JP2016019228A - 電力増幅器 - Google Patents

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Abstract

【課題】高効率で小型化が可能な電力増幅器を提供する。【解決手段】電力増幅器は、第１信号を、第２信号と、該第２信号より略９０度遅れた第３信号とに分配する分配器と、第１信号の電力レベルが第１レベル以上の領域において、第２信号を増幅して第４信号を出力する第１増幅器と、第１信号の電力レベルが第１レベルより高い第２レベル以上の領域において、第３信号を増幅して第５信号を出力する第２増幅器と、第４信号が入力され、第４信号より略４５度遅れた第６信号を出力する第１移相器と、第５信号が入力され、第５信号より略４５度進んだ第７信号を出力する第２移相器と、第６及び第７信号を合成し、第１信号の増幅信号を出力する合成部と、を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、電力増幅器に関する。
高効率な電力増幅器（パワーアンプ）として、ドハティアンプが知られている（例えば、特許文献１）。特許文献１に開示されるように、ドハティアンプは、入力信号の電力レベルにかかわらず動作するキャリアアンプと、入力信号の電力レベルが小さい場合はオフとなり、大きい場合に動作するピークアンプとが並列に接続された構成となっている。そして、このようなドハティアンプでは、一般的に、ピークアンプの動作状態に応じてキャリアアンプの負荷インピーダンスを変化させるために、キャリアアンプの出力側にλ／４線路が設けられる。
特開平８−３３０８７３号公報
上述のとおり、ドハティアンプは、高効率なパワーアンプとして注目されている。しかしながら、一般的なドハティアンプは、λ／４線路の回路サイズが大きいため、携帯電話機等の小型の電子機器への搭載には不向きである。
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、高効率で小型化が可能な電力増幅器を提供することを目的とする。
本発明の一側面に係る電力増幅器は、第１信号を、第２信号と、該第２信号より略９０度遅れた第３信号とに分配する分配器と、第１信号の電力レベルが第１レベル以上の領域において、第２信号を増幅して第４信号を出力する第１増幅器と、第１信号の電力レベルが第１レベルより高い第２レベル以上の領域において、第３信号を増幅して第５信号を出力する第２増幅器と、第４信号が入力され、第４信号より略４５度遅れた第６信号を出力する第１移相器と、第５信号が入力され、第５信号より略４５度進んだ第７信号を出力する第２移相器と、第６及び第７信号を合成し、第１信号の増幅信号を出力する合成部と、を備える。
本発明によれば、高効率で小型化が可能な電力増幅器を提供することができる。
本発明の一実施形態である電力増幅器の構成例を示す図である。 キャリアアンプ及びピークアンプの動作特性の一例を示す図である。 キャリアアンプがオン、ピークアンプがオフの状態を示す図である。 キャリアアンプ及びピークアンプが共にオンの状態を示す図である。 図４の状態におけるキャリアアンプ側の経路を示す図である。 図４の状態におけるピークアンプ側の経路を示す図である。 接地されたキャパシタ及びインダクタによる並列回路を省略可能であることを説明するための図である。 電力増幅器の構成の他の一例を示す図である。 キャリアアンプの出力とピークアンプの出力との位相差のシミュレーション結果の一例を示す図である。 一般的なドハティアンプにおけるにおける電力付加効率のシミュレーション結果の一例を示す図である。 図８の電力増幅器における電力付加効率のシミュレーション結果の一例を示す図である。 電力増幅器の構成の他の一例を示す図である。
以下、図面を参照して本発明の一実施形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態である電力増幅器の構成例を示す図である。電力増幅器１００は、例えば、携帯電話機に搭載され、基地局に送信する信号の電力を増幅するために用いられる。電力増幅器１００は、初段アンプ１１０、キャリアアンプ１１１、ピークアンプ１１２、整合回路（ＭＮ：Matching Network）１２０，１２１、分布結合（Coupled-Line）３ｄＢカプラ（以下、単に「３ｄＢカプラ」という。）１３０、移相器１４０，１４１、合成部１４２、インダクタ１５０、及びキャパシタ１５１を含む。電力増幅器１００は、同一基板上に形成されてもよいし、複数の基板上に形成されてもよい。
初段アンプ１１０（第３増幅器）は、整合回路１２０を介して入力される無線周波数（ＲＦ：Radio Frequency）信号ＲＦIN（入力信号）を増幅し、増幅信号（第１信号）を出力する。信号ＲＦINの周波数は、例えば数ＧＨｚ程度である。
キャリアアンプ１１１、ピークアンプ１１２、３ｄＢカプラ１３０、移相器１４０，１４１、及び合成部１４２は、初段アンプ１１０から出力される信号（第１信号）を増幅する二段目の増幅回路であり、一般的なドハティアンプに類似の構成となっている。
３ｄＢカプラ１３０（分配器）は、初段アンプ１１０から出力される信号（第１信号）を、キャリアアンプ１１１への信号（第２信号）と、ピークアンプ１１２への信号（第３信号）とに分配する。なお、ピークアンプ１１２への信号の位相は、キャリアアンプ１１１への信号の位相に対して略９０度遅れたものとなる。
キャリアアンプ１１１（第１増幅器）は、入力される信号（第２信号）を増幅し、増幅信号（第４信号）を出力する。また、ピークアンプ１１２（第２増幅器）は、入力される信号（第３信号）を増幅し、増幅信号（第５信号）を出力する。
図２は、キャリアアンプ１１１及びピークアンプ１１２の動作特性の一例を示す図である。図２において、横軸は信号ＲＦINの電圧、縦軸は各アンプの電流を示している。図２に示すように、キャリアアンプ１１１は、信号ＲＦINの電圧レベルにかかわらず動作する。即ち、キャリアアンプ１１１は、信号ＲＦINの電力レベルにかかわらず（即ち、電力レベルがゼロ（第１レベル）以上の領域において）動作する。他方、ピークアンプ１１２は、信号ＲＦINの電圧レベルが、最大レベルＶMAXから所定レベル低いレベルＶBACK以上の領域において動作する。即ち、ピークアンプ１１２は、信号ＲＦINの電力レベルが、最大レベルから所定レベル（例えば６ｄＢ）低いレベル（第２レベル）以上の領域において動作する。
移相器１４０（第１移相器）は、キャリアアンプ１１１と合成部１４２との間に直列に接続されたインダクタ１６０（第１インダクタ）と、一端が合成部１４２に電気的に接続され、他端が接地されたキャパシタ１６１（第２キャパシタ）とを含む。移相器１４０は、キャリアアンプ１１１から出力される信号（第４信号）より位相が略４５度遅れた信号（第６信号）を出力する。本実施形態では、インダクタ１６０のインダクタンスは、Ｌ＝ＲL／ωに設定されている。また、本実施形態では、キャパシタ１６１のキャパシタンスは、Ｃ＝１／（２ＲLω）に設定されている。ここで、ＲLは、合成部１４２から整合回路１２１側のインピーダンスであり、ωは、信号ＲＦINの中心周波数に対応する角周波数である。移相器１４０における位相変換の原理については後述する。
移相器１４１（第２移相器）は、ピークアンプ１１２と合成部１４２との間に直列に接続されたキャパシタ１７０（第１キャパシタ）と、一端が合成部１４２に電気的に接続され、他端が接地されたインダクタ１７１（第２インダクタ）とを含む。移相器１４１は、ピークアンプ１１２から出力される信号（第５信号）より位相が略４５度進んだ信号（第７信号）を出力する。本実施形態では、キャパシタ１７０のキャパシタンスは、Ｃ＝１／（ＲLω）に設定されている。また、本実施形態において、インダクタ１７１のインダクタンスは、Ｌ＝２ＲL／ωに設定されている。移相器１４１における位相変換の原理については後述する。
合成部１４２は、移相器１４０から出力される信号（第６信号）と、移相器１４１から出力される信号（第７信号）とを合成した信号を、整合回路１２１を介して、信号ＲＦINの増幅信号ＲＦOUTとして出力する。
図３は、キャリアアンプ１１１がオン、ピークアンプ１１２がオフの状態、すなわち信号ＲＦINがＶBACK以下の領域での状態を示す図である。この場合、ピークアンプ１１２がオフであるから、ピークアンプ１１２の出力側のインピーダンスは理想的にはオープンである。後述するように、キャパシタ１６１およびインダクタ１７１は省略可能であるから、合成部１４２から見た負荷側（整合回路１２１側）のインピーダンスをＲLとし、キャパシタ１６１およびインダクタ１７１を無視すると、インダクタ１６０の出力から見た負荷側のインピーダンスもＲLである。従ってキャリアアンプ１１１の出力から見た負荷側のインピーダンスは、ＲL＋ｊω×（ＲL／ω）＝ＲL＋ｊ×ＲLとなる。
図４は、キャリアアンプ１１１及びピークアンプ１１２が共にオンかつ電流が等しい状態、すなわち信号ＲＦINがＶMAXの状態を示す図である。この場合、ピークアンプ１１２がオンかつキャリアアンプ１１１と同じ電流が流れるから、合成部１４２から見た負荷側（整合回路１２１側）のインピーダンスをＲLとすると、移相器１４０の出力から見た負荷側のインピーダンスおよび移相器１４１の出力から見た負荷側のインピーダンスは、負荷側のインピーダンスＲLを分配して、ともに２ＲLとなる。すなわち、移相器１４０及び移相器１４１は並列接続であるため、移相器１４０及び移相器１４１の合成インピーダンスを負荷側インピーダンスＲLと一致させるためには、合成インピーダンスを、負荷側インピーダンスＲLの２倍のインピーダンス２ＲLとする必要がある。この状態において、移相器１４０は、位相を４５度遅らせるとともに、キャリアアンプ１１１の出力から見た負荷側のインピーダンス（ＲL）と移相器１４０の出力から見た負荷側のインピーダンス（２ＲL）との間のインピーダンス変換を行う。また、移相器１４１は、位相を４５度進めるとともに、ピークアンプ１１２の出力から見た負荷側のインピーダンス（ＲL）と移相器１４１の出力から見た負荷側のインピーダンス（２ＲL）との間のインピーダンス変換を行う。以下、位相変換及びインピーダンス変換の原理について説明する。
図５は、図４の状態におけるキャリアアンプ１１１側の経路を示す図である。ここで、移相器１４０の入力側の電圧をＶ1、電流をＩ1とし、移相器１４０の出力側の電圧をＶ2、電流をＩ2とする。移相器１４０の出力から見た負荷側のインピーダンスは２ＲLであるから、電流Ｉ2は、以下の式により表される。
Figure 2016019228
また、電流Ｉ1は、以下の式により表される。
Figure 2016019228
そして、電圧Ｖ1は、以下の式により表される。
Figure 2016019228
上式より、電圧Ｖ2は、電圧Ｖ1より４５度遅れた位相となることがわかる。
また、キャリアアンプ１１１の出力から見た負荷側のインピーダンスは、以下の式により表される。
Figure 2016019228
上式より、キャリアアンプ１１１の出力から見た負荷側のインピーダンスがＲLとなることがわかる。
図６は、図４の状態におけるピークアンプ１１２側の経路を示す図である。ここで、移相器１４１の入力側の電圧をＶ1、電流をＩ1とし、移相器１４１の出力側の電圧をＶ2、電流をＩ2とする。移相器１４１の出力から見た負荷側のインピーダンスは２ＲLであるから、電流Ｉ2は、以下の式により表される。
Figure 2016019228
また、電流Ｉ1は、以下の式により表される。
Figure 2016019228
そして、電圧Ｖ1は、以下の式により表される。
Figure 2016019228
上式より、電圧Ｖ2は、電圧Ｖ1より４５度進んだ位相となることがわかる。
また、ピークアンプ１１２の出力から見た負荷側のインピーダンスは、以下の式により表される。
Figure 2016019228
上式より、キャリアアンプ１１１の出力から見た負荷側のインピーダンスがＲLとなることがわかる。
このような構成の電力増幅器１００によれば、信号ＲＦINの電力レベルが比較的低い領域（例えば、６ｄＢバックオフ未満の領域）においては、キャリアアンプ１１１のみが動作する。また、信号ＲＦINの電力レベルが比較的高い領域（例えば、６ｄＢバックオフ以上の領域）においては、キャリアアンプ１１１及びピークアンプ１１２の両方が動作する。そして、電力増幅器１００では、移相器１４０，１４１により、一般的なドハティアンプのλ／４線路と同等の機能を実現することができる。
次に、移相器１４０のキャパシタ１６１及び移相器１４１のインダクタ１７１を省略可能であることについて説明する。図７に示すように、キャパシタ１６１及びインダクタ１７１は、一端が合成部１４２に接続され、他端が接地された並列回路とみなすことができる。キャパシタ１６１及びインダクタ１７１の合成インピーダンスＺLCは、以下の式により表される。
Figure 2016019228
上式のとおり、キャパシタ１６１及びインダクタ１７１の各々のインピーダンスを所定インピーダンスに設定することで、キャパシタ１６１及びインダクタ１７１の合成インピーダンスは無限大となる。従って、キャパシタ１６１及びインダクタ１７１は省略することができる。図８は、図１に示した電力増幅器１００からキャパシタ１６１及びインダクタ１７１を省略した電力増幅器１００Ａの構成を示す図である。なお、図１に示した電力増幅器１００と同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。図８に示すように、電力増幅器１００Ａは、キャパシタ１６１が省略された移相器１４０Ａと、インダクタ１７１が省略された移相器１４１Ａを含む。移相器１４０Ａ，１４１Ａの機能は、電力増幅器１００の移相器１４０，１４１と同等である。電力増幅器１００Ａは、同一基板上に形成されてもよいし、複数の基板上に形成されてもよい。
図９は、図８の電力増幅器１００Ａにおける、キャリアアンプ１１１の出力とピークアンプ１１２の出力との位相差のシミュレーション結果の一例を示す図である。なお、図９には、比較例として、移相器１４０Ａ，１４１Ａの代わりにキャリアアンプ１１１の出力側にλ／４線路を備える一般的なドハティアンプにおけるシミュレーション結果も示されている。図９において、横軸は周波数（ＧＨｚ）、縦軸は位相差（度）である。なお、図９に示す例では、電力増幅器１００Ａ及び一般的なドハティアンプのいずれについても、信号ＲＦINの周波数が１．９ＧＨｚにおいて位相差が９０度となるように設計されている。
図９に示すように、一般的なドハティアンプの場合、周波数の変化に応じて、位相差はほぼ線形に変化する。即ち、周波数１．９ＧＨｚ付近における位相差の変化率が比較的大きくなっている。他方、電力増幅器１００Ａの場合、周波数１．９ＧＨｚ付近における位相差の変化率が比較的小さくなっている。これは、周波数変化による移相器１４０Ａの特性変化が、周波数変化による移相器１４１Ａの特性変化により打ち消されるためである。
従って、図９のシミュレーション結果から、電力増幅器１００Ａは、一般的なドハティアンプと比較して、より広帯域な信号ＲＦINに対応可能であることがわかる。
電力増幅器１００Ａが広帯域な信号ＲＦINに対応可能であることは、一般的なドハティアンプと電力増幅器１００Ａにおける電力付加効率（ＰＡＥ：Power Added Efficiency）のシミュレーション結果からもわかる。図１０Ａ，１０Ｂは、横軸を周波数（ＧＨｚ）、縦軸をＰＡＥ（％）としたシミュレーション結果の一例を示す図である。なお、図１０Ａ，１０Ｂには、信号ＲＦINの電力レベルが異なる複数のシミュレーション結果が示されている。
図１０Ａに示すように、一般的なドハティアンプでは、中心周波数を１．９ＧＨｚとした場合における、ＰＡＥを考慮した帯域幅は、例えば約０．２ＧＨｚ程度である。他方、図１０Ｂに示すように、電力増幅器１００Ａでは、中心周波数を１．９ＧＨｚとした場合における、ＰＡＥを考慮した帯域幅は、例えば約１．０ＧＨｚ程度である。このシミュレーション結果からも、電力増幅器１００Ａは、一般的なドハティアンプと比較して、より広帯域な信号ＲＦINに対応可能であることがわかる。
なお、図９、図１０Ａ、及び図１０Ｂに示すシミュレーション結果は電力増幅器１００Ａに関するものであるが、電力増幅器１００においても同様の効果が得られることは明らかである。
図１１は、電力増幅器の他の構成例を示す図である。電力増幅器１００Ｂは、電力増幅器１００Ａの構成に加えて、スイッチ回路２００を備えている。なお、図８に示した電力増幅器１００Ａと同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。電力増幅器１００Ｂは、同一基板上に形成されてもよいし、複数の基板上に形成されてもよい。
スイッチ回路２００は、電力増幅器１００Ｂのパワーモード（出力パワー）を制御するパワーモード信号ＭＯＤＥに応じて、初段アンプ１１０から出力される信号の経路を、合成部１４２または３ｄＢカプラ１３０に切り替える。具体的には、例えば、低パワーモードの場合、スイッチ回路２００は、初段アンプ１１０から出力される信号が合成部１４２に出力されるように信号経路を切り替える。また例えば、高パワーモードの場合、スイッチ回路２００は、初段アンプ１１０から出力される信号が３ｄＢカプラ１３０に出力されるように信号経路を切り替える。
このように、スイッチ回路２００を設けることにより、パワーモードに応じた電力増幅が可能となる。なお、電力増幅器１００Ｂは、スイッチ回路２００が３ｄＢカプラ１３０側に接続されている際の、キャパシタ１５１から見た負荷側のインピーダンスがＲLとなるように設計されている。従って、電力増幅器１００Ｂでは、スイッチ回路２００によって信号経路が切り替えられた際のインピーダンス変動を抑制することができる。
以上、本実施形態について説明した。本実施形態の電力増幅器１００（１００Ａ，１００Ｂ）は、一般的なドハティアンプと同様に、信号ＲＦINの電力レベルに応じたピークアンプの動作のオンオフにより、キャリアアンプのロードインピーダンスを変化させることができる。これにより、一般的なドハティアンプと同様に、高効率な電力増幅を行うことが可能となる。さらに、本実施形態の電力増幅器１００，１００Ａ，１００Ｂでは、一般的なドハティアンプにおけるλ／４線路の代わりに、インダクタ及びキャパシタによる移相器１４０（１４０Ａ），１４１（１４１Ａ）が用いられている。従って、一般的なドハティアンプと比較して小型化が可能となる。
また、本実施形態の電力増幅器１００Ａ，１００Ｂにおいては、移相器１４０，１４１におけるキャパシタ１６１及びインダクタ１７１は省略されている。これにより、回路サイズをさらに小型化することが可能となる。
また、本実施形態の電力増幅器１００（１００Ａ，１００Ｂ）では、キャリアアンプ１１１とピークアンプ１１２とに信号を分配する分配器として、３ｄＢカプラ１３０が用いられている。３ｄＢカプラ１３０は、回路規模が小さく、また、チップ上に作成可能であるため、電力増幅器１００の回路サイズを小型化することが可能となる。
なお、３ｄＢカプラ以外の任意の分配器を用いることができる。例えば、分配器として、ウィルキンソンデバイダに移相器を組合せたものや、ブランチラインを用いてもよい。
また、本実施形態の電力増幅器１００Ｂでは、初段アンプ１１０から出力される信号を、パワーモード信号に基づいて、合成部１４２または３ｄＢカプラ１３０のいずれかに出力することができる。これにより、パワーモードに応じた電力増幅が可能となる。
また、本実施形態の電力増幅器１００，１００Ａ，１００Ｂは、それぞれ、同一基板上に構成することが可能である。
なお、本実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。
１００，１００Ａ，１００Ｂ 電力増幅器
１１０ 初段アンプ
１１１ キャリアアンプ
１１２ ピークアンプ
１２０，１２１ 整合回路
１３０ ３ｄＢカプラ
１４０，１４１ 移相器
１５０，１６０，１７１ インダクタ
１５１，１６１，１７０ キャパシタ
２００ スイッチ回路

Claims (7)

  1. 第１信号を、第２信号と、該第２信号より略９０度遅れた第３信号とに分配する分配器と、
    前記第１信号の電力レベルが第１レベル以上の領域において、前記第２信号を増幅して第４信号を出力する第１増幅器と、
    前記第１信号の電力レベルが前記第１レベルより高い第２レベル以上の領域において、前記第３信号を増幅して第５信号を出力する第２増幅器と、
    前記第４信号が入力され、前記第４信号より略４５度遅れた第６信号を出力する第１移相器と、
    前記第５信号が入力され、前記第５信号より略４５度進んだ第７信号を出力する第２移相器と、
    前記第６及び第７信号を合成し、前記第１信号の増幅信号を出力する合成部と、
    を備える電力増幅器。
  2. 請求項１に記載の電力増幅器であって、
    前記第１移相器は、前記第１増幅器と前記合成部との間に直列に接続された第１インダクタにより構成され、
    前記第２移相器は、前記第２増幅器と前記合成部との間に直列に接続された第１キャパシタにより構成される、
    電力増幅器。
  3. 請求項２に記載の電力増幅器であって、
    前記第１移相器は、一端が前記合成部に電気的に接続され、他端が接地された第２キャパシタをさらに含み、
    前記第２移相器は、一端が前記合成部に電気的に接続され、他端が接地された第２インダクタをさらに含む、
    電力増幅器。
  4. 請求項１〜３の何れか一項に記載の電力増幅器であって、
    前記分配器は、分布結合３ｄＢカプラを含む、
    電力増幅器。
  5. 請求項１〜４の何れか一項に記載の電力増幅器であって、
    入力信号を増幅して前記第１信号を出力する第３増幅器をさらに備える、
    電力増幅器。
  6. 請求項５に記載の電力増幅器であって、
    出力パワーを制御するパワーモード信号に基づいて、前記第１信号を、前記分配器または前記合成部のいずれかに出力するスイッチ回路をさらに備える、
    電力増幅器。
  7. 請求項１〜６の何れか一項に記載の電力増幅器であって、
    前記分配器、前記第１増幅器、前記第２増幅器、前記第１移相器、前記第２移相器、及び前記合成部は、同一の基板上に形成されている、
    電力増幅器。
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