TWI637590B - 功率放大模組 - Google Patents

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Abstract

提供一種功率放大模組，實現高輸出功率及高線性。功率放大模組具備分配輸入信號的分配電路、第一放大器、第二放大器、在合成部輸出輸入信號的放大信號的合成電路、連接第一放大器和第二放大器間的電阻元件及與電阻元件並聯的第一電容器，合成電路具備串聯在第一放大器的輸出端子和合成部間的第一電感器、串聯在第二放大器的輸出端子和合成部間的第二電感器及一端與合成部連接且另一端被接地的第二電容器，從第一放大器的輸出端子經由合成部到達第二放大器的第三信號的相位在第一電感器及第二電容器滯後大致45度，在第二電感器及第二電容器滯後大致45度，從第一放大器的輸出端子經由第一電容器到達第二放大器的第三信號的相位超前大致90度。

Description

功率放大模組
本發明涉及功率放大模組。
在可攜式電話機等移動通信設備中，搭載有用於放大發送信號的功率放大器。例如，在專利文獻1中，公開了一種高頻放大器，為了滿足高輸出功率的要求，其具備：對被輸入的信號進行分配的功率分配電路；將被分配的信號分別進行放大的一組放大元件；以及對放大後的信號進行合成的功率合成電路。該高頻放大器具備：對一組放大元件的輸出端子之間進行電連接的絕緣電阻；以及與該絕緣電阻並聯連接以使得阻抗增大的被動元件。藉此，即使是在不平衡模式下信號從一方的路徑繞入到另一方的路徑的情況，由於在絕緣電阻中功率也會被所吸收，因此可確保放大元件間的絕緣性。
在先技術文獻 專利文獻
專利文獻1：日本特開2012-54874號公報
另外，在功率放大器中，根據所應用的通信標準的變更而要求性能的提高。例如，在LTE(Long Term Evolution，長期演進)-Advanced等通信 標準中，應用同時發送不同的頻帶的複數個發送信號的載波聚合。因此，關於功率放大器，不僅要求輸出功率的提高，還要求輸出的線性的提高。
在此，一般來說，從放大元件觀察到的負載側的阻抗在實數附近，放大元件的性能被最大化。關於這一點，在專利文獻1所公開的結構中，因為通過單個被動元件來進行各放大元件與高頻放大器的負載側的阻抗匹配，所以各放大元件的負載側的阻抗的虛部大致成為最大。因此，根據專利文獻1所公開的結構，放大元件的性能的提高存在限制，難以使線性提高。
本發明正是鑒於這樣的情形而完成的，其目的在於，提供一種實現高輸出功率以及高線性的功率放大模組。
本發明的一個側面涉及的功率放大模組具備：分配電路，將輸入信號分配為第一信號和第二信號；第一放大器，將第一信號放大並輸出第三信號；第二放大器，將第二信號放大並輸出第四信號；合成電路，在合成部對第三信號以及第四信號進行合成，並輸出輸入信號的放大信號；電阻元件，對第一放大器的輸出端子與第二放大器的輸出端子之間進行電連接；以及第一電容器，與電阻元件並聯連接，合成電路具備：第一電感器，串聯連接在第一放大器的輸出端子與合成部之間；第二電感器，串聯連接在第二放大器的輸出端子與合成部之間；以及第二電容器，一端與合成部連接，另一端被接地，從第一放大器的輸出端子經由合成部到達第二放大器的輸出端子的第三信號的相位在由第一電感器以及第二電容器所構成的第一移相器滯後大致45度，且在由第二電感器以及第二電容器所構成的第二移相器滯後大致45度，從第一放大器的輸出端子經由第一電容器到達第二放大器的輸出端子的第三信號的相位超前大致90度。
根據本發明，能夠提供一種實現高輸出功率以及高線性的功率放大模組
100、100A、100B、200、200A‧‧‧功率放大模組
110‧‧‧分配電路
112‧‧‧分配部
120、210‧‧‧合成電路
122‧‧‧合成部
130‧‧‧輸出匹配電路
140a、140b‧‧‧諧波終端電路
150、152‧‧‧基板
Q1a、Q1b‧‧‧電晶體
L1a、L1b、L2、L3、L4、L5a、L5b‧‧‧電感器
C1a、C1b、C2、C3、C4、C5a、C5b、C6a、C6b‧‧‧電容器
R1a、R1b、R2‧‧‧電阻元件
圖1是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的結構例的圖。
圖2是比較例的合成電路中的不平衡模式的等效電路圖。
圖3是比較例的合成電路中的平衡模式的等效電路圖。
圖4是示出比較例的合成電路中的平衡模式的阻抗的軌跡的說明圖。
圖5是本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的合成電路中的不平衡模式的等效電路圖。
圖6是本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的合成電路中的平衡模式的等效電路圖。
圖7是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的合成電路中的平衡模式的阻抗的軌跡的說明圖。
圖8是用於說明移相器124a中的阻抗變換的圖。
圖9是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的其他結構例的圖。
圖10是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的其他結構例的圖。
圖11是示出本發明的第二實施方式涉及的功率放大模組的結構例的圖。
圖12是示出本發明的第二實施方式涉及的功率放大模組的其他結構例的圖。
圖13是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的安裝例的圖。
圖14是示出本發明的第二實施方式涉及的功率放大模組的安裝例的圖。
以下，邊參照附圖邊對本發明的實施方式進行詳細說明。另外，對於同一要素標注同一附圖標記，並省略重複的說明。
圖1是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的結構例的圖。圖1所示的功率放大模組100例如搭載於可攜式電話機，用於放大向基站發送的信號的功率。功率放大模組100例如放大2G(第二代移動通信系統)、3G(第三代移動通信系統)、4G(第四代移動通信系統)、5G(第五代移動通信系統)、LTE(Long Term Evolution，長期演進)-FDD(Frequency Division Duplex，頻分雙工)、LTE-TDD(Time Division Duplex，時分雙工)、LTE-Advanced、LTE-Advanced Pro等通信標準的信號的功率。另外，功率放大模組100放大的信號的通信標準不限於這些。
功率放大模組100具備分配電路110、電晶體Q1a、Q1b、合成電路120、電阻元件R1a、R1b、R2以及電容器C2。分配電路110、電晶體Q1a、Q1b以及合成電路120構成了閉環電路。以下，詳細說明各構成要素。
分配電路110在分配部112將從輸入端子輸入的無線頻率(RF：Radio-Frequency，射頻)信號RFin(輸入信號)大致均等地分配為電晶體Q1a側的信號(第一信號)和電晶體Q1b側的信號(第二信號)。RF信號RFin的頻率例如為幾GHz程度。又，分配電路110具備電容器C1a、C1b。電容器C1a、C1b分別一端與分配部112連接，另一端與電晶體Q1a、Q1b的基極連接。電容器C1a、C1b除去RF信號RFin的直流成分。此外，分配電路110的結構不限於此，例如也可以使用3dB耦合器或集中常數電路來構成。
電晶體Q1a(第一放大器)以及電晶體Q1b(第二放大器)是分別將從分配電路110輸出的信號進行放大的放大器。雖放大器沒有特別限定，但 在圖1中，示出使用了異質結雙極性電晶體(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)的例子。具體地，電晶體Q1a基極與電容器C1a的另一端連接，發射極被接地，從集電極(輸出端子)輸出放大了RF信號的放大信號(第三信號)。同樣地，電晶體Q1b基極與電容器C1b的另一端連接，發射極被接地，從集電極(輸出端子)輸出放大了RF信號的放大信號(第四信號)。又，在電晶體Q1a的基極，經由電阻元件R1a被供給偏置電壓或偏置電流Bias，在電晶體Q1b的基極，經由電阻元件R1b被供給偏置電壓或偏置電流Bias。此外，放大器也可以是場效應電晶體(MOSFET：Metal-oxide-semiconductor Field Effect Transistor，金屬氧化物半導體場效應電晶體)等其他電晶體。在使用MOSFET來代替雙極性電晶體的情況下，只要將集電極、基極、發射極分別替換成漏極、柵極、源極即可。
合成電路120具備電感器L1a(第一電感器)、L1b(第二電感器)、電容器C3(第二電容器)以及合成部122。合成部122將從電晶體Q1a的集電極輸出的放大信號(第三信號)和從電晶體Q1b的集電極輸出的放大信號(第四信號)進行合成，並輸出放大信號RFout1。電感器L1a、L1b分別串聯連接在電晶體Q1a、Q1b的集電極與合成部122之間。電容器C3一端與合成部122連接，另一端被接地。另外，電容器C3的電容例如為電容器C2的電容的大致兩倍。關於電感器L1a、L1b以及電容器C3的功能，將後述。
電阻元件R2對電晶體Q1a的集電極與電晶體Q1b的集電極之間進行電連接。
電容器C2(第一電容器)與電阻元件R2並聯連接。具體地，電容器C2一端與電晶體Q1a的集電極連接，另一端與電晶體Q1b的集電極連接。
接著，邊參照圖2~圖8邊對功率放大模組100的不平衡模式以及平衡模式下的動作進行說明。平衡模式是指從電晶體Q1a、Q1b輸出的放大信號的功率等級以及相位成為大致相同的值的情況，不平衡模式是指該放大信號的 功率等級或相位的任一方或雙方不是相同的值的情況。不平衡模式例如由於電晶體、傳輸線路的製造偏差而產生。
圖2是比較例的合成電路中的不平衡模式的等效電路圖。在本說明書中，所謂比較例(比較例10)，設為如下結構(合成電路12)：不具備圖1所示的合成電路120具備的電容器C3，具備傳輸線路Lx、Ly來代替電感器L1a、L1b。傳輸線路Lx、Ly是將RF信號的波長設為λ的情況下的λ/8線路，在傳輸線路Lx、Ly的兩端，RF信號的相位偏移45度。此外，為方便說明，對於比較例10具備的構成要素，使用與功率放大模組100的對應的構成要素同樣的附圖標記。
在比較例10中，考慮從一方的電晶體輸出的放大信號繞入到另一方的電晶體側的路徑的情況。在此，以從電晶體Q1a輸出的放大信號RFa繞入到電晶體Q1b側的路徑的情況為例來進行說明，對於從電晶體Q1b輸出的放大信號RFb繞入到電晶體Q1a側的路徑的情況，則省略說明。圖2所示的通過連接點A點的放大信號RFa由於經由傳輸線路Lx而相位滯後大致45度，由於經由合成部122並經由傳輸線路Ly而相位進一步滯後大致45度(參照圖2)。因此，從連接點A點經由傳輸線路Lx、合成部122以及傳輸線路Ly而到達連接點B點的信號的相位，與連接點A點處的放大信號RFa的相位相比滯後大致90度。另一方面，從連接點A點經由電容器C2而到達連接點B點的信號的相位，與連接點A點處的放大信號RFa的相位相比超前大致90度。藉此，在不平衡模式下，連接點B點處的信號相對於連接點A點處的信號成為大致相反相位。也就是說，即使是一方的放大信號繞入到另一方的放大路徑的情況，信號的振幅也會被抵消，可確保放大器間的絕緣性。
圖3是比較例的合成電路中的平衡模式的等效電路圖。在平衡模式下，由於輸入信號通過分配電路以相同振幅、相同相位進行分配，因此電阻元件R2以及電容器C2的兩端處的信號成為相同振幅、相同相位。因此，在圖3 所示的等效電路中，省略了電阻元件R2以及電容器C2。
如圖3所示，將從電晶體的輸出觀察到的合成電路側的阻抗設為ZQ，將傳輸線路Lx、Ly的特性阻抗設為Z0，將從合成部122觀察到的負載側的阻抗設為ZL。因為傳輸線路Lx與傳輸線路Ly被並聯連接，所以從傳輸線路Lx、Ly的輸出觀察到的負載側的阻抗分別成為2ZL。
圖4是示出比較例的合成電路中的平衡模式的阻抗的軌跡的說明圖。在圖4中，在史密斯圓圖上示出了從中心(2ZL)經由傳輸線路Lx或傳輸線路Ly的情況下的阻抗的軌跡。在比較例中，僅通過一個被動元件(在此，是指傳輸線路Lx或傳輸線路Ly)來進行相位變換以及阻抗變換。因此，從電晶體的輸出觀察到的合成電路側的阻抗ZQ離開實軸，成為虛數(參照圖4)。在此，關於電晶體，一般來說，從電晶體的輸出觀察到的合成電路側的阻抗ZQ在實數附近，電晶體的性能被最大化。關於這一點，在比較例10的結構中，阻抗ZQ的虛部大致成為最大，對電晶體的線性的提高施加限制。
圖5是本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的合成電路中的不平衡模式的等效電路圖。合成電路120能夠等效地表示為如下結構(合成電路120')(參照圖5)，即，具備：由與信號路徑串聯連接的電感器L1a以及與信號路徑並聯的電容器C3a所構成的移相器124a(第一移相器)；以及由與信號路徑串聯連接的電感器L1b以及與信號路徑並聯的電容器C3b所構成的移相器124b(第二移相器)。即，移相器124a、124b具有與L型的LPF(Low Pass Filter，低通濾波器)同樣的結構。又，移相器124a、124b將各元件的常數設計為，像後述的那樣，輸出信號的相位與輸入信號的相位相比分別滯後大致45度。另一方面，與圖2所示的比較例10同樣地，從連接點A點經由電容器C2而到達連接點B點的信號的相位，與連接點A點處的放大信號RFa的相位相比超前大致90度。藉此，從連接點A點經由移相器124a、合成部122以及移相器124b而到達連接點B 點的信號，相對於從連接點A點經由電容器C2而到達連接點B點的信號成為大致相反相位。即，即使是一方的放大信號繞入到另一方的放大路徑的情況，信號的振幅也會被抵消，可確保放大器間的絕緣性。
圖6是本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的合成電路中的平衡模式的等效電路圖。在平衡模式下，與圖3同樣地，省略了電阻元件R2以及電容器C2。
移相器124a使信號的相位滯後大致45度，並且進行從移相器124a的輸出觀察到的負載側的阻抗2ZL與從電晶體Q1a(未圖示)的輸出觀察到的負載側的阻抗ZQ之間的阻抗變換。同樣地，移相器124b使信號的相位滯後大致45度，並且進行從移相器124b的輸出觀察到的負載側的阻抗2ZL與從電晶體Q1b(未圖示)的輸出觀察到的負載側的阻抗ZQ之間的阻抗變換。
圖7是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的合成電路中的平衡模式的阻抗的軌跡的說明圖。在圖7中，在史密斯圓圖上示出了從中心(2ZL)經由移相器124a或移相器124b的情況下的阻抗的軌跡。在功率放大模組100中，藉由兩個被動元件(電感器L1a以及電容器C3a、或電感器L1b以及電容器C3b)進行相位變換以及阻抗變換。因此，在功率放大模組100中，能夠使從電晶體的輸出觀察到的合成電路側的阻抗ZQ靠近實軸(參照圖7)。
圖8是用於說明移相器124a中的阻抗變換的圖。如圖6所示，移相器124a具備與信號路徑串聯連接的電感器L1a以及與信號路徑並聯的電容器C3a。又，將輸入電壓設為V1，將輸出電壓設為V2，將輸入電流設為I1，將輸出電流設為I2，將從輸入端子觀察到的移相器側的阻抗設為Z1，將從輸出端子觀察到的移相器側的阻抗設為Z2，將電感器L1a的電感設為L，將電容器C3a的電容設為C，將與信號的中心頻率對應的角頻率設為ω。
移相器124a的基本矩陣通過以下的式1來表示。
因此，移相器124a的增益特性滿足以下的式2。
又，移相器124a的增益特性滿足以下的式3。
在此，若將移相器124a的相位差設為π/4，則根據上述式2，以下的式4成立。
同樣地，根據上述式3，以下的式5成立。
進而，根據上述式4以及式5，以下的式6成立。
[數學式6]
因此，在移相器124a的相位差為π/4的情況下，電感器L1a的電感成為L=Z2/2ω，電容器C3a的電容成為C=1/ωZ2。又，此時，如以下的式7所示，阻抗Z1(即，相當於圖6所示的阻抗ZQ)成為實數。
如上所述，功率放大模組100能夠設計為，在確保不平衡模式的放大器間的絕緣性的同時阻抗ZQ成為實數。即，功率放大模組100與比較例10相比，能夠使電晶體以高性能來動作，能夠提高電晶體的線性。
此外，在功率放大模組100中，雖示出了在合成電路120側設置電阻元件R2以及電容器C2的結構，但電阻元件R2以及電容器C2也可以設置在分配電路110側。又，電阻元件R2以及電容器C2的配置順序不限於此，也可以電阻元件R2配置在比電容器C2更靠合成電路120側。
又，雖在圖1中示出了放大器由一級構成的結構，但放大器的級數不限於一級，也可以是兩級以上。在功率放大模組包括兩級以上的放大器的情況下，與其他級相比，由於在最終級(功率級)的放大器中輸出功率變得最大，因此較佳為在該最終級的放大器應用本結構。
又，在功率放大模組100中，雖示出了放大路徑為兩個的例子，但放大路徑的數目不限於此，也可以是三個以上。
圖9是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的另一個結構例的圖。此外，對於與圖1所示的功率放大模組100相同的結構，標注相同的附圖標記，並省略說明。又，在本實施方式以後，省略關於與第一實施方式 共同的事項的記述，僅對不同點進行說明。特別是，對於由同樣的結構所致的同樣的作用效果，不在每個實施方式中逐次提及。功率放大模組100A除了功率放大模組100的結構以外還具備電感器L2、電容器C4以及輸出匹配電路130。
電感器L2以及電容器C4是對電晶體Q1a以及電晶體Q1b的集電極供給電壓或電流的偏置電路。具體地，電感器L2在一端被供給電源電壓Vcc，另一端與合成電路120的輸出端子電連接。電感器L2抑制從信號線向電源的RF信號的串擾。電容器C4在一端被供給電源電壓Vcc，另一端被接地。電容器C4是使電源電壓Vcc穩定的去耦合電容器。
輸出匹配電路(MN：Matching Network，匹配網路)130在一端被供給放大信號RFout1，從另一端進行輸出信號RFout2的輸出。輸出匹配電路130是使前級的合成電路120與後級的負載(例如，50Ω)之間的阻抗進行匹配的電路。輸出匹配電路130例如使用電容器、電感器來構成。
藉由這樣的結構，功率放大模組100A也能夠得到與功率放大模組100同樣的效果。又，在功率放大模組100A中，能夠藉由一個偏置電路對電晶體Q1a以及電晶體Q1b雙方的集電極供給電壓或電流。因此，與分別需要用於對電晶體的集電極供給電壓或電流的偏置電路的結構相比，能夠謀求電路規模的削減。
圖10是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的另一個結構例的圖。此外，對於與圖9所示的功率放大模組100A相同的結構，標註相同的符號，並省略說明。功率放大模組100B與功率放大模組100A的結構相比，進而具備諧波終端電路140a、140b。
諧波終端電路140a(第一諧波終端電路)與電晶體Q1a的集電極(輸出端子)連接，將電晶體Q1a輸出的放大信號的諧波(例如，二次諧波或三次諧波等)短路。同樣地，諧波終端電路140b(第二諧波終端電路)與電晶體 Q1b的集電極(輸出端子)連接，將電晶體Q1b輸出的放大信號的諧波(例如，二次諧波或三次諧波等)短路。雖諧波終端電路140a、140b的結構沒有特別限定，但例如也可以是將放大信號的諧波的頻率作為諧振頻率的LC串聯諧振電路。
藉由這樣的結構，功率放大模組100B也能夠得到與功率放大模組100同樣的效果。又，由於功率放大模組100B藉由諧波終端電路140a、140b來衰減諧波，因此與功率放大模組100、100A相比，能夠改善功率效率。
圖11是示出本發明的第二實施方式涉及的功率放大模組的結構例的圖。此外，對於與圖1所示的功率放大模組100相同的結構，標註相同的符號，並省略說明。功率放大模組200與功率放大模組100的結構相比，具備合成電路210來代替合成電路120，具備電感器L3來代替電容器C2。
合成電路210具備電容器C5a(第三電容器)、C5b(第四電容器)、電感器L4(第四電感器)以及合成部122。電容器C5a、C5b分別串聯連接在電晶體Q1a、Q1b的集電極與合成部122之間。電感器L4一端與合成部122連接，另一端被接地。另外，電感器L4的電感例如為電感器L3的電感的大致二分之一。
電感器L3(第三電感器)與電阻元件R2並聯連接。具體地，電感器L3一端與電晶體Q1a的集電極連接，另一端與電晶體Q1b的集電極連接。
功率放大模組200是如下結構：更換了功率放大模組100中的電容器以及電感器的結構。即，功率放大模組200中的合成電路210是如下結構，即，具備：由與信號路徑串聯連接的電容器C5a以及與信號路徑並聯的電感器L4所構成的移相器(第三移相器)；以及由與信號路徑串聯連接的電容器C5b以及與信號路徑並聯的電感器L4所構成的移相器(第四移相器)。該移相器分別具有與L型的HPF(High Pass Filter，高通濾波器)同樣的結構，各元件的常數設計為，輸出信號的相位與輸入信號的相位相比超前大致45度。
在合成電路210中，也與圖1所示的合成電路120同樣地，在不平 衡模式下，從電晶體Q1a的輸出端子經由電容器C5a、電感器L4以及電容器C5b而到達電晶體Q1b的輸出端子的信號的相位超前大致90度，從電晶體Q1a的輸出端子經由電感器L3而到達電晶體Q1b的輸出端子的信號的相位滯後大致90度。藉此，在不平衡模式下，可確保放大器間的絕緣性。又，在平衡模式下，能夠將從放大器的輸出觀察到的負載側的阻抗ZQ設為實數。因此，功率放大模組200能夠得到與功率放大模組100同樣的效果。
圖12是示出本發明的第二實施方式涉及的功率放大模組的其他結構例的圖。另外，對於與圖11所示的功率放大模組200相同的結構，標註相同的符號，並省略說明。功率放大模組200A除了功率放大模組200的結構以外，還具備電感器L5a、L5b、電容器C6a、C6b以及輸出匹配電路130。
電感器L5a以及電容器C6a、或電感器L5b以及電容器C6b分別是對電晶體Q1a或電晶體Q1b的集電極供給電壓或電流的偏置電路。具體地，電感器L5a在一端被供給電源電壓Vcc，另一端與電晶體Q1a的集電極和電容器C5a的連接點電連接。電感器L5b在一端被供給電源電壓Vcc，另一端與電晶體Q1b的集電極和電容器C5b的連接點電連接。電容器C6a、C6b分別在一端被供給電源電壓Vcc，另一端被接地。另外，關於電感器L5a、L5b以及電容器C6a、C6b的功能，因為與功率放大模組100A中的電感器L2以及電容器C4相同，所以省略詳細的說明。
輸出匹配電路130在一端被供給放大信號RFout1，並從另一端輸出輸出信號RFout2。
藉由這樣的結構，功率放大模組200A也能夠得到與功率放大模組100同樣的效果。又，在功率放大模組200A中，並聯連接了對集電極供給電壓或電流的偏置電路。藉此，與未並聯連接對集電極供給電壓或電流的偏置電路的結構相比，電感器L5a、L5b以及電容器C6a、C6b的寄生電阻成為大致二分之 一，能夠謀求輸出信號的線性等性能的提高。
此外，功率放大模組200、200A也可以與圖10所示的功率放大模組100B同樣地，具備諧波終端電路140a、140b。
圖13是示出本發明的第一實施方式涉及的功率放大模組的安裝例的圖。此外，關於功率放大模組的構成要素，因為與圖9所示的功率放大模組100A相同，所以省略說明。
如圖13所示，功率放大模組100A中，分配電路110、電晶體Q1a、Q1b、電阻元件R1a、R1b、R2以及電容器C2、C3集成化在同一基板150上。基板150例如也可以是單片微波積體電路(MMIC：Monolithic Microwave Integrated Circuit)。藉此，能夠謀求電路規模的削減。又，電感器L1a、L1b也可以藉由表面安裝部件(SMD：Surface Mount Device)或佈線等而安裝在構成功率放大模組100A的模組。
另外，在基板150上，電阻元件R2以及電容器C2、C3也可以安裝在電晶體Q1a與電晶體Q1b之間。進而，在基板150上俯視基板150的主面的情況下，一組成對的元件(例如，電晶體Q1a與電晶體Q1b、或電容器C1a與電容器C1b等)也可以將一組不成對的元件(例如，電阻元件R2或電容器C2、C3等)作為中心而配置為線對稱。藉由將一組成對的元件配置為線對稱，抑制兩個放大路徑間的信號的不均衡。
又，在功率放大模組具備圖10所示的諧波終端電路140a、140b的情況下，諧波終端電路140a、140b也可以在基板150上安裝為線對稱。對於後述的第二實施方式涉及的功率放大模組也是同樣。
圖14是示出本發明的第二實施方式涉及的功率放大模組的安裝例的圖。此外，關於功率放大模組的構成要素，因為與圖12所示的功率放大模組200A相同，所以省略說明。
如圖14所示，關於功率放大模組200A，分配電路110、電晶體Q1a、Q1b、電阻元件R1a、R1b、R2、電感器L3以及電容器C5a、C5b集成化在同一基板152上。基板152例如也可以是MMIC。藉此，能夠謀求電路規模的削減。又，電感器L4也可以通過SMD或佈線等而安裝在構成功率放大模組200A的模組。
此外，在基板152上，電阻元件R2以及電感器L3也可以安裝在電晶體Q1a與電晶體Q1b之間。進而，在基板152上俯視基板152的主面的情況下，一組成對的元件(例如，電晶體Q1a與電晶體Q1b、或電容器C1a與電容器C1b等)也可以將一組不成對的元件(例如，電阻元件R2或電感器L3等)作為中心而配置為線對稱。
以上，對本發明的例示性的實施方式進行了說明。功率放大模組100、100A、100B具備對電晶體Q1a、Q1b的集電極間進行電連接的電容器C2，合成電路120具備與信號路徑串聯連接的電感器L1a、L1b和與信號路徑並聯的電容器C3。藉此，從電晶體Q1a的集電極輸出的放大信號的相位由於經由包括電感器L1a以及電容器C3的移相器124a而滯後大致45度，且由於經由包括電感器L1b以及電容器C3的移相器124b而滯後大致45度。又，從電晶體Q1a的集電極輸出的放大信號的相位由於經由電容器C2而超前大致90度。因此，即使是一方的放大信號繞入到另一方的放大路徑的情況，信號的振幅也會被抵消，可確保放大器間的絕緣性。又，因為能夠設計為，從電晶體Q1a、Q1b觀察到的合成電路側的阻抗ZQ成為實數，所以與比較例相比，能夠使電晶體的線性提高。
又，在功率放大模組100、100A、100B中，電容器C3的電容也可以是電容器C2的電容的大致兩倍。
又，功率放大模組100、100A、100B中，分配電路110、電晶體Q1a、Q1b、電阻元件R2以及電容器C2、C3也可以構成在同一基板上。藉此，能 夠謀求電路規模的削減。
又，功率放大模組200、200A具備對電晶體Q1a、Q1b的集電極間進行電連接的電感器L3，合成電路210具備與信號路徑串聯連接的電容器C5a、C5b和與信號路徑並聯的電感器L4。藉此，從電晶體Q1a的集電極輸出的放大信號的相位由於經由包括電容器C5a以及電感器L4的移相器而超前大致45度，且由於經由包括電容器C5b以及電感器L4的移相器而超前大致45度。又，從電晶體Q1a的集電極輸出的放大信號的相位由於經由電感器L3而滯後大致90度。因此，即使是一方的放大信號繞入到另一方的放大路徑的情況，信號的振幅也會被抵消，可確保放大器間的絕緣性。又，因為能夠設計為，從電晶體Q1a、Q1b觀察到的合成電路側的阻抗ZQ成為實數，所以與比較例相比，能夠使電晶體的線性提高。
又，在功率放大模組200、200A中，電感器L4的電感也可以是電感器L3的電感的大致二分之一。
又，功率放大模組200中，分配電路110、電晶體Q1a、Q1b、電阻元件R2、電感器L3以及電容器C5a、C5b也可以構成在同一基板上。藉此，能夠謀求電路規模的削減。
又，功率放大模組100B具備與電晶體Q1a、Q1b的集電極連接的諧波終端電路140a、140b。藉此，諧波從由電晶體Q1a、Q1b放大後的放大信號中被衰減。因此，功率放大模組100B與功率放大模組100、100A相比，可改善功率效率。
此外，以上說明過的各實施方式用於使本發明容易理解，而不是用於對本發明進行限定解釋。本發明能夠在不脫離其主旨的情況下進行變更/改良，並且本發明還包括其等價物。即，只要具備本發明的特徵，本領域技術人員對各實施方式適當地施加了設計變更的實施方式也包含於本發明的範圍。例 如，各實施方式具備的各要素及其配置、材料、條件、形狀、尺寸等並非限定於例示的內容，能夠適當地進行變更。又，各實施方式是例示，能夠實現在不同的實施方式中示出的結構的部分置換或組合，這是不言而喻的，只要包含本發明的特徵，這些也包含於本發明的範圍。

Claims (9)

  1. 一種功率放大模組，具備：分配電路，將輸入信號分配為第一信號和第二信號；第一放大器，將所述第一信號放大並輸出第三信號；第二放大器，將所述第二信號放大並輸出第四信號；合成電路，在合成部將所述第三信號以及所述第四信號合成，並輸出所述輸入信號的放大信號；電阻元件，對所述第一放大器的輸出端子與所述第二放大器的輸出端子之間進行電連接；以及第一電容器，與所述電阻元件並聯連接，所述合成電路具備：第一電感器，串聯連接在所述第一放大器的輸出端子與所述合成部之間；第二電感器，串聯連接在所述第二放大器的輸出端子與所述合成部之間；以及第二電容器，一端與所述合成部連接，另一端被接地，從所述第一放大器的輸出端子經由所述合成部到達所述第二放大器的輸出端子的所述第三信號的相位，在由所述第一電感器以及所述第二電容器所構成的第一移相器滯後大致45度，且在由所述第二電感器以及所述第二電容器所構成的第二移相器滯後大致45度，從所述第一放大器的輸出端子經由所述第一電容器到達所述第二放大器的輸出端子的所述第三信號的相位超前大致90度。
  2. 如請求項1所述之功率放大模組，其中，所述第二電容器的電容是所述第一電容器的電容的大致兩倍。
  3. 如請求項1或2所述之功率放大模組，其中，所述分配電路、所述第一放大器、所述第二放大器、所述電阻元件、所述第一電容器以及所述第二電容器構成在同一基板上。
  4. 一種功率放大模組，具備：分配電路，將輸入信號分配為第一信號和第二信號；第一放大器，將所述第一信號放大並輸出第三信號；第二放大器，將所述第二信號放大並輸出第四信號；合成電路，在合成部將所述第三信號以及所述第四信號進行合成，並輸出所述輸入信號的放大信號；電阻元件，對所述第一放大器的輸出端子與所述第二放大器的輸出端子之間進行電連接；以及第三電感器，與所述電阻元件並聯連接，所述合成電路具備：第三電容器，串聯連接在所述第一放大器的輸出端子與所述合成部之間；第四電容器，串聯連接在所述第二放大器的輸出端子與所述合成部之間；以及第四電感器，一端與所述合成部連接，另一端被接地，從所述第一放大器的輸出端子經由所述合成部到達所述第二放大器的輸出端子的所述第三信號的相位，在由所述第三電容器以及所述第四電感器所構成的第三移相器超前大致45度，且在由所述第四電容器以及所述第四電感器所構成的第四移相器超前大致45度，從所述第一放大器的輸出端子經由所述第三電感器到達所述第二放大器的輸出端子的所述第三信號的相位滯後大致90度。
  5. 如請求項4所述之功率放大模組，其中，所述第四電感器的電感是所述第三電感器的電感的大致二分之一。
  6. 如請求項4或5所述之功率放大模組，其中，所述分配電路、所述第一放大器、所述第二放大器、所述電阻元件、所述第三電感器、所述第三電容器以及所述第四電容器構成在同一基板上。
  7. 如請求項1、2、4、5中任一項所述之功率放大模組，其中，所述功率放大模組還具備：第一諧波終端電路，與所述第一放大器的輸出端子連接，且將所述第三信號的諧波短路；以及第二諧波終端電路，與所述第二放大器的輸出端子連接，且將所述第四信號的諧波短路。
  8. 如請求項3所述之之功率放大模組，其中，所述功率放大模組還具備：第一諧波終端電路，與所述第一放大器的輸出端子連接，且將所述第三信號的諧波短路；以及第二諧波終端電路，與所述第二放大器的輸出端子連接，且將所述第四信號的諧波短路。
  9. 如請求項6所述之功率放大模組，其中，所述功率放大模組還具備：第一諧波終端電路，與所述第一放大器的輸出端子連接，且將所述第三信號的諧波短路；以及第二諧波終端電路，與所述第二放大器的輸出端子連接，且將所述第四信號的諧波短路。
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