CN108337922A - 半导体器件驱动电路及逆变器装置 - Google Patents

半导体器件驱动电路及逆变器装置 Download PDF

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Abstract

半导体器件驱动电路对半导体开关元件进行驱动，该半导体开关元件具备第1电极、第2电极、以及对所述第1电极及第2电极的电连接进行控制的控制电极。所述半导体器件驱动电路具备：输入端子，其接收输入信号；电平移位部，其将所述输入信号的电压电平进行移位，输出应向所述控制电极赋予的驱动信号；第1电阻，其根据施加于所述第1电极的第1电压生成第1电流；第2电阻，其根据施加于所述第2电极的第2电压生成第2电流；以及电压差判定部，其在所述第1电流和所述第2电流的差大于或等于预先设定的不饱和判定值时，发出检测信号。所述半导体器件驱动电路构成为，所述电平移位部、所述第1电阻、所述第2电阻及所述电压差判定部设置于1个集成电路芯片。

Description

半导体器件驱动电路及逆变器装置
技术领域
本发明涉及半导体器件驱动电路及逆变器装置。
背景技术
在半导体开关元件(例如绝缘栅极双极晶体管等)正常进行接通动作的情况下，集电极-发射极间电压被保持在降低至半导体开关元件的饱和电压的状态。但是，如果半导体开关元件变为短路状态，则由于过电流，集电极-发射极间电压从饱和电压开始上升。集电极-发射极间电压上升而超过饱和电压的状态也被称为“不饱和(Desaturation)”，半导体开关元件为不饱和状态时的集电极-发射极间电压也被称为“不饱和电压”或“去饱和电压”。
当前，例如，如日本特开平9-247951号公报所公开的那样，已知具备高电位侧半导体开关元件的短路保护功能的电路装置。在该公报中，在半导体器件的驱动电路和半导体开关元件之间设置有第1电阻，在驱动电路内设置有第2电阻。第1电阻设置于驱动电路之外，通过由第1电阻和在驱动电路内设置的第2电阻分压后的电压而检测在半导体开关元件的端子之间产生的电压。
专利文献1：日本特开平9-247951号公报
发明内容
在由上述日本特开平9-247951号公报公开的电路中，必须在半导体器件的驱动电路之外进一步设置高耐压电阻才可完成基于不饱和电压检测的短路保护功能。由于要求设置驱动电路和其它外部部件，所以需要用于安装外部部件的空间及将驱动电路和外部部件连接的导线等。其结果，存在产生设计上及制造上的限制，妨碍半导体装置的小型化等问题。
本发明就是为了解决上述课题而提出的，其目的在于，提供具备不饱和电压检测功能，并且减少了装置设计等的限制的半导体器件驱动电路及逆变器装置。
另外，为了得到基于不饱和电压检测的短路保护功能，想到的是将多个高耐压电阻与半导体器件的驱动电路进行组合。但是，在设置多个高耐压电阻的情况下，在这些高耐压电阻之间需要对特性进行匹配的工作(配对)，存在设计及制造上的限制。
本发明的另一目的在于提供能够抑制由使用多个电阻造成的配对的工时，并且实现不饱和电压检测功能的半导体器件驱动电路及逆变器装置。
第1技术方案涉及的半导体器件驱动电路用于对半导体开关元件进行驱动，该半导体开关元件具备第1电极、第2电极、以及对所述第1电极及第2电极的电连接进行控制的控制电极，该半导体器件驱动电路具备：输入端子，其接收输入信号；电平移位电路，其将所述输入信号的电压电平进行移位，输出应向所述控制电极赋予的驱动信号；第1电阻，其根据施加于所述第1电极的第1电压生成第1电流；第2电阻，其根据施加于所述第2电极的第2电压生成第2电流；以及电压差判定部，其在所述第1电流和所述第2电流的差大于或等于预先设定的不饱和判定值时，发出检测信号，所述电平移位电路、所述第1电阻、所述第2电阻及所述电压差判定部设置于1个集成电路芯片。
第2技术方案涉及的半导体器件驱动电路用于对半导体开关元件进行驱动，该半导体开关元件具备第1电极、第2电极、以及对所述第1电极及第2电极的电连接进行控制的控制电极，该半导体器件驱动电路具备：输入端子，其接收输入信号；电平移位电路，其将所述输入信号的电压电平进行移位，输出应向所述控制电极赋予的驱动信号；恒定电流电路，其生成预先设定的规定电流；电阻，其根据施加于所述第2电极的电压生成检测电流；以及电压差判定部，其在所述检测电流低于所述规定电流时，发出检测信号。
第3技术方案涉及的逆变器装置具备：高电位侧半导体开关元件，其具备第1电极、第2电极、以及对所述第1电极及第2电极的电连接进行控制的第1控制电极；低电位侧半导体开关元件，其具备第3电极、第4电极、以及对所述第3电极及第4电极的电连接进行控制的第2控制电极，该第3电极与所述第2电极连接；第1半导体器件驱动电路，其对所述高电位侧半导体开关元件进行驱动；以及第2半导体器件驱动电路，其对所述低电位侧半导体开关元件进行驱动，所述第1半导体器件驱动电路具备：输入端子，其接收输入信号；电平移位电路，其将所述输入信号的电压电平进行移位，输出向所述第1控制电极赋予的驱动信号；第1电阻，其根据施加于所述第1电极的第1电压生成第1电流；第2电阻，其根据施加于所述第2电极的第2电压生成第2电流；以及电压差判定部，其在所述第1电流和所述第2电流的差大于或等于预先设定的不饱和判定值时，发出检测信号，所述电平移位电路、所述第1电阻、所述第2电阻及所述电压差判定部内置于1个集成电路芯片。
第4技术方案涉及的逆变器装置具备：高电位侧半导体开关元件，其具备第1电极、第2电极、以及对所述第1电极及第2电极的电连接进行控制的第1控制电极；低电位侧半导体开关元件，其具备第3电极、第4电极、以及对所述第3电极及第4电极的电连接进行控制的第2控制电极，该第3电极与所述第2电极连接；第1半导体器件驱动电路，其对所述高电位侧半导体开关元件进行驱动；以及第2半导体器件驱动电路，其对所述低电位侧半导体开关元件进行驱动，所述第1半导体器件驱动电路具备：输入端子，其接收输入信号；电平移位电路，其将所述输入信号的电压电平进行移位，输出向所述第1控制电极赋予的驱动信号；恒定电流电路，其生成预先设定的规定电流；电阻，其根据施加于所述第2电极的电压生成检测电流；以及电压差判定部，其在所述检测电流低于所述规定电流时，发出检测信号。
发明的效果
根据第1及第3技术方案，通过在集成电路内也设置不饱和电压的判定所使用的电阻，从而能够利用单一的集成电路对不饱和电压进行检测，因此与在集成电路的外部设置电阻的情况相比，能够减少装置设计等的限制。
根据第2及第4技术方案，由于通过对恒定电流电路的规定电流和经由电阻生成的检测电流进行比较来检测不饱和电压，因此能够节省使用多个电阻进行来自第1、2电极的电流的检测的情况下所需要的配对的工时。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1涉及的半导体器件驱动用集成电路的电路框图。
图2是表示本发明的实施方式1涉及的逆变器装置的电路图。
图3是表示本发明的实施方式1涉及的半导体器件驱动用集成电路的不饱和电压检测电路的一个例子的电路图。
图4是表示本发明的实施方式2涉及的半导体器件驱动用集成电路的不饱和电压检测电路的电路图。
图5是表示本发明的实施方式3涉及的半导体器件驱动用集成电路的不饱和电压检测电路的电路图。
图6是表示本发明的实施方式4涉及的半导体器件驱动用集成电路的不饱和电压检测电路的电路图。
图7是表示本发明的实施方式5涉及的半导体器件驱动用集成电路的不饱和电压检测电路的电路图。
图8是表示本发明的实施方式6涉及的半导体器件驱动用集成电路的不饱和电压检测电路的电路图。
图9是表示本发明的实施方式7涉及的半导体器件驱动用集成电路的电路框图。
图10是表示本发明的实施方式8涉及的半导体器件驱动用集成电路的电路框图。
图11是表示本发明的实施方式9涉及的半导体器件驱动用集成电路的电路框图。
图12是表示本发明的实施方式10涉及的半导体器件驱动用集成电路的电路框图。
图13是表示本发明的实施方式10涉及的半导体器件驱动用集成电路的不饱和电压检测电路的电路图。
图14是表示本发明的实施方式11涉及的半导体器件驱动用集成电路的电路框图。
图15是表示本发明的实施方式1的变形例的电路图。
图16是表示半导体器件驱动用集成电路的一个例子的电路图，该半导体器件驱动用集成电路应用了本发明的实施方式5涉及的不饱和电压检测电路。
图17是表示半导体器件驱动用集成电路的一个例子的电路图，该半导体器件驱动用集成电路应用了本发明的实施方式5涉及的不饱和电压检测电路。
图18是表示半导体器件驱动用集成电路的一个例子的电路图，该半导体器件驱动用集成电路应用了本发明的实施方式5涉及的不饱和电压检测电路。
图19是表示半导体器件驱动用集成电路的一个例子的电路图，该半导体器件驱动用集成电路应用了本发明的实施方式5涉及的不饱和电压检测电路。
图20是表示半导体器件驱动用集成电路的一个例子的电路图，该半导体器件驱动用集成电路应用了本发明的实施方式5涉及的不饱和电压检测电路。
图21是表示本发明的实施方式12涉及的逆变器装置的电路图。
具体实施方式
下面，对作为本发明涉及的半导体器件驱动电路的实施方式而提供的半导体器件驱动用集成电路101～1016进行说明。在以下说明中，在各实施方式中对相同或相当的结构标注相同标号而进行说明，并且有时将相同事项的说明简化乃至省略。
实施方式1.
图1是表示本发明的实施方式1涉及的半导体器件驱动用集成电路101(下面，也简称为集成电路101)的电路框图。集成电路101具有电平移位部110、不饱和电压检测电路121、噪声滤波电路124、以及窄幅滤波电路125。如后面使用图2说明的那样，集成电路101与高电位侧半导体开关元件102连接。
电平移位部110将输入信号HIN的电压电平移位至高电位侧，输出应向高电位侧半导体开关元件102的栅极电极赋予的驱动信号HO。具体而言，电平移位部110将通过初级侧信号传送电路111与输入信号HIN同步地生成的信号LVON、LVOFF，通过电平移位主电路113作为HVON、HVOFF传送至次级侧信号传送电路114，通过次级侧信号传送电路114生成驱动信号HO。
初级侧信号传送电路111根据输入信号HIN输出第1电压电平信号(LVON、LVOFF)。具体而言，就初级侧信号传送电路111而言，使基准电位为第1基准电位GND，使电源电压为第1电源电压VCC，接收输入信号HIN和经由窄幅滤波电路125输入的检测信号Vsh，生成信号LVON、LVOFF。检测信号Vsh是由噪声滤波电路124对后述的检测信号Vdesat进行滤波后的信号。后面一边参照图3一边对检测信号Vsh及检测信号Vdesat进行说明。初级侧信号传送电路111在检测信号Vsh为低(Low)时与输入信号HIN同步地生成信号LVON、LVOFF。在检测信号Vsh为低时，信号LVON与输入信号HIN的上升沿同步地上升，信号LVOFF与输入信号HIN的下降沿同步地上升。另外，初级侧信号传送电路111以在检测信号Vsh为高(High)时，与检测信号Vsh的上升同步地使得信号LVOFF上升且使得信号LVON下降的方式生成信号LVON、LVOFF。
电平移位主电路113使第1电压电平信号(LVON、LVOFF)的电压电平进行移位而生成第2电压电平信号(HVON、HVOFF)。具体而言，电平移位主电路113与初级侧信号LVON、LVOFF同步地，以与第1基准电位GND不同的第2基准电位VS为基准生成信号HVON、HVOFF。
次级侧信号传送电路114接收第2电压电平信号(HVON、HVOFF)而生成驱动信号HO。具体地说，就次级侧信号传送电路114而言，使基准电位为第2基准电位VS，使电源电压为第2电源电压VB，与信号HVON、HVOFF同步地生成驱动信号HO。驱动信号HO与信号HVON的上升沿同步地上升，与信号HVOFF的上升沿同步地下降。
由于电平移位部110能够使用已公知的技术构成，因此在本说明书中省略详细的记述。电平移位部110中的各电路的结构可以进行各种变形，也可以为如下方式，即，使信号LVON、LVOFF、HVON、HVOFF为脉冲信号，通过脉冲信号对电平移位主电路113进行驱动。
不饱和电压检测电路121在经由端子VU、VL输入的电压差比规定的电压差大的情况下，将检测信号Vdesat设为高。端子VU与高电位侧半导体开关元件102的集电极(collector)电极(electrode)连接，端子VL与发射极电极连接。
不饱和电压检测电路121具有高耐压电阻部122及电压差判定部123。根据实施方式，通过将高电位侧半导体开关元件102的集电极-发射极间电压作为电流差进行检测，根据检测出的电流Idiff的大小，对集电极-发射极间电压是否为饱和电压进行判定，从而能够对由短路产生的过电流所导致的高电位侧半导体开关元件102的不饱和状态进行检测。
高耐压电阻部122将经由端子VU、VL输入的电压值(集电极电压、发射极电压)变换为电流值。高耐压电阻部122将经由端子VU输入的电压值(集电极电压)变换为电流值IU，将经由端子VL输入的电压值(发射极电压)变换为电流值IL。
电压差判定部123是根据第1电流IU与第2电流IL的差值来生成检测信号Vdesat的电路，例如，在第1电流IU与第2电流IL的电流差比预先设定的规定电流值(不饱和判定值)大的情况下，将检测信号Vdesat设为高。由此，实现在经由端子VU、VL输入的电压差(集电极-发射极间电压)比预先设定的规定电压值大的情况下，将检测信号Vdesat设为高的动作。
噪声滤波电路124以下述方式对检测信号Vdesat进行滤波，即，在输入信号HIN的接通期间(例如高期间)使检测信号Vdesat通过，在输入信号HIN的断开期间(例如低期间)阻拦检测信号Vdesat。即，噪声滤波电路124仅在输入信号HIN为高时，将检测信号Vdesat作为检测信号Vsh传送至窄幅滤波电路125。如果对噪声滤波电路124的效果进行说明，则首先，由于在输入信号HIN为低时，驱动信号HO也应变为低，所以高电位侧半导体开关元件102应变为断开状态。在断开状态下有时会成为集电极-发射极间电位差大幅地扩大的状态，在该情况下即便不是与过电流相伴的不饱和电压，检测信号Vdesat也变为高，发生误检测。为了防止这样的输入信号HIN为低时的误检测，插入了噪声滤波电路124。噪声滤波电路124在输入信号HIN为高且检测信号Vdesat也为高时将检测信号Vsh设为高，在除此之外的情况下将检测信号Vsh设为低。
窄幅滤波电路125在检测信号Vsh是小于或等于规定信号宽度的信号的情况下，将其传送切断。例如，如国际公开2014/115272号公报所示，由于从输入信号HIN上升至高电位侧半导体开关元件102变为饱和状态为止需要稍许时间，因此为了防止此时的误检测而插入了本电路。此外，虽未图示，但优选将通过了窄幅滤波电路125的信号Vsh，在上升后的规定的期间、或直至被输入了规定的信号为止保持为高。规定的信号既可以在内部生成，也可以从外部输入。
初级侧信号传送电路111、电压差判定部123、噪声滤波电路124、以及窄幅滤波电路125包含于初级侧电路112。
图2是表示本发明的实施方式1涉及的逆变器装置900的电路图。逆变器装置900具有串联连接的半导体开关元件102、103、以及对它们进行驱动的驱动模块800。在实施方式中，作为一个例子将半导体开关元件102、103设为绝缘栅极双极晶体管(IGBT)，但也可以为MOS场效应晶体管(MOSFET)等其它晶体管，其材质既可以为Si，也可以为SiC。
半导体开关元件102是高电位侧半导体开关元件(高侧开关元件)，半导体开关元件103是低电位侧半导体开关元件(低侧开关元件)。高电位侧半导体开关元件102的集电极电极与第3电源电压HVCC连接，低电位侧半导体开关元件103的发射极电极与第3基准电位HGND连接。低电位侧半导体开关元件103的集电极电极与高电位侧半导体开关元件102的发射极电极连接。
驱动模块800具有：HVIC 600，其对高电位侧半导体开关元件102进行驱动；LVIC700，其对低电位侧半导体开关元件103进行驱动。HVIC 600内置有集成电路101，端子VU与高电位侧半导体开关元件102的集电极电极连接，端子VL与高电位侧半导体开关元件102的发射极电极连接。根据实施方式，通过将驱动模块800的端子VU、VL分别与高电位侧半导体开关元件102的集电极(如果为MOSFET，则为漏极)电极和发射极(如果为MOSFET，则为源极)电极连接，能够对高电位侧半导体开关元件102的集电极-发射极间电压进行检测。
根据高电位侧半导体开关元件102的集电极-发射极间电压，能够对高电位侧半导体开关元件102的不饱和状态进行检测。即，通常，在半导体开关元件102、103正常进行接通动作的情况下，集电极-发射极间电压被保持为降低至半导体开关元件102、103的饱和电压的状态。但是，如果半导体开关元件102、103变为短路状态，则由于过电流，集电极-发射极间电压从饱和电压开始上升，变为不饱和的状态。因此，通过将驱动模块800的端子VU、VL与高电位侧半导体开关元件102的集电极电极、发射极电极连接，并且利用电压差判定部123对集电极-发射极间电压是否为饱和电压进行判定，从而能够对高电位侧半导体开关元件102的不饱和电压进行检测。例如，在集电极-发射极间电压相当于饱和电压时将检测信号Vdesat设为低，在大于或等于饱和电压时将检测信号Vdesat设为高。
检测出不饱和电压的检测信号Vsh的处理方法是任意的，但在图1中，使初级侧信号传送电路111为在检测信号Vsh为高时LVOFF上升的电路，并成为在检测出不饱和电压时使高电位侧半导体开关元件102进行断开动作的电路。作为其它方式，也可以是通过将错误信号端子FO设置于集成电路101，从而将检测信号Vsh作为错误信号(FO信号)输出至驱动模块800的外部。
图15是实施方式1的变形例，在集成电路101设置了错误信号端子FO。错误信号端子FO露出在集成电路101的外部，响应于检测信号Vdesat经由错误信号端子FO输出错误信号(FO信号)。
此外，通常，为了将第2基准电位VS端子与高电位侧半导体开关元件102的发射极电极连接，也可以将端子VL和端子VS集成为1个端子。
图3是表示本发明的实施方式1涉及的集成电路101的不饱和电压检测电路121a的一个例子的电路图。不饱和电压检测电路121a具备高耐压电阻部122a和电压差判定部123a。高耐压电阻部122a包含第1高耐压电阻201和第2高耐压电阻202。第1高耐压电阻201经由端子VU，根据施加于高电位侧半导体开关元件102的集电极电极的电压生成第1电流IU。第2高耐压电阻202经由端子VL，根据施加于高电位侧半导体开关元件102的发射极电极的电压生成第2电流IL。如上所述，电压差判定部123a在第1电流IU和第2电流IL的差大于或等于预先设定的规定电流值(不饱和判定值)时将检测信号Vdesat设为高。由此，对由过电流导致的不饱和电压进行检测。
此外，在实施方式中表示出如下例子，即，在端子VU、VL之间的电压差比规定电压值大时将检测信号Vdesat设为高，但也可以变形为在相同的情况下将检测信号Vdesat设为低。在该情况下，在没有检测到过电流的正常时，检测信号Vdesat为高(即，变为常高(normally high))。
通过第1、2高耐压电阻201、202，将经由端子VU、VL输入的电压变换为电流IU、IL。电流IL输入至由NMOSFET 311、312构成的“第1电流镜电路”，电流IU输入至由NMOSFET 313、314构成的“第2电流镜电路”。从第2电流镜电路输出的电流进一步被输入至由PMOSFET351、352构成的“第3电流镜电路”。从第1电流镜电路输出的电流和从第3电流镜电路输出的电流的差值输入至由NMOSFET 315、316构成的“第4电流镜电路”，从第4电流镜电路输出的电流成为与电流IU和IL的差值相当的电流Idiff。
通过将恒定电流电路203与NMOSFET 316的连接点的电压输入至反相器(NOT电路)401，从而对电流Idiff是否大于或等于预先设定的规定电流值(不饱和判定值)进行判定。在图3的情况下，在电流Idiff大于或等于不饱和判定值的情况下检测信号Vdesat变为高，在电流Idiff比不饱和判定值小的情况下检测信号Vdesat变为低。在图3中，由于电流Idiff等同于端子VU和端子VL之间的电压差，因此这样的动作等同于在电压差大时检测信号Vdesat变为高，在电压差小时检测信号Vdesat变为低。
恒定电流电路203的电流值预先设定为能够对端子VU和端子VL的电压差是否为高电位侧半导体开关元件102的饱和电压进行判定的电流值。由此，能够在端子VU、VL的电压差大于或等于饱和电压时，将检测信号Vdesat设为高，在端子VU、VL的电压差比饱和电压小时将检测信号Vdesat设为低。
集成电路101构成为，电平移位部110、第1高耐压电阻201、第2高耐压电阻202及电压差判定部123a设置于1个集成电路芯片。优选将第1高耐压电阻201及第2高耐压电阻202作为电阻图案形成于集成电路101内的基板之上，由此与在外部设置高耐压引线电阻的情况相比能够在非常小的空间设置用于不饱和电压检测的高耐压电阻。另外，通过将第1、2高耐压电阻201、202也设置于集成电路101内，从而能够通过一个集成电路101对不饱和电压进行检测，无需为了检测不饱和电压而安装其它电阻部件。由此，能够减少HVIC600、驱动模块800、以及逆变器装置900的设计及制造上的限制，还关系到驱动模块800及逆变器装置900的小型化。
实施方式2.
图4是表示本发明的实施方式2涉及的集成电路的不饱和电压检测电路121b的电路图。实施方式2涉及的集成电路除了将不饱和电压检测电路121a替换为不饱和电压检测电路121b这一点之外，具备与实施方式1涉及的集成电路101相同的结构。判定限制部126b由电流比较部和逻辑电路构成，该电流比较部由恒定电流电路204和NMOSFET 317构成，该逻辑电路由反相器403、404和AND电路402构成。NMOSFET 317和NMOSFET 315构成“第5电流镜电路”。第5电流镜电路与由NMOSFET 315、316构成的第4电流镜电路相同地，输出作为电流IU和电流IL的电流差的电流IM5。恒定电流电路204和NMOSFET 317的漏极的连接点被输入至反相器403，反相器403的输出被输入至反相器404，作为反相器404的输出的信号Vdiffu被输入至AND电路402。电压差判定部123a所输出的检测信号Vdiffl被输入至AND电路402。
有时即使在高电位侧半导体开关元件102为断开状态的情况下，高电位侧半导体开关元件102的集电极-发射极间电压也大于或等于饱和电压。在该情况下，希望避免误检测为不饱和状态。因此，在实施方式2中，通过对高电位侧半导体开关元件102的断开状态进行判定，从而抑制不饱和状态的误检测。因此，设为在电压差判定部123的电压差(即，第1电流IU和第2电流IL的电流差Idiff)过大时判定为没有产生由过电流导致的不饱和状态，具体而言，针对会导致发出检测信号Vdesat的电流差Idiff的值设置上限。
根据图4的电路结构，对来自恒定电流电路204的恒定电流和电流IM5进行比较。在电流IM5小于或等于恒定电流电路204的电流值时，将信号Vdiffu设为高。相反，在电流IM5超过恒定电流电路204的电流值的情况下，将信号Vdiffu设为低。即，将恒定电流电路204的电流值作为“上限值”，在电流IM5小于或等于该上限值时将信号Vdiffu设为高。
在高电位侧半导体开关元件102为断开状态，并且集电极-发射极电压大于或等于饱和电压时，端子VU和端子VL的电压差应表示出大于或等于某特定电压的值。在实施方式2中，先对该特定电压进行调查，预先设定为“断开判定电压”。高电位侧半导体开关元件102的断开判定电压相当于从第3电源电压HVCC减去低电位侧半导体开关元件103的饱和电压后的电压。恒定电流电路204的电流值预先设定为用于对端子VU和端子VL的电压差是否为断开判定电压进行判定的电流值。
信号Vdiffu和来自电压差判定部123a的检测信号Vdiffl输入至AND电路402。仅在检测信号Vdiffl和信号Vdiffu均为高时，AND电路402变为高，检测信号Vdesat变为高。由此，只有在集电极-发射极间电压为超过饱和电压的不饱和电压(即，集电极-发射极电压比正常工作时的饱和电压＝接通相当电压值高)，并且集电极-发射极间电压小于或等于上述断开判定电压时，才能够将检测信号Vdesat设为高。
如上述说明所述，判定限制部126b在电流差Idiff小于或等于上限值时，使电压差判定部123a的信号Vdiffl的“高”这一信号值通过而将检测信号Vdesat设为高。另一方面，判定限制部126b在电流差Idiff超过上限值时，阻拦来自电压差判定部123a的信号Vdiffl，将检测信号Vdesat保持为低。如上所述，判定限制部126b能够选择性地对检测信号Vdesat进行传送。即，只有在高电位侧半导体开关元件102的集电极-发射极间电压为特定范围内的情况下，判定限制部126b才能够将检测信号Vdesat设为高。具体而言，该“特定范围内”是大于或等于饱和电压且小于或等于断开判定电压的范围内。其结果，在高电位侧半导体开关元件102为断开状态的情况下，能够抑制针对与过电流相伴的不饱和状态的误检测。
实施方式3.
图5是表示本发明的实施方式3涉及的集成电路的不饱和电压检测电路121c的电路图。实施方式3涉及的集成电路除了将不饱和电压检测电路121b替换为不饱和电压检测电路121c这一点之外，具备与实施方式2涉及的集成电路相同的结构。实施方式3涉及的不饱和电压检测电路121c具备电压差判定部123c，电压差判定部123c呈对电压差判定部123a追加了判定限制部126c的结构。判定限制部126c在替代图4所示的恒定电流电路204而具备NMOSFET 318、以及PMOSFET 353、354这一点上，与判定限制部126b不同。NMOSFET318和NMOSFET 313构成“第6电流镜电路”，第6电流镜电路输出相当于电流IU的电流。PMOSFET353、354构成“第7电流镜电路”。从第6电流镜电路输出的电流IM6被输入至第7电流镜电路。
此处，从第7电流镜电路输出的电流IM7具有与恒定电流电路204的输出电流相同的“上限值”的作用，调整为实施方式2中说明的“相当于断开判定电压的值”。通过对第7电流镜电路的输出电流IM7、以及由NMOSFET 317、315构成的第5电流镜电路的输出电流IM5进行比较，能够实现与实施方式2相同的电路动作。
并且，第7电流镜电路的输出电流IM7依赖于输入至端子VU的电压，即第3电源电压HVCC而变化。具体而言，由于端子VU的电压越大，电流IU越大，在NMOSFET 313流过的电流增加，因此第6电流镜电路的输出电流IM6也增加。其结果，第3电源电压HVCC越大，则第7电流镜电路的输出电流(即，MOSFET 318的源极漏极电流)调整为越大的值。
根据实施方式3，可以依赖于第3电源电压HVCC对实施方式2中叙述的与不饱和电压判定相关的电压差(电流Idiff)的上限值进行调整。在实施方式2中，由于上限值由恒定电流电路204的电流值唯一确定，因此在第3电源电压HVCC与当初的设计条件不同的情况下需要对恒定电流电路204进行设计变更。关于这一点，根据实施方式3，由于上限值依赖于第3电源电压HVCC而自动地得到调整，因此不需要恒定电流电路的设计变更。
实施方式4.
图6是表示本发明的实施方式4涉及的集成电路的不饱和电压检测电路121d的电路图。实施方式4涉及的集成电路除了将不饱和电压检测电路121b替换为不饱和电压检测电路121d这一点之外，具备与实施方式2涉及的集成电路相同的结构。实施方式4涉及的不饱和电压检测电路121d除了替代判定限制部126b、126c而具备判定限制部126d这一点之外，具备与实施方式2～3相同的电路结构。
通常，在高电位侧半导体开关元件102为断开状态，并且集电极-发射极电压大于或等于饱和电压时，经由端子VL取得的发射极电压小于或等于某特定的值。下面，将该特定的值也称为“断开时发射极电压值”。“断开时发射极电压值”是比第3基准电位HGND高出低电位侧半导体开关元件103的饱和电压的量的电压。与此相对，在高电位侧半导体开关元件102的短路动作中，发射极电压比上述断开时发射极电压值高。因此，通过对发射极电压是否相当于上述断开时发射极电压值进行判定，能够抑制在断开动作时作出不饱和电压的误检测。在实施方式4中，利用这一点，对实施方式1的电路结构，追加基于从端子VL输入的高电位侧半导体开关元件102的发射极电压对断开动作时的误检测进行抑制的功能。
判定限制部126d包含恒定电流电路205、NMOSFET 319、反相器405、AND电路402。NMOSFET 319和NMOSFET 311构成“第8电流镜电路”。第8电流镜电路生成对第2电流IL进行了复制的输出电流。恒定电流电路205的电流值设定为与发射极电压为上述“断开时发射极电压值”时的第2电流IL相当的值。恒定电流电路205和NMOSFET 319的漏极的连接点被连接至反相器405的输入侧。反相器405的输出成为信号Vdiffu。从电压差判定部123a输出的检测信号Vdiffl、以及上述信号Vdiffu被输入至AND电路402。
在通过端子VL取得的发射极电压比断开时发射极电压值高时，第2电流IL比恒定电流电路205的电流值大。如果第2电流IL比恒定电流电路205大，则反相器405的输入变为低，信号Vdiffu变为高。如果信号Vdiffu为高，则响应于检测信号Vdiffl变为高这一情况，AND电路402的输出信号即检测信号Vdesat变为高。与此相反，在通过端子VL取得的发射极电压小于或等于断开时发射极电压值时，信号Vdiffu变为低，检测信号Vdesat也维持为低。
如上所述，判定限制部126d在通过端子VL取得的发射极电压比断开时发射极电压值高时，使检测信号Vdiffl通过，响应于检测信号Vdiffl的“高”这一信号值，将检测信号Vdesat设为高。另一方面，判定限制部126d在通过端子VL取得的发射极电压小于或等于断开时发射极电压值时，阻拦检测信号Vdiffl，从而将检测信号Vdesat维持为低。如上所述，判定限制部126d能够根据通过端子VL取得的发射极电压的大小选择性地对检测信号Vdiffl进行传送。
根据实施方式4，能够抑制误检测而不依赖于第3电源电压HVCC。另外，由于通过搭载实施方式4涉及的不饱和电压检测电路121d，能够将在电路内流过的电流值抑制得小，所以也能够减小集成电路101及搭载了该集成电路101的驱动模块800的消耗电流。
实施方式5.
图7是表示本发明的实施方式5涉及的集成电路的不饱和电压检测电路121d的电路图。实施方式5涉及的集成电路除了将不饱和电压检测电路121a替换为不饱和电压检测电路121d并且省略端子VU这一点之外，具备与实施方式1涉及的集成电路101相同的结构。通过针对图1所示的集成电路101及图2所示的逆变器装置900，实施将集成电路101内的不饱和电压检测电路121替换为图7所示的不饱和电压检测电路121d的变形，从而提供实施方式5涉及的集成电路及逆变器装置。
对高电位侧半导体开关元件102的集电极电极施加有第3电源电压HVCC。在高电位侧半导体开关元件102进行正常接通动作，由此集电极-发射极间电压变为饱和电压时，发射极电压变为比集电极电压低了高电位侧半导体开关元件102的饱和电压的量的电压(下面，也称为“接通时发射极电压值”)。在由短路动作导致产生不饱和电压时，集电极-发射极电压增大，从而相对于集电极电压的电压降低量增大。其结果，与产生饱和电压时相比，发射极电压降低。因此，利用在短路动作时发射极电压降低这一点，仅通过对发射极电压的监视，也能够对高电位侧半导体开关元件102的不饱和电压进行检测。因此，在实施方式5中，如图7所示，将端子VU及第1高耐压电阻201省略。
不饱和电压检测电路121d具备电压差判定部123d以及仅由第2高耐压电阻202构成的高耐压电阻部122b。电压差判定部123d具备：第1电流镜电路，其由NMOSFET 311、312构成；恒定电流电路206，其与MOSFET 312的漏极连接；反相器401，其被输入MOSFET 312的漏极和恒定电流电路206的连接点的电压；以及反相器406，其被输入反相器401的输出信号，反相器406的输出为检测信号Vdesat。
恒定电流电路206的电流值预先设定为与对端子VL施加上述“接通时发射极电压值”时的第2电流IL相当的电流值。通过对恒定电流电路206的电流值和第2电流IL进行比较，能够对施加于端子VL的发射极电压是否为“接通时发射极电压值”，即，集电极-发射极间电压是否为饱和电压进行检测。由于在没有产生不饱和电压时发射极电压应为接通时发射极电压值，电流值IL表示的是与恒定电流电路206的电流值相同或比该电流值大的值，因此检测信号Vdesat变为低。另一方面，如果由于产生不饱和电压而使发射极电压降低，则电流值IL低于恒定电流电路206的电流值，由此检测信号Vdesat变为高。由此，能够对不饱和电压进行检测。
根据实施方式5，通过使高耐压电阻为1个，从而能够解决在将多个高耐压电阻图案设置于集成电路内的基板之上时的配对的问题。即，在实施方式1～4中，如果在第1高耐压电阻201和第2项耐压电阻202之间存在特性(电阻值)偏差，则不能够准确地对第1电流IU和第2电流IL进行比较，因此在形成第1高耐压电阻201和第2高耐压电阻202各自的高耐压电阻图案时，需要抑制特性偏差而使它们的特性充分一致(配对)。关于这一点，由于在实施方式5中仅第2高耐压电阻202即可，因此不需要这样的配对。此外，优选能够通过激光加工对恒定电流电路206的电流值进行调整，由此能够抑制第2高耐压电阻202的制造上的偏差。
此外，在实施方式5中，恒定电流电路206的电流相当于上述第2及第4技术方案中的“规定电流”，第2电流IL相当于上述第2及第4技术方案中的“检测电流”。
实施方式6.
图8是表示本发明的实施方式6涉及的集成电路的不饱和电压检测电路121e的电路图。不饱和电压检测电路121e呈对图7所示的不饱和电压检测电路121d追加了图6的判定限制部126d的结构。与使用图6说明的相同，判定限制部126d能够以下述方式选择性地对检测信号Vdiffl进行传送，即，在端子VL的电压比断开时发射极电压值高时，使从电压差判定部123d输出的检测信号Vdiffl的“高”这一信号值通过，将检测信号Vdesat设为高，在端子VL的电压小于或等于断开时发射极电压值时，通过阻拦检测信号Vdiffl，从而将检测信号Vdesat设为低。通过利用判定限制部126d对发射极电压是否为“断开时发射极电压值”进行判定，从而在发射极电压低于“接通时发射极电压值”且发射极电压比“断开时发射极电压值”高时，使从电压差判定部123d输出的检测信号Vdiffl通过，将检测信号Vdesat设为高。由此，与实施方式4(参照图6)相同地，能够通过设定发射极电压的下限值而得到抑制误检测的效果。
实施方式7.
图9是表示本发明的实施方式7涉及的半导体器件驱动用集成电路1012(下面，也简称为集成电路1012)的电路框图。实施方式7涉及的集成电路1012呈对实施方式1的电路结构实施变形，利用驱动信号HO来实现噪声滤波的结构。即，在实施方式1中通过输入信号HIN对输入信号HIN为低时的误检测进行抑制，但在实施方式7中则是通过使用驱动信号HO，从而对驱动信号HO为低时的误检测进行抑制。
根据实施方式7，即使在驱动信号HO进行与输入信号HIN不同的动作的情况下，也能够对误检测进行抑制。例如，有时由于电平移位主电路113的误动作，即便输入信号HIN为低，驱动信号HO也为高。此时，由于高电位侧半导体开关元件102为接通状态，因此检测信号Vsh应传送至后级，但在实施方式1中不传送。通过使用驱动信号HO，从而在如上述那样的情况下也能够进行与半导体开关元件的状态对应的检测。
图9所示的集成电路1012为如下结构，即，对图1所示的集成电路101追加逆电平移位主电路116和逆电平移位驱动电路117，将逆电平移位主电路116的输出信号LVH输入至噪声滤波电路124。向逆电平移位驱动电路117输入驱动信号HO，由逆电平移位驱动电路117生成与驱动信号HO的上升同步地上升的信号HVH。逆电平移位主电路116为与信号HVH同步地，生成信号LVH的电路，使电源电压为第2电源电压VB、基准电位为第2基准电位VS的信号HVH电平移位成电源电压为第1电源电压VCC、基准电位为第1基准电位GND的信号LVH。向噪声滤波电路124输入检测信号Vdesat和信号LVH。噪声滤波电路124以下述方式对检测信号Vdesat进行滤波，即，在驱动信号HO的接通期间(高期间)使检测信号Vdesat通过，在驱动信号HO的断开期间(低期间)阻拦检测信号Vdesat。由此，在信号LVH为高且检测信号Vdesat为高时，能够将检测信号Vsh设为高。此外，由于能够通过公知技术构成逆电平移位主电路116等，因此省略详细的记述。
实施方式8.
图10是表示本发明的实施方式8涉及的半导体器件驱动用集成电路1013(下面，也简称为集成电路1013)的电路框图。实施方式8涉及的集成电路1013呈对实施方式7的电路结构实施变形，在次级侧实施基于驱动信号HO的噪声滤波的结构。在实施方式7中，将驱动信号HO向初级侧传送，但在本实施方式中，将检测信号Vdesat传送至次级侧。根据本实施方式，能够将电平移位电路的动作简化。
集成电路1013具备第2电平移位主电路118，噪声滤波电路124及窄幅滤波电路125并非是设置于初级侧电路112而是设置于次级侧电路115。由于将电压差判定部123设置于初级侧电路112，因此检测信号Vdesat是以第1基准电位GND为基准生成的。第2电平移位主电路118生成使检测信号Vdesat的电压电平进行移位后的高电位检测信号HVdesat。具体地说，就第2电平移位主电路118而言，第2电平移位主电路118与检测信号Vdesat同步地，生成作为以第2基准电位VS为基准的信号的高电位检测信号HVdesat。高电位检测信号HVdesat输入至噪声滤波电路124。噪声滤波电路124在驱动信号HO为高且高电位检测信号HVdesat为高时，将检测信号Vsh设为高。
次级侧信号传送电路114在通过噪声滤波电路124及窄幅滤波电路125后的检测信号Vsh(所谓的滤波后检测信号)为高时，将驱动信号HO设定为低，以使得高电位侧半导体开关元件102变为断开。在检测信号Vsh为高且检测信号Vsh下降时，不接受信号HVON、HVOFF的输入，使驱动信号HO维持其状态。在检测信号Vsh为低时，驱动信号HO与信号HVON的上升同步地上升，驱动信号HO与信号HVOFF的上升同步地下降。
根据实施方式8，能够将检测信号Vdesat作为高电位检测信号HVdesat传送至次级侧电路115。由此，能够将初级侧信号传送电路111的动作简化，其结果，还具有能够将输入信号HIN的电平移位动作简化的效果。
实施方式9.
图11是表示本发明的实施方式9涉及的半导体器件驱动用集成电路1014(下面，也简称为集成电路1014)的电路框图。实施方式9涉及的集成电路1014与实施方式8不同，仅在次级侧电路115侧实现基于驱动信号HO的噪声滤波功能。
如图11所示，在集成电路1014中，在次级侧电路115内设置有噪声滤波电路124b。另外，集成电路1014具备端子VS2、以及将该端子VS2连接于端子VL的导线210。关于端子VS2和端子VL的连接方法，既可以在集成电路外部通过导线210等连接，也可以在集成电路1014的内部进行配线。
噪声滤波电路124b在驱动信号HO的接通期间(高期间)，通过将发射极电极和第2高耐压电阻202连接，从而将第2电流IL供给至电压差判定部123。另外，噪声滤波电路124b在驱动信号HO的断开期间(低期间)，通过将恒定电流电路207连接于第2高耐压电阻202，从而向电压差判定部123供给将检测信号Vdesat设为低的大小的电流。具体而言，噪声滤波电路124b具备开关208、209和恒定电流电路207。开关209在驱动信号HO为高时将端子VS和端子VS2连接，在驱动信号HO为低时将端子VS和端子VS2电气断开(切断)。开关208在驱动信号HO为高时将恒定电流电路207和端子VS2电气断开(切断)，在驱动信号HO为低时将恒定电流电路207和端子VS2连接。如果开关208接通，则恒定电流电路207的电流经由端子VS2、VL输入至高耐压电阻部122，生成第2电流IL。将恒定电流电路207的电流值预先设定为，在由恒定电流电路207生成了第2电流IL时，在电压差判定部123处检测信号Vdesat变为低，即，电流IU和电流IL的差值充分小。
在驱动信号HO为高时，由于端子VS连接于端子VS2，因此经由端子VS2将发射极电压输入至端子VL。其结果，在高电位侧半导体开关元件102不饱和时，检测信号Vdesat变为高。在驱动信号HO为低时，恒定电流电路207连接于端子VS2，经由端子VS2将恒定电流输入至端子VL，将检测信号Vdesat设为低。通过上述电路动作，能够抑制在驱动信号HO为低时错误地检测出不饱和电压这一情况。
根据实施方式9，也可以不将驱动信号HO从次级侧向初级侧进行逆电平移位，还可以不将不饱和电压检测信号Vdesat从初级侧向次级侧进行电平移位。由此，还具有下述效果，即，能够削减与基于驱动信号HO的噪声滤波相伴的电平移位动作。
实施方式10.
图12是表示本发明的实施方式10涉及的半导体器件驱动用集成电路1015(下面，也简称为集成电路1015)的电路框图。图13是表示本发明的实施方式10涉及的集成电路1015的不饱和电压检测电路121f的电路图。在实施方式10中，对实施方式1的电路结构实施变形，将通过电压差判定部123a检测出的电压差信号(检测信号Vdesat)作为模拟信号输出至外部。图12所示的集成电路1015具备在集成电路1015的外部露出且输出模拟电流信号Idesat的模拟信号端子。模拟电流信号Idesat是将第1电流IU和第2电流IL的差即电流Idiff作为模拟值输出至集成电路1015的外部的信号。
图13所示的不饱和电压检测电路121f的特征在于能够输出模拟电流信号Idesat的电压差判定部123f的电路结构。电压差判定部123f呈对实施方式1的电压差判定部123a(参照图3)追加了NMOSFET 320的结构。NMOSFET 320和NMOSFET 315构成“第9电流镜电路”，通过NMOSFET 320输出在NMOSFET 316流过的电流Idiff的复制电流。NMOSFET 320的漏极连接于上述模拟信号端子，将电流差Idiff作为模拟电流信号Idesat输出。
此外，在图13中表示出的是对电流差Idiff进行输出的方式，但也可以变形为输出电压差作为模拟电压信号。此外，在图12中设置有噪声滤波电路124，但由于通过外部电路实施短路判定，因此也可以省略噪声滤波电路124。
通过将检测出的电压差信号作为模拟电流信号Idesat输出至外部，从而能够在集成电路1015的外部设定不饱和电压判定的基准，能够任意地设定及变更不饱和电压检测时的控制内容。
实施方式11.
图14是表示本发明的实施方式11涉及的半导体器件驱动用集成电路1016(下面，也简称为集成电路1016)的电路框图。由于为了防止短路而不会将2个半导体开关元件102、103同时接通，因此在低电位侧半导体开关元件103接通时，高电位侧半导体开关元件102原本应是断开的。因此，在实施方式11中，通过将实施方式1的逆变器装置900及集成电路101作为基本结构，并且将低电位侧输入信号LIN或低电位侧驱动信号LO输入至集成电路101的噪声滤波电路124，从而对不饱和电压的误检测进行抑制。
在图14的集成电路1016中，将低电位侧输入信号LIN经由反相器408输入至噪声滤波电路124。这与在图1的集成电路101中将高电位侧输入信号HIN输入至噪声滤波电路124不同。通过噪声滤波电路124，在低电位侧输入信号LIN为低且检测信号Vdesat为高时，检测信号Vsh变为高。即，噪声滤波电路124以下述方式对检测信号Vdesat进行滤波，即，在低电位侧输入信号LIN的断开期间(低期间)使检测信号Vdesat通过，在低电位侧输入信号LIN的接通期间(高期间)阻拦检测信号Vdesat。
也可以替代低电位侧输入信号LIN，将低电位侧驱动信号LO输入至噪声滤波电路124。在该情况下，噪声滤波电路124以下述方式对检测信号Vdesat进行滤波，即，在低电位侧驱动信号LO的断开期间(低期间)使检测信号Vdesat通过，在低电位侧驱动信号LO的接通期间(高期间)阻拦检测信号Vdesat。如果将低电位侧驱动信号LO输入至噪声滤波电路124，则即使在驱动信号LO进行与输入信号LIN不同的动作的情况下，也能够抑制误检测。
如上所述，在实施方式11中，仅在低电位侧驱动信号LIN或低电位侧输入信号LO为低时，将检测信号Vdesat的“高”这一信号值传送至检测信号Vsh。由此，在低电位侧半导体开关元件103接通时，即使通过断开状态的高电位侧半导体开关元件102使集电极-发射极间电压增大，也能够避免误检测为产生了由过电流导致的不饱和电压。
实施方式12.
图21是表示本发明的实施方式12涉及的逆变器装置901的电路图。就实施方式12涉及的逆变器装置901而言，将与逆变器装置900相同的电路结构作为基本结构，并且对在发生短路时的通断动作的断开控制实施了改进。具体而言，将HVIC 600及LVIC 700构建为，在由于伴随着短路产生过电流而发出了检测信号Vdesat的情况下，之后，彼此错开定时(timing)地进行高电位侧半导体开关元件102的断开和低电位侧半导体开关元件103的断开。
在实施方式1的逆变器装置900中高电位侧半导体开关元件102和低电位侧半导体开关元件103均为接通状态而短路的情况下，如果使高电位侧半导体开关元件102和低电位侧半导体开关元件103同时进行断开动作，则di/dt变大，会由于电涌而将集成电路、开关元件破坏。因此，在实施方式12中，在检测出不饱和电压后，通过使高电位侧半导体开关元件102和低电位侧半导体开关元件103以某种优先顺序进行断开动作，从而使断开动作时的di/dt缓和。具体而言，由于高电位侧半导体开关元件102及低电位侧半导体开关元件103中的后导通的元件的栅极电压低，断开动作时的di/dt小，因此优选使后导通的元件先行进行断开动作。
在检测出不饱和电压后，可以通过各种方法形成分别使2个半导体开关元件102、103进行断开动作的定时的差。在图21中，作为一个例子，设置有将驱动模块800变形后的驱动模块801，通过在该驱动模块801中利用延迟电路610使成为检测出不饱和电压后的断开动作的触发的错误信号FO延迟并且传送至LVIC 600，从而形成上述定时差。在图21的例子中例示出将高电位侧半导体开关元件102先断开的情况，但该电路是一个例子，也可以使低电位侧半导体开关元件103先断开，还可以对高电位侧半导体开关元件102和低电位侧半导体开关元件103中的哪一个是后导通的元件进行检测，使后导通的元件先行进行断开动作。另外，也可以从第1个断开动作起对VS电位进行监视，在VS电位变化至规定电压后进行第2个断开动作，形成上述定时差。为了实现这样的动作，也可以在HVIC 600和LVIC700之间交换用于对断开动作的定时进行识别的定时信号，能够将错误信号FO或检测信号Vdesat本身传送至LVIC 700。
此外，使用实施方式5涉及的不饱和电压检测电路121d，也能够构成上述实施方式涉及的半导体器件驱动用集成电路及逆变器装置。图16～图20是表示半导体器件驱动用集成电路的一个例子的电路图，该半导体器件驱动用集成电路应用了本发明的实施方式5涉及的不饱和电压检测电路121d。图16是在图1的集成电路101应用了不饱和电压检测电路121d，图17是在图9的集成电路1012应用了不饱和电压检测电路121d，图18是在图10的集成电路1013应用了不饱和电压检测电路121d，图19是在图11的集成电路1014应用了不饱和电压检测电路121d，图20是在图14的集成电路1016应用了不饱和电压检测电路121d。在各图中省略了端子VU。此外，虽未图示，但也可以将图15所示的错误信号端子FO应用于图16所记载的集成电路101。
标号的说明
101～1016半导体器件驱动用集成电路(集成电路)，102高电位侧半导体开关元件，103低电位侧半导体开关元件，110电平移位部，111初级侧信号传送电路，112初级侧电路，113电平移位主电路，114次级侧信号传送电路，115次级侧电路，118第2电平移位主电路，121～121f不饱和电压检测电路，122～122b高耐压电阻部，123～123f电压差判定部，124～124b噪声滤波电路，125窄幅滤波电路，126b、126d判定限制部，116逆电平移位主电路，117逆电平移位驱动电路，201第1高耐压电阻，202第2高耐压电阻，203～207恒定电流电路，208、209开关，210导线，401、403～408反相器，402AND电路，600高电位侧驱动电路(HVIC)，610延迟电路，700低电位侧驱动电路(LVIC)，800、801驱动模块，900逆变器装置，FO错误信号端子，GND第1基准电位，VS第2基准电位，HGND第3基准电位，HIN输入信号(高电位侧输入信号)，LIN输入信号(低电位侧输入信号)，HO驱动信号(高电位侧驱动信号)，LO驱动信号(低电位侧驱动信号)，HVdesat高电位检测信号，Idesat模拟电流信号，Idiff电流(电流差)，VCC第1电源电压，VB第2电源电压，HVCC第3电源电压，Vdesat、Vsh检测信号。

Claims (22)

1.一种半导体器件驱动电路，其用于对半导体开关元件进行驱动，该半导体开关元件具备第1电极、第2电极、以及对所述第1电极及第2电极的电连接进行控制的控制电极，
该半导体器件驱动电路具备：
输入端子，其接收输入信号；
电平移位部，其将所述输入信号的电压电平进行移位，输出应向所述控制电极赋予的驱动信号；
第1电阻，其根据施加于所述第1电极的第1电压生成第1电流；
第2电阻，其根据施加于所述第2电极的第2电压生成第2电流；以及
判定部，其在所述第1电流和所述第2电流的差大于或等于预先设定的不饱和判定值时，发出检测信号，
所述电平移位部、所述第1电阻、所述第2电阻及所述判定部设置于1个集成电路芯片。
2.根据权利要求1所述的半导体器件驱动电路，其中，
还具备判定限制部，该判定限制部与所述判定部连接，该判定限制部以下述方式选择性地传送所述检测信号，即，在所述差的值小于或等于预先设定得比所述不饱和判定值大的上限值时，使所述检测信号通过，在所述差超过所述上限值时，阻拦所述检测信号。
3.根据权利要求2所述的半导体器件驱动电路，其中，
所述第1电压越大，将所述上限值调整为越大的值。
4.根据权利要求1所述的半导体器件驱动电路，其中，
还具备判定限制部，该判定限制部与所述判定部连接，该判定限制部以下述方式选择性地传送所述检测信号，即，在所述第2电压比预先设定的断开相当值高时，使所述检测信号通过，在所述第2电压小于或等于所述断开相当值时，阻拦所述检测信号。
5.根据权利要求1所述的半导体器件驱动电路，其中，
所述输入信号包含对所述半导体开关元件的接通进行指示的接通期间以及对所述半导体开关元件的断开进行指示的断开期间，
该半导体器件驱动电路具备噪声滤波电路，该噪声滤波电路被输入所述输入信号，以下述方式对所述检测信号进行滤波，即，在所述输入信号的所述接通期间使所述检测信号通过，在所述输入信号的所述断开期间阻拦所述检测信号。
6.根据权利要求1所述的半导体器件驱动电路，其中，
所述驱动信号包含使所述半导体开关元件接通的接通期间以及使所述半导体开关元件断开的断开期间，
该半导体器件驱动电路具备噪声滤波电路，该噪声滤波电路被输入所述驱动信号，以下述方式对所述检测信号进行滤波，即，在所述驱动信号的所述接通期间使所述检测信号通过，在所述驱动信号的所述断开期间阻拦所述检测信号。
7.根据权利要求6所述的半导体器件驱动电路，其中，
所述电平移位部包含：
初级侧信号传送电路，其根据所述输入信号而输出第1电压电平信号；
第1电平移位主电路，其使所述第1电压电平信号的电压电平进行移位而生成第2电压电平信号；以及
次级侧信号传送电路，其接收所述第2电压电平信号而生成所述驱动信号，
该半导体器件驱动电路还具备第2电平移位主电路，该第2电平移位主电路生成使所述检测信号的电压电平进行移位后的高电位检测信号，
通过所述第2电平移位主电路进行电平移位后的所述检测信号被输入至所述噪声滤波电路，
所述次级侧信号传送电路在接收了通过所述噪声滤波电路后的滤波后检测信号时，将所述驱动信号设定为所述半导体开关元件变为断开的值。
8.根据权利要求1所述的半导体器件驱动电路，其中，
所述驱动信号包含使所述半导体开关元件接通的接通期间以及使所述半导体开关元件断开的断开期间，
该半导体器件驱动电路具备噪声滤波电路，该噪声滤波电路被输入所述驱动信号，通过在所述驱动信号的所述接通期间将所述第2电极和所述第2电阻连接，从而将所述第2电流供给至所述判定部，通过在所述驱动信号的所述断开期间将恒定电流电路连接于所述第2电阻，从而将不发出所述检测信号的大小的电流供给至所述判定部。
9.根据权利要求1所述的半导体器件驱动电路，其中，
具备错误信号端子，该错误信号端子在所述半导体器件驱动电路的外部露出，响应于所述检测信号而输出错误信号。
10.根据权利要求1所述的半导体器件驱动电路，其中，
具备模拟检测信号端子，该模拟检测信号端子在所述半导体器件驱动电路的外部露出，将所述第1电流和所述第2电流的差作为模拟值而输出。
11.一种半导体器件驱动电路，其用于对半导体开关元件进行驱动，该半导体开关元件具备第1电极、第2电极、以及对所述第1电极及第2电极的电连接进行控制的控制电极，
该半导体器件驱动电路具备：
输入端子，其接收输入信号；
电平移位部，其将所述输入信号的电压电平进行移位，输出应向所述控制电极赋予的驱动信号；
恒定电流电路，其生成预先设定的规定电流；
电阻，其根据施加于所述第2电极的电压生成检测电流；以及
判定部，其在所述检测电流低于所述规定电流时，发出检测信号。
12.根据权利要求11所述的半导体器件驱动电路，其中，
还具备判定限制部，该判定限制部与所述判定部连接，该判定限制部以下述方式选择性地传送所述检测信号，即，在施加于所述第2电极的电压比预先设定的断开相当值高时，使所述检测信号通过，在施加于所述第2电极的电压小于或等于所述断开相当值时，阻拦所述检测信号。
13.根据权利要求11所述的半导体器件驱动电路，其中，
所述输入信号包含对所述半导体开关元件的接通进行指示的接通期间以及对所述半导体开关元件的断开进行指示的断开期间，
该半导体器件驱动电路具备噪声滤波电路，该噪声滤波电路被输入所述输入信号，以下述方式对所述检测信号进行滤波，即，在所述输入信号的所述接通期间使所述检测信号通过，在所述输入信号的所述断开期间阻拦所述检测信号。
14.根据权利要求11所述的半导体器件驱动电路，其中，
所述驱动信号包含使所述半导体开关元件接通的接通期间以及使所述半导体开关元件断开的断开期间，
该半导体器件驱动电路具备噪声滤波电路，该噪声滤波电路被输入所述驱动信号，以下述方式对所述检测信号进行滤波，即，在所述驱动信号的所述接通期间使所述检测信号通过，在所述驱动信号的所述断开期间阻拦所述检测信号。
15.根据权利要求14所述的半导体器件驱动电路，其中，
所述电平移位部包含：
初级侧信号传送电路，其根据所述输入信号而输出第1电压电平信号；
第1电平移位主电路，其使所述第1电压电平信号的电压电平进行移位而生成第2电压电平信号；以及
次级侧信号传送电路，其接收所述第2电压电平信号而生成所述驱动信号，
该半导体器件驱动电路还具备第2电平移位主电路，该第2电平移位主电路生成使所述检测信号的电压电平进行移位后的高电位检测信号，
通过所述第2电平移位主电路进行电平移位后的所述检测信号被输入至所述噪声滤波电路，
所述次级侧信号传送电路在接收了通过所述噪声滤波电路后的滤波后检测信号时，将所述驱动信号设定为所述半导体开关元件变为断开的值。
16.根据权利要求11所述的半导体器件驱动电路，其中，
所述驱动信号包含使所述半导体开关元件接通的接通期间以及使所述半导体开关元件断开的断开期间，
该半导体器件驱动电路具备噪声滤波电路，该噪声滤波电路被输入所述驱动信号，通过在所述驱动信号的所述接通期间将所述第2电极和所述电阻连接，从而将所述检测电流供给至所述判定部，通过在所述驱动信号的所述断开期间将恒定电流电路连接于所述电阻，从而将不发出所述检测信号的大小的电流供给至所述判定部。
17.根据权利要求11所述的半导体器件驱动电路，其中，
具备错误信号端子，该错误信号端子在所述半导体器件驱动电路的外部露出，响应于所述检测信号而输出错误信号。
18.一种逆变器装置，其具备：
高电位侧半导体开关元件，其具备第1电极、第2电极、以及对所述第1电极及第2电极的电连接进行控制的第1控制电极；
低电位侧半导体开关元件，其具备第3电极、第4电极、以及对所述第3电极及第4电极的电连接进行控制的第2控制电极，该第3电极与所述第2电极连接；
第1半导体器件驱动电路，其对所述高电位侧半导体开关元件进行驱动；以及
第2半导体器件驱动电路，其对所述低电位侧半导体开关元件进行驱动，
所述第1半导体器件驱动电路具备：
输入端子，其接收输入信号；
电平移位部，其将所述输入信号的电压电平进行移位，输出向所述第1控制电极赋予的驱动信号；
第1电阻，其根据施加于所述第1电极的第1电压生成第1电流；
第2电阻，其生成施加于所述第2电极的第2电流；以及
判定部，其在所述第1电流和所述第2电流的差大于或等于预先设定的不饱和判定值时，发出检测信号，
所述电平移位部、所述第1电阻、所述第2电阻及所述判定部内置于1个集成电路芯片。
19.一种逆变器装置，其具备：
高电位侧半导体开关元件，其具备第1电极、第2电极、以及对所述第1电极及第2电极的电连接进行控制的第1控制电极；
低电位侧半导体开关元件，其具备第3电极、第4电极、以及对所述第3电极及第4电极的电连接进行控制的第2控制电极，该第3电极与所述第2电极连接；
第1半导体器件驱动电路，其对所述高电位侧半导体开关元件进行驱动；以及
第2半导体器件驱动电路，其对所述低电位侧半导体开关元件进行驱动，
所述第1半导体器件驱动电路具备：
输入端子，其接收输入信号；
电平移位部，其将所述输入信号的电压电平进行移位，输出向所述第1控制电极赋予的驱动信号；
恒定电流电路，其生成预先设定的规定电流；
电阻，其根据施加于所述第2电极的电压生成检测电流；以及
判定部，其在所述检测电流低于所述规定电流时，发出检测信号。
20.根据权利要求18或19所述的逆变器装置，其中，
将低电位侧输入信号输入至所述第2半导体器件驱动电路的输入端子，
所述低电位侧输入信号包含对所述低电位侧半导体开关元件的接通进行指示的接通期间以及对所述低电位侧半导体开关元件的断开进行指示的断开期间，
该逆变器装置还具备噪声滤波电路，该噪声滤波电路被输入所述低电位侧输入信号，以下述方式对所述检测信号进行滤波，即，在所述低电位侧输入信号的所述断开期间使所述检测信号通过，在所述低电位侧输入信号的所述接通期间阻拦所述检测信号。
21.根据权利要求18或19所述的逆变器装置，其中，
将低电位侧驱动信号输入至所述第2控制电极，
所述低电位侧驱动信号包含使所述低电位侧半导体开关元件接通的接通期间以及使所述低电位侧半导体开关元件断开的断开期间，
该逆变器装置还具备噪声滤波电路，该噪声滤波电路被输入所述低电位侧驱动信号，以下述方式对所述检测信号进行滤波，即，在所述低电位侧驱动信号的所述断开期间使所述检测信号通过，在所述低电位侧驱动信号的所述接通期间阻拦所述检测信号。
22.根据权利要求18或19所述的逆变器装置，其中，
所述第1半导体器件驱动电路及所述第2半导体器件驱动电路在所述检测信号被发出后，彼此错开定时地进行所述高电位侧半导体开关元件的断开和所述低电位侧半导体开关元件的断开。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111082643A (zh) * 2018-10-19 2020-04-28 三菱电机株式会社 逆变器驱动装置

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11165422B2 (en) 2020-04-01 2021-11-02 Delta Electronics, Inc. Gate driver circuit with reduced power semiconductor conduction loss
US11495982B2 (en) 2020-08-31 2022-11-08 The Boeing Company System and method for allocating propulsion load power drawn from high-energy and high-power batteries
US11967842B2 (en) 2020-10-09 2024-04-23 The Boeing Company Smart battery disconnect and protection architecture for airborne high-power modular multi-string battery pack
US11878594B2 (en) 2021-06-16 2024-01-23 The Boeing Company Protection system for aircraft electric propulsion motor and motor controller
JP2023106740A (ja) * 2022-01-21 2023-08-02 株式会社東芝 駆動装置及び半導体モジュール

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5687049A (en) * 1996-01-26 1997-11-11 International Rectifier Corporation Method and circuit for protecting power circuits against short circuit and over current faults
US20040120090A1 (en) * 2002-10-31 2004-06-24 International Rectifier Corporation Half-bridge high voltage gate driver providing protectin of a transistor
JP2012039293A (ja) * 2010-08-05 2012-02-23 Yazaki Corp 負荷制御装置

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2708977B2 (ja) 1990-09-28 1998-02-04 三洋電機株式会社 混成集積回路装置
JP5334189B2 (ja) 2009-08-26 2013-11-06 シャープ株式会社 半導体装置および電子機器
JP5609805B2 (ja) * 2011-07-25 2014-10-22 株式会社デンソー 負荷駆動装置
US8885310B2 (en) 2012-10-31 2014-11-11 Freescale Semiconductor, Inc. Gate driver with desaturation detection and active clamping
CN104937839B (zh) 2013-01-23 2017-09-08 三菱电机株式会社 半导体元件的驱动装置、半导体装置
JP2014217151A (ja) * 2013-04-25 2014-11-17 富士電機株式会社 電力変換装置およびその過電流保護方法
US10473710B2 (en) * 2015-10-29 2019-11-12 Avago Technologies International Sales Pte. Limited Desaturation detection circuit and desaturation circuit monitoring function
JP6593454B2 (ja) * 2015-12-18 2019-10-23 三菱電機株式会社 半導体デバイス駆動回路
US10263412B2 (en) * 2016-12-22 2019-04-16 Infineon Technologies Austria Ag System and method for desaturation detection

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5687049A (en) * 1996-01-26 1997-11-11 International Rectifier Corporation Method and circuit for protecting power circuits against short circuit and over current faults
US20040120090A1 (en) * 2002-10-31 2004-06-24 International Rectifier Corporation Half-bridge high voltage gate driver providing protectin of a transistor
JP2012039293A (ja) * 2010-08-05 2012-02-23 Yazaki Corp 負荷制御装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111082643A (zh) * 2018-10-19 2020-04-28 三菱电机株式会社 逆变器驱动装置

Also Published As

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