의 임피던스 매칭을 제공하고; 상기 피킹 입력 회로망은 상기 피킹 스플리터 출력과 상기 피킹 전력 증폭기 회로 사이의 임피던스 매칭을 제공하고; 상기 피킹 출력 회로망은 상기 피킹 전력 증폭기 회로와 상기 도허티 결합 노드 사이의 임피던스 매칭을 제공하는, 강화된 도허티 증폭기.
  17. 제1항에 있어서,
    상기 캐리어 입력 및 출력 회로망들 및 상기 피킹 입력 및 출력 회로망들은 상기 캐리어 경로와 상기 피킹 경로 사이의 임피던스 위상 추적을 제공하기 위해 그룹으로서 구성되어 있는, 강화된 도허티 증폭기.
  18. 제1항에 있어서,
    상기 캐리어 입력 및 출력 회로망들 및 상기 피킹 입력 및 출력 회로망들은 상기 강화된 도허티 증폭기의 주파수 응답이 제1 주파수 범위 내의 제1 통신 대역에 대한 제1 통과 대역 및 상기 제1 통과 대역에서 떨어져 있는 제2 주파수 범위 내의 제2 통신 대역에 대한 제2 통과 대역을 제공하도록 구성되어 있는, 강화된 도허티 증폭기.
  19. 제18항에 있어서,
    상기 주파수 응답은 상기 제1 통과 대역과 상기 제2 통과 대역 사이의 딥(dip)을 제공하는, 강화된 도허티 증폭기.
  20. 제18항에 있어서,
    상기 제1 통신 대역은 PCS 대역, UMTS 대역, 및 GSM 대역 중 하나이고 상기 제2 통신 대역은 LTE 대역 및 WiMax 대역 중 하나인, 강화된 도허티 증폭기.
  21. 제18항에 있어서,
    상기 제1 통신 대역은 주어진 통신 표준에 대한 하나의 대역이고, 상기 제2 통신 대역은 상기 주어진 통신 표준에 대한 또 다른 대역인, 강화된 도허티 증폭기.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 주어진 통신 표준은 GSM, PCS, UMTS, LTE, 및 WiMax 표준들 중 하나인, 강화된 도허티 증폭기.
  23. 제18항에 있어서,
    상기 제1 통신 대역 및 상기 제2 통신 대역 양쪽 모두에서 무선 주파수 신호들을 증폭할 때 6 dB 백오프된(backed-off) 전력과 피크 최대 출력 전력 사이에 45 퍼센트 초과의 효율성 및 적어도 15 퍼센트의 순시 대역폭이 상기 강화된 도허티 증폭기에 의해 제공되는, 강화된 도허티 증폭기.
  24. 제23항에 있어서,
    상기 제1 통신 대역 및 상기 제2 통신 대역은 적어도 300 MHz만큼 떨어져 있는, 강화된 도허티 증폭기.
  25. 제1항에 있어서,
    무선 주파수 신호들을 증폭할 때 6 dB 백오프된 전력과 피크 최대 출력 전력 사이에 40 퍼센트 초과의 효율성 및 적어도 15 퍼센트의 순시 대역폭이 상기 강화된 도허티 증폭기에 의해 제공되는, 강화된 도허티 증폭기.
  26. 제1항에 있어서,
    무선 주파수 신호들을 증폭할 때 6 dB 백오프된 전력과 피크 최대 출력 전력 사이에 35 퍼센트 초과의 효율성 및 적어도 20 퍼센트의 순시 대역폭이 상기 강화된 도허티 증폭기에 의해 제공되는, 강화된 도허티 증폭기.
  27. 제1항에 있어서,
    무선 주파수 신호들을 증폭할 때 6 dB 백오프된 전력과 피크 최대 출력 전력 사이에 40 퍼센트 초과의 효율성 및 적어도 20 퍼센트의 순시 대역폭이 상기 강화된 도허티 증폭기에 의해 제공되는, 강화된 도허티 증폭기.
  28. 제1항에 있어서,
    무선 주파수 신호들을 증폭할 때 6 dB 백오프된 전력과 피크 최대 출력 전력 사이에 45 퍼센트 초과의 효율성 및 적어도 10 퍼센트의 순시 대역폭이 상기 강화된 도허티 증폭기에 의해 제공되는, 강화된 도허티 증폭기.
  29. 제1항에 있어서,
    무선 주파수 신호들을 증폭할 때 6 dB 백오프된 전력과 피크 최대 출력 전력 사이에 40 퍼센트 초과의 효율성 및 적어도 250 MHz의 순시 대역폭이 상기 강화된 도허티 증폭기에 의해 제공되는, 강화된 도허티 증폭기.
  30. 강화된 도허티 증폭기로서,
    캐리어 전력 증폭기 회로, 캐리어 스플리터 출력과 상기 캐리어 전력 증폭기 회로 사이에 연결된 복수의 집중 소자들을 갖는 캐리어 입력 회로망, 및 상기 캐리어 전력 증폭기 회로와 도허티 결합 노드 사이에 연결된 캐리어 출력 회로망을 포함하는 캐리어 경로; 및
    피킹 전력 증폭기 회로, 피킹 스플리터 출력과 상기 피킹 전력 증폭기 회로 사이에 연결된 피킹 입력 회로망, 및 상기 피킹 전력 증폭기 회로와 상기 도허티 결합 노드 사이에 연결된 피킹 출력 회로망을 포함하는 피킹 경로
    를 포함하고,
    상기 캐리어 입력 회로망은 캐리어 신호의 위상을 앞서도록 구성되고, 상기 피킹 입력 회로망은 피킹 신호의 위상을 지연시키도록 구성되며, 상기 캐리어 출력 회로망 및 상기 피킹 출력 회로망은 상기 피킹 신호 및 상기 캐리어 신호가 리액티브(reactive) 결합하여 출력 신호를 생성하도록 상기 도허티 결합 노드에 도달하게 하는 보상된 캐리어 위상 오프셋 및 피킹 위상 오프셋을 각각 부과하도록 구성되어 있으며,
    상기 보상된 캐리어 위상 오프셋은 상기 캐리어 입력 회로망에 의해 제공되는 위상 시프트의 음의 값에서 캐리어 위상 오프셋을 뺀 것이고, 상기 보상된 피킹 위상 오프셋은 상기 피킹 입력 회로망에 의해 제공되는 위상 시프트의 음의 값에서 피킹 위상 오프셋을 뺀 것이며,
    무선 주파수 신호들을 증폭할 때 6 dB 백오프된 전력과 피크 최대 출력 전력 사이에 40 퍼센트 초과의 효율성 및 적어도 15 퍼센트의 순시 대역폭이 상기 강화된 도허티 증폭기에 의해 제공되는, 강화된 도허티 증폭기.
  31. 삭제
  32. 삭제
KR1020137024202A 2011-03-16 2012-02-28 강화된 도허티 증폭기 KR101959094B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US13/049,312 US8749306B2 (en) 2011-03-16 2011-03-16 Enhanced Doherty amplifier
US13/049,312 2011-03-16
PCT/US2012/026850 WO2012125279A2 (en) 2011-03-16 2012-02-28 Enhanced doherty amplifier

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20140010952A KR20140010952A (ko) 2014-01-27
KR101959094B1 true KR101959094B1 (ko) 2019-03-15

Family

ID=45998633

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020137024202A KR101959094B1 (ko) 2011-03-16 2012-02-28 강화된 도허티 증폭기

Country Status (6)

Country Link
US (2) US8749306B2 (ko)
EP (1) EP2686953B1 (ko)
JP (2) JP6523601B2 (ko)
KR (1) KR101959094B1 (ko)
CN (1) CN103415993B (ko)
WO (1) WO2012125279A2 (ko)

Families Citing this family (63)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8749306B2 (en) 2011-03-16 2014-06-10 Cree, Inc. Enhanced Doherty amplifier
EP2700158B1 (en) * 2011-04-20 2018-10-10 NXP USA, Inc. Amplifiers and related integrated circuits
CN102761310B (zh) * 2011-04-29 2015-06-10 中兴通讯股份有限公司 一种多合体功率放大器及其实现方法
US10553951B2 (en) * 2012-04-05 2020-02-04 Tallysman Wireless Inc. Capacitively coupled patch antenna
JP5747008B2 (ja) * 2012-09-21 2015-07-08 旭化成エレクトロニクス株式会社 ドハティ増幅装置
US8779856B2 (en) * 2012-10-31 2014-07-15 Infineon Technologies Ag Doherty amplifier circuit with phase-controlled load modulation
US9160289B2 (en) 2013-05-10 2015-10-13 Raytheon Company Broadband power amplifier having high efficiency
EP2806557B1 (en) * 2013-05-23 2017-03-08 Ampleon Netherlands B.V. Doherty amplifier
CN103534935B (zh) * 2013-06-07 2016-10-26 华为技术有限公司 多赫蒂功率放大电路、多频段信号处理电路和基站
US9407214B2 (en) * 2013-06-28 2016-08-02 Cree, Inc. MMIC power amplifier
US9093984B1 (en) * 2013-09-18 2015-07-28 Rockwell Collins, Inc. Phase shifter with true time delay
US9118279B2 (en) * 2013-10-03 2015-08-25 Freescale Semiconductor, Inc. Power amplifiers with signal conditioning
WO2015127610A1 (zh) * 2014-02-26 2015-09-03 华为技术有限公司 一种功率放大的方法及功率放大器
US20150295540A1 (en) * 2014-04-11 2015-10-15 Auriga Measurement Systems, LLC Outphasing power amplifier having unbalanced drive power
US9912298B2 (en) * 2014-05-13 2018-03-06 Skyworks Solutions, Inc. Systems and methods related to linear load modulated power amplifiers
CN106537769B (zh) * 2014-05-13 2021-10-15 天工方案公司 与线性和高效宽带功率放大器有关的系统和方法
US9472480B2 (en) * 2014-05-28 2016-10-18 Cree, Inc. Over-mold packaging for wide band-gap semiconductor devices
JP6218120B2 (ja) * 2014-07-10 2017-10-25 株式会社村田製作所 電力増幅器
US9800207B2 (en) 2014-08-13 2017-10-24 Skyworks Solutions, Inc. Doherty power amplifier combiner with tunable impedance termination circuit
US9853603B2 (en) 2014-11-14 2017-12-26 Microsoft Technology Licensing, Llc Power amplifier for amplifying radio frequency signal
CN111313841B (zh) * 2014-12-18 2023-09-12 株式会社东芝 多尔蒂型放大器
US9748904B2 (en) 2015-01-09 2017-08-29 Kabushiki Kaisha Toshiba High frequency signal amplifying circuitry
EP3054589B1 (en) * 2015-02-04 2018-07-04 Ampleon Netherlands B.V. Doherty amplifier
US9748902B2 (en) 2015-05-15 2017-08-29 Nxp Usa, Inc. Phase correction in a Doherty power amplifier
WO2016199178A1 (ja) * 2015-06-08 2016-12-15 日本電気株式会社 電力増幅装置およびテレビジョン信号送信システム
EP3121960B1 (en) * 2015-07-22 2019-10-23 Ampleon Netherlands B.V. Amplifier assembly
CN107112956B (zh) * 2015-07-28 2020-09-08 华为技术有限公司 功率放大器、功率放大方法、功率放大控制装置及方法
BR112018001247A2 (pt) 2015-09-01 2018-07-24 Nec Corporation aparelho de amplificação de energia e sistema de transmissão de sinal de televisão
US9831833B1 (en) 2016-01-28 2017-11-28 Rockwell Collins, Inc. Power amplifier
US9831835B2 (en) * 2016-02-26 2017-11-28 Nxp Usa, Inc. Multiple path amplifier with pre-cancellation
US10608594B2 (en) 2016-05-18 2020-03-31 Mitsubishi Electric Corporation Doherty amplifier
EP3476041A1 (en) * 2016-06-28 2019-05-01 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (PUBL) Linear doherty power amplifier
EP3264595B1 (en) * 2016-06-30 2020-02-26 Nxp B.V. Doherty amplifiers
CN106411275B (zh) * 2016-10-12 2018-11-16 杭州电子科技大学 改善带宽的三路Doherty功率放大器及实现方法
US9948246B1 (en) * 2016-10-18 2018-04-17 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Impedance flattening network for high efficiency wideband doherty power amplifier
EP3312990B1 (en) * 2016-10-24 2019-12-11 NXP USA, Inc. Amplifier devices with input line termination circuits
US10211784B2 (en) * 2016-11-03 2019-02-19 Nxp Usa, Inc. Amplifier architecture reconfiguration
JP2018085635A (ja) * 2016-11-24 2018-05-31 株式会社村田製作所 電力増幅器
US11233483B2 (en) 2017-02-02 2022-01-25 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. 90-degree lumped and distributed Doherty impedance inverter
JP2018137566A (ja) 2017-02-21 2018-08-30 株式会社村田製作所 電力増幅回路
CN110785927B (zh) 2017-04-24 2024-03-08 麦克姆技术解决方案控股有限公司 效率提高的对称多尔蒂功率放大器
EP3616320B1 (en) 2017-04-24 2023-11-08 MACOM Technology Solutions Holdings, Inc. Inverted doherty power amplifier with large rf and instantaneous bandwidths
WO2018197917A1 (en) * 2017-04-24 2018-11-01 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Inverted doherty power amplifier with large rf fractional and instantaneous bandwiths
US10454434B2 (en) * 2017-07-21 2019-10-22 Murata Manufacturing Co., Ltd. Communication unit
CN110945782B (zh) * 2017-07-27 2024-03-01 三菱电机株式会社 多尔蒂放大器和放大电路
KR101934933B1 (ko) * 2017-08-23 2019-01-04 순천향대학교 산학협력단 도허티 결합기
CN111480292B (zh) 2017-10-02 2024-03-29 镁可微波技术有限公司 空载调制高效功率放大器
US10103697B1 (en) * 2017-10-23 2018-10-16 Nxp Usa, Inc. Multiphase pulse modulated transmitter
CN109728783B (zh) * 2017-10-30 2021-09-21 华为技术有限公司 一种多赫蒂功率放大电路、功率放大器、终端及基站
WO2019097609A1 (ja) * 2017-11-15 2019-05-23 三菱電機株式会社 ドハティ増幅器及びドハティ増幅回路
WO2019103898A1 (en) 2017-11-27 2019-05-31 Skyworks Solutions, Inc. Quadrature combined doherty amplifiers
WO2019103899A1 (en) 2017-11-27 2019-05-31 Skyworks Solutions, Inc. Wideband power combiner and splitter
WO2019119262A1 (en) * 2017-12-19 2019-06-27 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Power amplifier and radio frequency device comprising the same
US10972055B2 (en) 2018-06-15 2021-04-06 Skyworks Solutions, Inc. Integrated doherty power amplifier
WO2020072898A1 (en) 2018-10-05 2020-04-09 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Low-load-modulation power amplifier
KR102581317B1 (ko) * 2018-12-24 2023-09-22 삼성전자 주식회사 복수개의 안테나 어레이를 포함하는 전자 장치
US10868500B1 (en) * 2019-10-29 2020-12-15 Nxp Usa, Inc. Doherty amplifier with complex combining load matching circuit
WO2021137951A1 (en) 2019-12-30 2021-07-08 Macom Technology Solutions Holdings, Inc. Low-load-modulation broadband amplifier
US11784610B2 (en) 2020-03-03 2023-10-10 Nxp Usa, Inc. Doherty amplifier module with compact wideband impedance inverter
CN111181509B (zh) * 2020-03-12 2023-04-18 安科讯(福建)科技有限公司 一种5g nr射频功率放大器
WO2022219799A1 (ja) * 2021-04-16 2022-10-20 三菱電機株式会社 ドハティ増幅器
CN115549595A (zh) * 2021-06-30 2022-12-30 锐石创芯(深圳)科技股份有限公司 多尔蒂功率放大器
CN115913123A (zh) * 2021-09-23 2023-04-04 中兴通讯股份有限公司 功率放大器、功率放大方法及电子设备

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060145757A1 (en) * 2004-12-31 2006-07-06 Postech Foundation Power amplifying apparatus using asymmetric power drive

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6329877B1 (en) 1999-06-25 2001-12-11 Agere Systems Guardian Corp. Efficient power amplifier
US7078976B2 (en) * 2002-08-19 2006-07-18 Koninklijke Philips Electronics N.V. High power Doherty amplifier
KR100450744B1 (ko) 2002-08-29 2004-10-01 학교법인 포항공과대학교 도허티 증폭기
KR100480496B1 (ko) * 2002-11-18 2005-04-07 학교법인 포항공과대학교 도허티 증폭기를 이용한 신호 증폭 장치
JP4520204B2 (ja) * 2004-04-14 2010-08-04 三菱電機株式会社 高周波電力増幅器
JP2006157900A (ja) * 2004-11-05 2006-06-15 Hitachi Kokusai Electric Inc 増幅器
US7847630B2 (en) 2004-11-05 2010-12-07 Hitachi Kokusai Electric Inc. Amplifier
CN101421916B (zh) * 2006-04-14 2011-11-09 Nxp股份有限公司 Doherty放大器
EP2013943B1 (en) 2006-04-26 2020-03-25 Ampleon Netherlands B.V. A high power integrated rf amplifier
JP4283294B2 (ja) * 2006-09-20 2009-06-24 株式会社日立国際電気 ドハティ増幅器
JP4843455B2 (ja) * 2006-10-30 2011-12-21 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 整合回路、マルチバンド増幅器
JPWO2008053534A1 (ja) 2006-10-31 2010-02-25 パナソニック株式会社 ドハティ増幅器
JP4859049B2 (ja) * 2006-11-27 2012-01-18 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｒｆ電力増幅装置およびそれを搭載した無線通信端末装置
KR100814415B1 (ko) 2007-02-14 2008-03-18 포항공과대학교 산학협력단 하모닉 제어 회로를 이용한 고효율 도허티 전력 증폭기
CN102113207A (zh) * 2008-07-09 2011-06-29 意法爱立信有限公司 具有最佳适用于mmic的输入网络的多赫蒂放大器
US7961048B2 (en) 2008-12-12 2011-06-14 Samsung Electro-Mechanics Company Integrated power amplifiers for use in wireless communication devices
US8154339B2 (en) * 2009-09-23 2012-04-10 Tialinx, Inc. V-band high-power transmitter with integrated power combiner
KR101709347B1 (ko) * 2009-12-16 2017-03-09 삼성전자주식회사 결합셀 도허티 전력 증폭 장치 및 방법
US8477832B2 (en) * 2010-01-18 2013-07-02 Skyworks Solutions, Inc. Load insensitive quadrature power amplifier power detector
KR101124425B1 (ko) * 2010-01-20 2012-03-22 포항공과대학교 산학협력단 분포 도허티 전력 증폭기
US8749306B2 (en) 2011-03-16 2014-06-10 Cree, Inc. Enhanced Doherty amplifier

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060145757A1 (en) * 2004-12-31 2006-07-06 Postech Foundation Power amplifying apparatus using asymmetric power drive

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
P. Colantonio 외, "Design of a Dual-Band GaN Doherty Amplifier," 2010 18th International Conference on Microwave Radar and Wireless Commnications (MIKON), 2010. 06.*

Also Published As

Publication number Publication date
JP2019033500A (ja) 2019-02-28
KR20140010952A (ko) 2014-01-27
US9564864B2 (en) 2017-02-07
US20140240039A1 (en) 2014-08-28
US20120235734A1 (en) 2012-09-20
EP2686953A2 (en) 2014-01-22
EP2686953B1 (en) 2017-04-12
US8749306B2 (en) 2014-06-10
WO2012125279A3 (en) 2013-01-03
WO2012125279A2 (en) 2012-09-20
JP6523601B2 (ja) 2019-06-05
CN103415993B (zh) 2016-12-14
CN103415993A (zh) 2013-11-27
JP2014511166A (ja) 2014-05-12
JP6707602B2 (ja) 2020-06-10

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101959094B1 (ko) 강화된 도허티 증폭기
CN107112953B (zh) 用于放大射频信号的功率放大器
US10523158B2 (en) Load modulation amplifier
US9787255B2 (en) Sequential broadband doherty power amplifier with adjustable output power back-off
CN111585534B (zh) 使用3g/4g线性路径组合进行2g放大的电路和方法
US8502599B2 (en) System and method for a multi-band power-amplifier
US8339201B1 (en) Wideband doherty amplifier circuit having a constant impedance combiner
EP1569353A2 (en) High frequency circuit device
US11223327B2 (en) Power amplifier
CA2204409A1 (en) Amplifier circuit and method of tuning the amplifier circuit
KR101170634B1 (ko) 다중대역 스위칭 도허티 증폭기
KR100814457B1 (ko) 이중대역 피드포워드 선형 전력 증폭기
Koca et al. A Wideband High-efficiency Doherty Power Amplifier for LTE

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
AMND Amendment
E902 Notification of reason for refusal
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
AMND Amendment
X701 Decision to grant (after re-examination)
GRNT Written decision to grant