JP2018117217A - 電力増幅モジュール - Google Patents
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Abstract
【課題】高出力電力及び高い線形性を実現する電力増幅モジュールを提供する。【解決手段】電力増幅モジュールは、入力信号を分配する分配回路と、第1増幅器と、第2増幅器と、合成部において入力信号の増幅信号を出力する合成回路と、第1増幅器と第2増幅器の間を接続する抵抗素子と、抵抗素子に並列接続された第1キャパシタとを備え、合成回路は、第1増幅器の出力端子と合成部の間に直列接続された第1インダクタと、第2増幅器の出力端子と合成部の間に直列接続された第2インダクタと、一端が合成部に接続され、他端が接地された第2キャパシタとを備え、第1増幅器の出力端子から合成部を経由して第2増幅器に至る第3信号の位相は、第1インダクタ及び第2キャパシタにおいて略45度遅れ、第2インダクタ及び第2キャパシタにおいて略45度遅れ、第1増幅器の出力端子から第1キャパシタを経由して第2増幅器に至る第3信号の位相は略90度進む。【選択図】図1
Description
本発明は、電力増幅モジュールに関する。
携帯電話機等の移動体通信機においては、送信信号を増幅するための電力増幅器が搭載されている。例えば、特許文献1には、高出力電力の要求を満たすため、入力された信号を分配する電力分配回路と、分配された信号をそれぞれ増幅する1組の増幅素子と、増幅された信号を合成する電力合成回路と、を備える高周波増幅器が開示されている。当該高周波増幅器は、1組の増幅素子の出力端子間を電気的に接続するアイソレーション抵抗と、インピーダンスを大きくするように当該アイソレーション抵抗に並列接続された受動素子を備える。これにより、不平衡モードにおいて一方の経路から他方の経路に信号が回り込む場合であっても、アイソレーション抵抗において電力が吸収されるため、増幅素子間のアイソレーションが確保される。
ところで、電力増幅器においては、適用される通信規格の変更に応じて性能の向上が求められる。例えば、LTE(Long Term Evolution)−Advanced等の通信規格においては、異なる周波数帯域の複数の送信信号を同時に送信するキャリアアグリゲーションが適用されることとなる。そのため、電力増幅器は、出力電力の向上のみならず出力の線形性の向上も求められる。
ここで、一般的に、増幅素子から見た負荷側のインピーダンスは実数付近において増幅素子の性能が最大化される。この点、特許文献1に開示される構成においては、各増幅素子と高周波増幅器の負荷側とのインピーダンス整合が単一の受動素子によってなされるため、各増幅素子の負荷側のインピーダンスの虚部がほぼ最大となる。従って、特許文献1に開示される構成によっては、増幅素子の性能の向上に制限があり、線形性を向上させることが困難である。
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、高出力電力及び高い線形性を実現する電力増幅モジュールを提供することを目的とする。
本発明の一側面に係る電力増幅モジュールは、入力信号を第1信号と第2信号に分配する分配回路と、第1信号を増幅して第3信号を出力する第1増幅器と、第2信号を増幅して第4信号を出力する第2増幅器と、合成部において第3及び第4信号を合成し、入力信号の増幅信号を出力する合成回路と、第1増幅器の出力端子と第2増幅器の出力端子の間を電気的に接続する抵抗素子と、抵抗素子に並列接続された第1キャパシタと、を備え、合成回路は、第1増幅器の出力端子と合成部の間に直列接続された第1インダクタと、第2増幅器の出力端子と合成部の間に直列接続された第2インダクタと、一端が合成部に接続され、他端が接地された第2キャパシタと、を備え、第1増幅器の出力端子から合成部を経由して第2増幅器の出力端子に至る第3信号の位相は、第1インダクタ及び第2キャパシタにより構成される第1移相器において略45度遅れ、第2インダクタ及び第2キャパシタにより構成される第2移相器において略45度遅れ、第1増幅器の出力端子から第1キャパシタを経由して第2増幅器の出力端子に至る第3信号の位相は略90度進む。
本発明によれば、高出力電力及び高い線形性を実現する電力増幅モジュールを提供することができる。
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しつつ詳細に説明する。なお、同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。
図1は、本発明の第1実施形態にかかる電力増幅モジュールの構成例を示す図である。図1に示される電力増幅モジュール100は、例えば、携帯電話機に搭載され、基地局に送信する信号の電力を増幅するために用いられる。電力増幅モジュール100は、例えば、2G(第2世代移動通信システム)、3G(第3世代移動通信システム)、4G(第4世代移動通信システム)、5G(第5世代移動通信システム)、LTE(Long Term Evolution)−FDD(Frequency Division Duplex)、LTE−TDD(Time Division Duplex)、LTE−Advanced、LTE−Advanced Pro等の通信規格の信号の電力を増幅する。なお、電力増幅モジュール100が増幅する信号の通信規格はこれらに限られない。
電力増幅モジュール100は、分配回路110、トランジスタQ1a,Q1b、合成回路120、抵抗素子R1a,R1b,R2及びキャパシタC2を備える。分配回路110、トランジスタQ1a,Q1b及び合成回路120は閉ループ回路を構成している。以下に、各構成要素について詳細に説明する。
分配回路110は、分配部112において、入力端子から入力される無線周波数(RF:Radio−Frequency)信号RFin(入力信号)を、トランジスタQ1a側の信号(第1信号)とトランジスタQ1b側の信号(第2信号)とに略均等に分配する。RF信号RFinの周波数は、例えば数GHz程度である。また、分配回路110は、キャパシタC1a,C1bを備える。キャパシタC1a,C1bは、それぞれ、一端が分配部112に接続され、他端がトランジスタQ1a,Q1bのベースに接続される。キャパシタC1a,C1bは、RF信号RFinの直流成分を除去する。なお、分配回路110の構成はこれに限られず、例えば3dBカプラや集中定数回路を用いて構成されてもよい。
トランジスタQ1a(第1増幅器)及びトランジスタQ1b(第2増幅器)は、分配回路110から出力される信号をそれぞれ増幅する増幅器である。増幅器は特に限定されないが、図1においては、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(HBT:Heterojunction Bipolar Transistor)を用いた例が示されている。具体的には、トランジスタQ1aは、ベースがキャパシタC1aの他端に接続され、エミッタが接地され、コレクタ(出力端子)からRF信号を増幅した増幅信号(第3信号)が出力される。同様に、トランジスタQ1bは、ベースがキャパシタC1bの他端に接続され、エミッタが接地され、コレクタ(出力端子)からRF信号を増幅した増幅信号(第4信号)が出力される。また、トランジスタQ1aのベースには抵抗素子R1aを経由してバイアス電圧又はバイアス電流Biasが供給され、トランジスタQ1bのベースには抵抗素子R1bを経由してバイアス電圧又はバイアス電流Biasが供給される。なお、増幅器は電界効果トランジスタ(MOSFET:Metal−oxide−semiconductor Field Effect Transistor)等の他のトランジスタであってもよい。バイポーラトランジスタの代わりにMOSFETが用いられる場合、コレクタ、ベース、エミッタを、それぞれ、ドレイン、ゲート、ソースに読み替えればよい。
合成回路120は、インダクタL1a(第1インダクタ),L1b(第2インダクタ)、キャパシタC3(第2キャパシタ)及び合成部122を備える。合成部122は、トランジスタQ1aのコレクタから出力された増幅信号(第3信号)とトランジスタQ1bのコレクタから出力された増幅信号(第4信号)を合成し、増幅信号RFout1を出力する。インダクタL1a,L1bは、それぞれ、トランジスタQ1a,Q1bのコレクタと合成部122の間に直列接続される。キャパシタC3は、一端が合成部122に接続され、他端が接地される。なお、キャパシタC3のキャパシタンスは、例えばキャパシタC2のキャパシタンスの略2倍である。インダクタL1a,L1b及びキャパシタC3の機能については後述する。
抵抗素子R2は、トランジスタQ1aのコレクタとトランジスタQ1bのコレクタとの間を電気的に接続する。
キャパシタC2(第1キャパシタ)は、抵抗素子R2と並列接続される。具体的にはキャパシタC2は、一端がトランジスタQ1aのコレクタに接続され、他端がトランジスタQ1bのコレクタに接続される。
次に、図2〜図8を参照しつつ、電力増幅モジュール100の不平衡モード及び平衡モードにおける動作について説明する。平衡モードとはトランジスタQ1a,Q1bから出力される増幅信号の電力レベル及び位相が略同値となる場合であり、不平衡モードとは当該増幅信号の電力レベル又は位相のいずれか一方又は双方が同値ではない場合である。不平衡モードは、例えばトランジスタや伝送線路の製造ばらつきにより生じる。
図2は、比較例の合成回路における不平衡モードの等価回路図である。本明細書において比較例(比較例10)とは、図1に示される合成回路120が備えるキャパシタC3を備えず、インダクタL1a,L1bの代わりに伝送線路Lx,Lyを備える構成(合成回路12)とする。伝送線路Lx,Lyは、RF信号の波長をλとした場合のλ/8線路であり、伝送線路Lx,Lyの両端においてRF信号の位相は45度ずれる。なお、説明の便宜上、比較例10が備える構成要素には、電力増幅モジュール100の対応する構成要素と同様の符号を用いる。
比較例10において、一方のトランジスタから出力される増幅信号が、他方のトランジスタ側の経路に回り込む場合を考える。ここでは、トランジスタQ1aから出力される増幅信号RFaがトランジスタQ1b側の経路に回り込む場合を例として説明し、トランジスタQ1bから出力される増幅信号RFbがトランジスタQ1a側の経路に回り込む場合については説明を省略する。図2に示される接続点A点を通る増幅信号RFaは、伝送線路Lxの経由により位相が略45度遅れ、合成部122を経由し、伝送線路Lyの経由により位相がさらに略45度遅れる(図2参照)。従って、接続点A点から伝送線路Lx、合成部122及び伝送線路Lyを経由して接続点B点に至る信号の位相は、接続点A点における増幅信号RFaの位相に比べて略90度遅れることとなる。一方、接続点A点からキャパシタC2を経由して接続点B点に至る信号の位相は、接続点A点における増幅信号RFaの位相に比べて略90度進むこととなる。これにより、不平衡モードにおいて、接続点B点における信号は接続点A点における信号に対して略逆位相となる。すなわち、一方の増幅信号が他方の増幅経路に回り込む場合であっても、信号の振幅が相殺され、増幅器間のアイソレーションが確保される。
図3は、比較例の合成回路における平衡モードの等価回路図である。平衡モードにおいては、入力信号が分配回路により同振幅同位相で分配されるため、抵抗素子R2及びキャパシタC2の両端における信号は同振幅同位相となる。従って、図3に示される等価回路においては、抵抗素子R2及びキャパシタC2が省略されている。
図3に示されるように、トランジスタの出力から見た合成回路側のインピーダンスをZQ、伝送線路Lx,Lyの特性インピーダンスをZ0、合成部122から見た負荷側のインピーダンスをZLとする。伝送線路Lx及び伝送線路Lyは並列接続されているため、伝送線路Lx,Lyの出力から見た負荷側のインピーダンスは、それぞれ2ZLとなる。
図4は、比較例の合成回路における平衡モードのインピーダンスの軌跡を示す説明図である。図4には、スミスチャート上において、中心(2ZL)から伝送線路Lx又は伝送線路Lyを経由する場合のインピーダンスの軌跡が示されている。比較例においては一つの受動素子(ここでは、伝送線路Lx又は伝送線路Ly)のみによって位相変換及びインピーダンス変換がなされる。従って、トランジスタの出力から見た合成回路側のインピーダンスZQは実軸から離れ、虚数となる(図4参照)。ここで、トランジスタは一般的に、トランジスタの出力から見た合成回路側のインピーダンスZQが実数付近においてトランジスタの性能が最大化される。この点、比較例10の構成ではインピーダンスZQの虚部がほぼ最大となり、トランジスタの線形性の向上に制限がかかる。
図5は、本発明の第1実施形態にかかる電力増幅モジュールの合成回路における不平衡モードの等価回路図である。合成回路120は、信号経路に直列接続されたインダクタL1a及び信号経路にシャント接続されたキャパシタC3aにより構成される移相器124a(第1移相器)と、信号経路に直列接続されたインダクタL1b及び信号経路にシャント接続されたキャパシタC3bにより構成される移相器124b(第2移相器)とを備える構成(合成回路120´)として等価的に表すことができる(図5参照)。すなわち、移相器124a,124bは、L型のLPF(Low Pass Filter)と同様の構成を有する。また、移相器124a,124bは、後述するように出力信号の位相が入力信号の位相に比べてそれぞれ略45度遅れるように各素子の定数が設計される。一方、図2に示される比較例10と同様に、接続点A点からキャパシタC2を経由して接続点B点に至る信号の位相は、接続点A点における増幅信号RFaの位相に比べて略90度進むこととなる。これにより、接続点A点から移相器124a、合成部122及び移相器124bを経由して接続点B点に至る信号は、接続点A点からキャパシタC2を経由して接続点B点に至る信号に対して略逆位相となる。すなわち、一方の増幅信号が他方の増幅経路に回り込む場合であっても、信号の振幅が相殺され、増幅器間のアイソレーションが確保される。
図6は、本発明の第1実施形態にかかる電力増幅モジュールの合成回路における平衡モードの等価回路図である。平衡モードにおいては、図3と同様に、抵抗素子R2及びキャパシタC2が省略されている。
移相器124aは、信号の位相を略45度遅らせるとともに、移相器124aの出力から見た負荷側のインピーダンス2ZLとトランジスタQ1a(不図示)の出力から見た負荷側のインピーダンスZQとの間のインピーダンス変換を行う。同様に、移相器124bは、信号の位相を略45度遅らせるとともに、移相器124bの出力から見た負荷側のインピーダンス2ZLとトランジスタQ1b(不図示)の出力から見た負荷側のインピーダンスZQとの間のインピーダンス変換を行う。
図7は、本発明の第1実施形態にかかる電力増幅モジュールの合成回路における平衡モードのインピーダンスの軌跡を示す説明図である。図7には、スミスチャート上において、中心(2ZL)から移相器124a又は移相器124bを経由する場合のインピーダンスの軌跡が示されている。電力増幅モジュール100においては、2つの受動素子(インダクタL1a及びキャパシタC3a又はインダクタL1b及びキャパシタC3b)によって位相変換及びインピーダンス変換がなされる。このため、電力増幅モジュール100においては、トランジスタの出力から見た合成回路側のインピーダンスZQを実軸に近づけることができる(図7参照)。
図8は、移相器124aにおけるインピーダンス変換を説明するための図である。移相器124aは、図6に示されるように、信号経路に直列接続されたインダクタL1a及び信号経路にシャント接続されたキャパシタC3aを備える。また、入力電圧をV1、出力電圧をV2、入力電流をI1、出力電流をI2、入力端子から見た移相器側のインピーダンスをZ1、出力端子から見た移相器側のインピーダンスをZ2、インダクタL1aのインダクタンスをL、キャパシタC3aのキャパシタンスをC、信号の中心周波数に対応する角周波数をωとする。
移相器124aの基本行列は以下の式1により表される。
従って、移相器124aの利得特性は以下の式2を満たす。
また、移相器124aの利得特性は以下の式3を満たす。
ここで、移相器124aの位相差をπ/4とすると、上記式2より以下の式4が成立する。
同様に、上記式3より以下の式5が成立する。
さらに、上記式4及び式5より、以下の式6が成立する。
従って、移相器124aの位相差がπ/4の場合、インダクタL1aのインダクタンスがL=Z2/2ω、キャパシタC3aのキャパシタンスがC=1/ωZ2となる。またこの時、以下の式7に示されるように、インピーダンスZ1(すなわち、図6に示されるインピーダンスZQに相当)が実数となる。
上述の通り、電力増幅モジュール100は、不平衡モードの増幅器間のアイソレーションを確保しつつ、インピーダンスZQが実数となるように設計され得る。すなわち、電力増幅モジュール100は、比較例10に比べてトランジスタを高い性能で動作させることができ、トランジスタの線形性を向上させることができる。
なお、電力増幅モジュール100においては、抵抗素子R2及びキャパシタC2を合成回路120側に設ける構成が示されているが、抵抗素子R2及びキャパシタC2は分配回路110側に設けてもよい。また、抵抗素子R2及びキャパシタC2の配置順はこれに限られず、抵抗素子R2がキャパシタC2より合成回路120側に配置されていてもよい。
また、図1には増幅器が一段から成る構成が示されているが、増幅器の段数は一段に限られず、二段以上であってもよい。電力増幅モジュールが二段以上の増幅器を含む場合、他の段に比べて最終段(パワー段)の増幅器において出力電力が最大となるため、当該最終段の増幅器に本構成が適用されることが好ましい。
また、電力増幅モジュール100においては、増幅経路が2つである例が示されているが、増幅経路の数はこれに限られず、3つ以上であってもよい。
図9は、本発明の第1実施形態にかかる電力増幅モジュールの他の構成例を示す図である。なお、図1に示される電力増幅モジュール100と同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。また、本実施形態以降では第1実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。電力増幅モジュール100Aは、電力増幅モジュール100の構成に加えて、インダクタL2、キャパシタC4及び出力整合回路130を備える。
インダクタL2及びキャパシタC4は、トランジスタQ1a及びトランジスタQ1bのコレクタに電圧または電流を供給するバイアス回路である。具体的には、インダクタL2は、一端に電源電圧Vccが供給され、他端が合成回路120の出力端子に電気的に接続される。インダクタL2は、信号ラインから電源へのRF信号のクロストークを抑制する。キャパシタC4は、一端に電源電圧Vccが供給され、他端が接地される。キャパシタC4は電源電圧Vccを安定させるデカップリングコンデンサである。
出力整合回路(MN:Matching Network)130は、一端に増幅信号RFout1が供給され、他端から出力信号RFout2を出力する。出力整合回路130は、前段の合成回路120と後段の負荷(例えば、50Ω)とのインピーダンスを整合させる回路である。出力整合回路130は、例えば、キャパシタやインダクタを用いて構成される。
このような構成によっても、電力増幅モジュール100Aは電力増幅モジュール100と同様の効果を得ることができる。また、電力増幅モジュール100Aにおいては、1つのバイアス回路によって、トランジスタQ1a及びトランジスタQ1bの双方のコレクタに電圧又は電流を供給することができる。従って、トランジスタのコレクタに電圧又は電流を供給するためのバイアス回路をそれぞれ要する構成に比べて、回路規模の削減を図ることができる。
図10は、本発明の第1実施形態にかかる電力増幅モジュールの他の構成例を示す図である。なお、図9に示される電力増幅モジュール100Aと同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。電力増幅モジュール100Bは、電力増幅モジュール100Aの構成に比べて、高調波終端回路140a,140bをさらに備える。
高調波終端回路140a(第1高調波終端回路)は、トランジスタQ1aのコレクタ(出力端子)に接続され、トランジスタQ1aが出力する増幅信号の高調波(例えば、2倍波又は3倍波等)を短絡する。同様に、高調波終端回路140b(第2高調波終端回路)は、トランジスタQ1bのコレクタ(出力端子)に接続され、トランジスタQ1bが出力する増幅信号の高調波(例えば、2倍波又は3倍波等)を短絡する。高調波終端回路140a,140bの構成は特に限定されないが、例えば増幅信号の高調波の周波数を共振周波数とするLC直列共振回路であってもよい。
このような構成によっても、電力増幅モジュール100Bは電力増幅モジュール100と同様の効果を得ることができる。また、電力増幅モジュール100Bは、高調波終端回路140a,140bにより高調波が減衰されるため、電力増幅モジュール100,100Aに比べて電力効率を改善することができる。
図11は、本発明の第2実施形態にかかる電力増幅モジュールの構成例を示す図である。なお、図1に示される電力増幅モジュール100と同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。電力増幅モジュール200は、電力増幅モジュール100の構成に比べて、合成回路120の代わりに合成回路210を備え、キャパシタC2の代わりにインダクタL3を備える。
合成回路210は、キャパシタC5a(第3キャパシタ),C5b(第4キャパシタ)、インダクタL4(第4インダクタ)及び合成部122を備える。キャパシタC5a,C5bは、それぞれ、トランジスタQ1a,Q1bのコレクタと合成部122の間に直列接続される。インダクタL4は、一端が合成部122に接続され、他端が接地される。なお、インダクタL4のインダクタンスは、例えばインダクタL3のインダクタンスの略2分の1である。
インダクタL3(第3インダクタ)は、抵抗素子R2と並列接続される。具体的にはインダクタL3は、一端がトランジスタQ1aのコレクタに接続され、他端がトランジスタQ1bのコレクタに接続される。
電力増幅モジュール200は、電力増幅モジュール100におけるキャパシタ及びインダクタの構成が入れ替わった構成である。すなわち、電力増幅モジュール200における合成回路210は、信号経路に直列接続されたキャパシタC5a及び信号経路にシャント接続されたインダクタL4により構成される移相器(第3移相器)と、信号経路に直列接続されたキャパシタC5b及び信号経路にシャント接続されたインダクタL4により構成される移相器(第4移相器)とを備える構成である。当該移相器は、それぞれ、L型のHPF(High Pass Filter)と同様の構成を有し、出力信号の位相が入力信号の位相に比べて略45度進むように各素子の定数が設計される。
合成回路210においても、図1に示される合成回路120と同様に、不平衡モードにおいて、トランジスタQ1aの出力端子からキャパシタC5a、インダクタL4及びキャパシタC5bを経由してトランジスタQ1bの出力端子に至る信号の位相は略90度進み、トランジスタQ1aの出力端子からインダクタL3を経由してトランジスタQ1bの出力端子に至る信号の位相は略90遅れる。これにより、不平衡モードにおいて増幅器間のアイソレーションが確保される。また、平衡モードにおいて、増幅器の出力から見た負荷側のインピーダンスZQを実数とすることができる。従って、電力増幅モジュール200は電力増幅モジュール100と同様の効果を得ることができる。
図12は、本発明の第2実施形態にかかる電力増幅モジュールの他の構成例を示す図である。なお、図11に示される電力増幅モジュール200と同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。電力増幅モジュール200Aは、電力増幅モジュール200の構成に加えて、インダクタL5a,L5b、キャパシタC6a,C6b及び出力整合回路130を備える。
インダクタL5a及びキャパシタC6a、又はインダクタL5b及びキャパシタC6bは、それぞれ、トランジスタQ1a又はトランジスタQ1bのコレクタに電圧又は電流を供給するバイアス回路である。具体的には、インダクタL5aは、一端に電源電圧Vccが供給され、他端がトランジスタQ1aのコレクタとキャパシタC5aとの接続点に電気的に接続される。インダクタL5bは、一端に電源電圧Vccが供給され、他端がトランジスタQ1bのコレクタとキャパシタC5bとの接続点に電気的に接続される。キャパシタC6a,C6bは、それぞれ、一端に電源電圧Vccが供給され、他端が接地される。なお、インダクタL5a,L5b及びキャパシタC6a,C6bの機能については、電力増幅モジュール100AにおけるインダクタL2及びキャパシタC4と同様であるため、詳細な説明は省略する。
出力整合回路130は、一端に増幅信号RFout1が供給され、他端から出力信号RFout2を出力する。
このような構成によっても、電力増幅モジュール200Aは電力増幅モジュール100と同様の効果を得ることができる。また、電力増幅モジュール200Aにおいては、コレクタに電圧又は電流を供給するバイアス回路が並列接続される。これにより、コレクタに電圧又は電流を供給するバイアス回路が並列接続されない構成に比べ、インダクタL5a,L5b及びキャパシタC6a,C6bの寄生抵抗が略2分の1となり、出力信号の線形性等の性能の向上を図ることができる。
なお、電力増幅モジュール200,200Aは、図10に示される電力増幅モジュール100Bと同様に、高調波終端回路140a,140bを備えていてもよい。
図13は、本発明の第1実施形態にかかる電力増幅モジュールの実装例を示す図である。なお、電力増幅モジュールの構成要素については、図9に示される電力増幅モジュール100Aと同様であるため、説明を省略する。
図13に示されるように、電力増幅モジュール100Aは、分配回路110、トランジスタQ1a,Q1b、抵抗素子R1a,R1b,R2及びキャパシタC2,C3が同一の基板150上に集積化されている。基板150は、例えばモノリシックマイクロ波集積回路(MMIC:Monolithic Microwave Integrated Circuit)であってもよい。これにより、回路規模の削減を図ることができる。また、インダクタL1a,L1bは、電力増幅モジュール100Aが構成されるモジュールに表面実装部品(SMD:Surface Mount Device)又は配線等により実装されていてもよい。
なお、基板150上において、抵抗素子R2及びキャパシタC2,C3は、トランジスタQ1aとトランジスタQ1bとの間に実装されていてもよい。さらに、基板150上において基板150の主面を平面視した場合に、1組の対を成す素子(例えば、トランジスタQ1aとトランジスタQ1b、又はキャパシタC1aとキャパシタC1b等)は、1組の対を成さない素子(例えば抵抗素子R2又はキャパシタC2,C3等)を中心として線対称に配置されていてもよい。1組の対を成す素子が線対称に配置されることにより、2つの増幅経路間における信号の不均衡が抑制される。
また、電力増幅モジュールが図10に示される高調波終端回路140a,140bを備える場合、高調波終端回路140a,140bもまた、基板150上において線対称に実装されてもよい。後述する第2実施形態にかかる電力増幅モジュールについても同様である。
図14は、本発明の第2実施形態にかかる電力増幅モジュールの実装例を示す図である。なお、電力増幅モジュールの構成要素については、図12に示される電力増幅モジュール200Aと同様であるため、説明を省略する。
図14に示されるように、電力増幅モジュール200Aは、分配回路110、トランジスタQ1a,Q1b、抵抗素子R1a,R1b,R2、インダクタL3及びキャパシタC5a,C5bが同一の基板152上に集積化されている。基板152は、例えばMMICであってもよい。これにより、回路規模の削減を図ることができる。また、インダクタL4は、電力増幅モジュール200Aが構成されるモジュールにSMD又は配線等により実装されていてもよい。
なお、基板152上において、抵抗素子R2及びインダクタL3は、トランジスタQ1aとトランジスタQ1bとの間に実装されていてもよい。さらに、基板152上において基板152の主面を平面視した場合に、1組の対を成す素子(例えば、トランジスタQ1aとトランジスタQ1b、又はキャパシタC1aとキャパシタC1b等)は、1組の対を成さない素子(例えば抵抗素子R2又はインダクタL3等)を中心として線対称に配置されていてもよい。
以上、本発明の例示的な実施形態について説明した。電力増幅モジュール100,100A,100Bは、トランジスタQ1a,Q1bのコレクタ間を電気的に接続するキャパシタC2を備え、合成回路120は、信号経路に直列接続されたインダクタL1a,L1bと、信号経路にシャント接続されたキャパシタC3を備える。これにより、トランジスタQ1aのコレクタから出力される増幅信号の位相は、インダクタL1a及びキャパシタC3を含む移相器124aの経由により略45度遅れ、インダクタL1b及びキャパシタC3を含む移相器124bの経由により略45度遅れる。また、トランジスタQ1aのコレクタから出力される増幅信号の位相は、キャパシタC2の経由により略90度進む。従って、一方の増幅信号が他方の増幅経路に回り込む場合であっても、信号の振幅が相殺され、増幅器間のアイソレーションが確保される。また、トランジスタQ1a,Q1bから見た合成回路側のインピーダンスZQが実数となるように設計し得るため、比較例に比べてトランジスタの線形性を向上させることができる。
また、電力増幅モジュール100,100A,100Bにおいて、キャパシタC3のキャパシタンスは、キャパシタC2のキャパシタンスの略2倍であってもよい。
また、電力増幅モジュール100,100A,100Bは、分配回路110、トランジスタQ1a,Q1b、抵抗素子R2及びキャパシタC2,C3が同一の基板上に構成されてもよい。これにより、回路規模の削減を図ることができる。
また、電力増幅モジュール200,200Aは、トランジスタQ1a,Q1bのコレクタ間を電気的に接続するインダクタL3を備え、合成回路210は、信号経路に直列接続されたキャパシタC5a,C5bと、信号経路にシャント接続されたインダクタL4を備える。これにより、トランジスタQ1aのコレクタから出力される増幅信号の位相は、キャパシタC5a及びインダクタL4を含む移相器の経由により略45度進み、キャパシタC5b及びインダクタL4を含む移相器の経由により略45度進む。また、トランジスタQ1aのコレクタから出力される増幅信号の位相は、インダクタL3の経由により略90度遅れる。従って、一方の増幅信号が他方の増幅経路に回り込む場合であっても、信号の振幅が相殺され、増幅器間のアイソレーションが確保される。また、トランジスタQ1a,Q1bから見た合成回路側のインピーダンスZQが実数となるように設計し得るため、比較例に比べてトランジスタの線形性を向上させることができる。
また、電力増幅モジュール200,200Aにおいて、インダクタL4のインダクタンスは、インダクタL3のインダクタンスの略2分の1であってもよい。
また、電力増幅モジュール200は、分配回路110、トランジスタQ1a,Q1b、抵抗素子R2、インダクタL3及びキャパシタC5a,C5bが同一の基板上に構成されてもよい。これにより、回路規模の削減を図ることができる。
また、電力増幅モジュール100Bは、トランジスタQ1a,Q1bのコレクタに接続された高調波終端回路140a,140bを備える。これにより、トランジスタQ1a,Q1bにより増幅された増幅信号から高調波が減衰される。従って、電力増幅モジュール100Bは電力増幅モジュール100,100Aに比べて電力効率が改善される。
なお、以上説明した各実施形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更/改良され得るととともに、本発明にはその等価物も含まれる。すなわち、各実施形態に当業者が適宜設計変更を加えたものも、本発明の特徴を備えている限り、本発明の範囲に包含される。例えば、各実施形態が備える各要素及びその配置、材料、条件、形状、サイズなどは、例示したものに限定されるわけではなく適宜変更することができる。また、各実施形態は例示であり、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもなく、これらも本発明の特徴を含む限り本発明の範囲に包含される。
100,100A,100B,200,200A…電力増幅モジュール、110…分配回路、112…分配部、120,210…合成回路、122…合成部、130…出力整合回路、140a,140b…高調波終端回路、150,152…基板、Q1a,Q1b…トランジスタ、L1a,L1b,L2,L3,L4,L5a,L5b…インダクタ、C1a,C1b,C2,C3,C4,C5a,C5b,C6a,C6b…キャパシタ、R1a,R1b,R2…抵抗素子
Claims (7)
- 入力信号を第1信号と第2信号に分配する分配回路と、
前記第1信号を増幅して第3信号を出力する第1増幅器と、
前記第2信号を増幅して第4信号を出力する第2増幅器と、
合成部において前記第3及び第4信号を合成し、前記入力信号の増幅信号を出力する合成回路と、
前記第1増幅器の出力端子と前記第2増幅器の出力端子の間を電気的に接続する抵抗素子と、
前記抵抗素子に並列接続された第1キャパシタと、
を備え、
前記合成回路は、
前記第1増幅器の出力端子と前記合成部の間に直列接続された第1インダクタと、
前記第2増幅器の出力端子と前記合成部の間に直列接続された第2インダクタと、
一端が前記合成部に接続され、他端が接地された第2キャパシタと、
を備え、
前記第1増幅器の出力端子から前記合成部を経由して前記第2増幅器の出力端子に至る前記第3信号の位相は、前記第1インダクタ及び前記第2キャパシタにより構成される第1移相器において略45度遅れ、前記第2インダクタ及び前記第2キャパシタにより構成される第2移相器において略45度遅れ、
前記第1増幅器の出力端子から前記第1キャパシタを経由して前記第2増幅器の出力端子に至る前記第3信号の位相は略90度進む、
電力増幅モジュール。 - 前記第2キャパシタのキャパシタンスは、前記第1キャパシタのキャパシタンスの略2倍である、
請求項1に記載の電力増幅モジュール。 - 前記分配回路、前記第1増幅器、前記第2増幅器、前記抵抗素子、前記第1キャパシタ及び前記第2キャパシタは、同一の基板上に構成されている、
請求項1又は2に記載の電力増幅モジュール。 - 入力信号を第1信号と第2信号に分配する分配回路と、
前記第1信号を増幅して第3信号を出力する第1増幅器と、
前記第2信号を増幅して第4信号を出力する第2増幅器と、
合成部において前記第3及び第4信号を合成し、前記入力信号の増幅信号を出力する合成回路と、
前記第1増幅器の出力端子と前記第2増幅器の出力端子の間を電気的に接続する抵抗素子と、
前記抵抗素子に並列接続された第3インダクタと、
を備え、
前記合成回路は、
前記第1増幅器の出力端子と前記合成部の間に直列接続された第3キャパシタと、
前記第2増幅器の出力端子と前記合成部の間に直列接続された第4キャパシタと、
一端が前記合成部に接続され、他端が接地された第4インダクタと、
を備え、
前記第1増幅器の出力端子から前記合成部を経由して前記第2増幅器の出力端子に至る前記第3信号の位相は、前記第3キャパシタ及び前記第4インダクタにより構成される第3移相器において略45度進み、前記第4キャパシタ及び前記第4インダクタにより構成される第4移相器において略45度進み、
前記第1増幅器の出力端子から前記第3インダクタを経由して前記第2増幅器の出力端子に至る前記第3信号の位相は略90度遅れる、
電力増幅モジュール。 - 前記第4インダクタのインダクタンスは、前記第3インダクタのインダクタンスの略2分の1である、
請求項4に記載の電力増幅モジュール。 - 前記分配回路、前記第1増幅器、前記第2増幅器、前記抵抗素子、前記第3インダクタ、前記第3キャパシタ及び前記第4キャパシタは、同一の基板上に構成されている、
請求項4又は5に記載の電力増幅モジュール。 - 前記電力増幅モジュールは、
前記第1増幅器の出力端子に接続され、前記第3信号の高調波を短絡する第1高調波終端回路と、
前記第2増幅器の出力端子に接続され、前記第4信号の高調波を短絡する第2高調波終端回路と、
をさらに備える、
請求項1から6のいずれか一項に記載の電力増幅モジュール。
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