CN108684213A - 半导体模块、在半导体模块中使用的开关元件的选定方法以及开关元件的芯片设计方法 - Google Patents

半导体模块、在半导体模块中使用的开关元件的选定方法以及开关元件的芯片设计方法 Download PDF

Info

Publication number
CN108684213A
CN108684213A CN201780009188.8A CN201780009188A CN108684213A CN 108684213 A CN108684213 A CN 108684213A CN 201780009188 A CN201780009188 A CN 201780009188A CN 108684213 A CN108684213 A CN 108684213A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch element
low
switching elements
side switch
semiconductor module
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN201780009188.8A
Other languages
English (en)
Other versions
CN108684213B (zh
Inventor
东展弘
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Fuji Electric Co Ltd
Original Assignee
Fuji Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Fuji Electric Co Ltd filed Critical Fuji Electric Co Ltd
Publication of CN108684213A publication Critical patent/CN108684213A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN108684213B publication Critical patent/CN108684213B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F30/00—Computer-aided design [CAD]
    • G06F30/30—Circuit design
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/003—Constructional details, e.g. physical layout, assembly, wiring or busbar connections
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/538—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a push-pull configuration
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F2119/00—Details relating to the type or aim of the analysis or the optimisation
    • G06F2119/06—Power analysis or power optimisation
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F30/00—Computer-aided design [CAD]
    • G06F30/30—Circuit design
    • G06F30/39—Circuit design at the physical level
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0063—High side switches, i.e. the higher potential [DC] or life wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0072—Low side switches, i.e. the lower potential [DC] or neutral wire [AC] being directly connected to the switch and not via the load
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

实现具备被互补地导通驱动或关断驱动的高压侧开关元件和低压侧开关元件的半导体模块的低损耗化，并且实现芯片尺寸的小型化和低廉化。半导体模块具备串联连接而被互补地导通驱动或关断驱动的高压侧开关元件和低压侧开关元件，并在低压侧开关元件的低电位侧和接地电位之间安装有过电流检测用的分流电阻而使用，所述半导体模块使用短路耐量比所述低压侧开关元件的短路耐量低的元件作为所述高压侧开关元件。优选地使用与所述低压侧开关元件相比导通损耗小或者芯片尺寸小的元件作为所述高压侧开关元件。

Description

半导体模块、在半导体模块中使用的开关元件的选定方法以 及开关元件的芯片设计方法
技术领域
本发明涉及半导体模块，用于半导体模块的开关元件的选定方法以及用于半导体模块的开关元件的芯片设计方法，该半导体模块具备串联连接而被互补地进行导通驱动或关断驱动的高压侧开关元件和低压侧开关元件，并在所述低压侧开关元件的低电位侧和接地电位之间安装过电流检测用的分流电阻而被使用。
背景技术
作为驱动交流电机等负载的电力转换装置，已知有逆变器装置。这种逆变器装置(电力转换装置)基本上构成为具备功率MOS-FET、IGBT等开关元件和对该开关元件进行导通驱动或关断驱动的驱动电路。另外，为了实现逆变器装置的小型化，也进行将开关元件及其驱动电路与各种保护电路一起作为被称作所谓的IPM(智能功率模块)的半导体模块而进行封装。
图5是表示现有的功率半导体装置(逆变器装置)10的一例的示意结构图，1表示作为智能功率模块(IPM)而进行封装的半导体模块。该半导体模块(IPM)1具备多组(3组)半桥电路，多组(3组)半桥电路由串联连接并且在电源端子P和接地端子N(U)、N(V)、N(W)之间并联设置的多个高压侧开关元件2u、2v、2w和低压侧开关元件3u、3v、3w构成。
应予说明，这里表示了使用IGBT作为开关元件2u、2v、2w、3u、3v、3w的例子，但也可以使用功率MOS-FET。另外，在开关元件(IGBT)2u、2v、2w、3u、3v、3w分别反向并联连接有续流二极管4u、4v、4w、5u、5v、5w。
并列形成3组半桥电路的高压侧开关元件2u、2v、2w和低压侧开关元件3u、3v、3w由高压侧驱动电路(HVIC)7u、7v、7w和低压侧驱动电路(LVIC)8以规定的相位、具体为错开120°的相位(U相、V相、W相)分别互补地进行导通驱动或关断驱动。并且半导体模块1从3组半桥电路的各中点输出驱动作为其负载的电机M的3相(U相、V相、W相)的交流电流。
应予说明，3组半桥电路的各中点是指高压侧开关元件2u和低压侧开关元件3u的连接点、高压侧开关元件2v和低压侧开关元件3v的连接点、以及高压侧开关元件2w和低压侧开关元件3w的连接点。
另外，在低压侧开关元件3u、3v、3w的低电位侧(IGBT的发射极侧)和接地电位GND之间，安装有过电流检测用的分流电阻Rs。半导体模块1中的低压侧驱动电路(LVIC)8具有过电流保护电路，该过电流保护电路在经由分流电阻Rs而检测到在开关元件(IGBT)2u、2v、2w、3u、3v、3w流通的过电流时，强制地关断这些开关元件(IGBT)2u、2v、2w、3u、3v、3w而执行过电流保护。
这里低压侧驱动电路8将接地电位GND作为基准电位，将在半桥电路的各中点产生的电压Vs作为电源电压而动作。另外，高压侧驱动电路7u、7v、7w将在半桥电路的各中点产生的电压(中点电位)Vs作为基准电位，接受规定的电源电压Vcc而动作。并且高压侧驱动电路7u、7v、7w和低压侧驱动电路8根据从作为其上位控制器的微处理器单元(MPU)赋予的控制信号Uin、Vin、Win而对高压侧开关元件2u、2v、2w和低压侧开关元件3u、3v、3w分别互补地进行导通驱动或关断驱动。
对于使用这样的结构的半导体模块(IPM)1和分流电阻Rs而实现的电力转换装置(逆变器装置)10，如在例如专利文献1等中进行详细介绍的。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2011-61896号公报
发明内容
技术问题
但是，如上所述在半导体模块1中的低压侧开关元件3u、3v、3w的低电位侧(IGBT的发射极侧)连接有过电流检测用的分流电阻Rs。因此，在低压侧开关元件3u、3v、3w导通时，因其驱动电流Ic而在分流电阻Rs的两端产生电压。于是，不可否认因该电压，低压侧开关元件3u、3v、3w的栅极电压Vge降低，低压侧开关元件3u(3v、3w)的集电极-发射极间电压Vce升高。
特别地，在例如高压侧开关元件2u(2v、2w)发生短路的情况下，如图6中例示的那样在低压侧开关元件3u(3v、3w)的导通时有过大的短路电流流通。但是经由分流电阻Rs检测该过大的短路电流而进行前述的过电流保护为止通常需要花费时间，有时会导致低压侧开关元件3u(3v、3w)的元件损坏。
另外，图6是表示发生臂短路的情况下的低压侧开关元件3u(3v、3w)的电压和电流的时间性变化的一例。在该图中a表示输入电压Vin，b表示集电极-发射极间电压Vce，c表示集电极电流Ic。
因此，在现有技术中，使用例如如图7所示构成的试验电路，在将高压侧开关元件2u(2v、2w)设定为导通的状态下使低压侧开关元件3u(3v、3w)导通或关断，测量低压侧开关元件3u(3v、3w)的导通时的集电极-发射极间电压Vce和短路时的驱动电流Ic。然后根据测量到的集电极-发射极间电压Vce、短路时的驱动电流Ic和短路时间，求出短路时产生的能量。并且基于求出的短路时的能量来求出低压侧开关元件3u(3v、3w)所需的短路耐量，选定满足该短路耐量的元件特性的IGBT(或者功率MOS-FET)作为低压侧开关元件3u(3v、3w)。
另外，在开关元件2u、2v、2w、3u、3v、3w中的任意一个发生短路故障(臂短路)的情况下，如前述那样低压侧开关元件3u(3v、3w)的栅极电压被降低。因此，短路时的能量集中于低压侧开关元件3u(3v、3w)。因此，作为低压侧开关元件3u(3v、3w)，要求具有比高压侧开关元件2u(2v、2w)大的短路耐量。
但是在现有技术中，主要只选定具有与低压侧开关元件3u、3v、3w相同的元件特性的IGBT(或者功率MOS-FET)作为高压侧开关元件2u、2v、2w而构建半导体模块1。换言之，不得不说高压侧开关元件2u、2v、2w的短路耐量是过剩的。
于是，能够满足过剩的短路耐量的高压侧开关元件2u、2v、2w的导通电压变大，随之而来地产生其导通损耗变大的问题。并且，高压侧开关元件2u、2v、2w的短路耐量也与该高压侧开关元件2u、2v、2w的集电极-发射极间饱和电压Vce(sat)有关。因此，还产生需要选定芯片尺寸大的元件作为高压侧开关元件2u、2v、2w，来抑制其集电极-发射极间饱和电压Vce(sat)等问题。
鉴于上述情况，本发明的目的在于，使具备被互补地导通驱动或关断驱动的高压侧开关元件和低压侧开关元件，并且在低压侧开关元件的低电位侧连接分流电阻而使用的半导体模块实现低损耗化，并且实现芯片尺寸的小型化和低廉化。
技术方案
为了实现上述目的，本发明的半导体模块构成为具备：
高压侧开关元件和低压侧开关元件，串联连接而设置在电源端子和接地端子之间；
续流二极管，分别与这些开关元件反向并联连接；以及
高压侧驱动电路和低压侧驱动电路，对所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件互补地进行导通驱动或关断驱动，
所述半导体模块在所述低压侧开关元件的低电位侧和接地电位之间设置过电流检测用的分流电阻而使用。
特别地，本发明的半导体模块的特征在于，使用短路耐量比所述低压侧开关元件的短路耐量低的元件作为所述高压侧开关元件。
另外，所述低压侧开关元件的短路耐量基于在所述高压侧开关元件导通的状态下所述低压侧开关元件进行导通时施加于该低压侧开关元件的能量而设定。另外，所述高压侧开关元件的短路耐量基于在所述低压侧开关元件导通的状态下所述高压侧开关元件进行导通时施加于该高压侧开关元件的能量而设定。
优选地，作为所述高压侧开关元件，使用导通损耗比所述低压侧开关元件的导通损耗小的元件。另外，作为所述高压侧开关元件，使用芯片尺寸比所述低压侧开关元件的芯片尺寸小的元件。这些所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件分别由例如IGBT或者功率MOS-FET构成。
另外，所述高压侧驱动电路构成为以将所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件串联连接而成的中点的电位为基准电位，并接受规定的电源电压而动作，对所述高压侧开关元件进行导通驱动或关断驱动。另外，所述低压侧驱动电路构成为将所述接地端子的电位作为基准电位，并以在所述中点产生的电压为电源电压而对所述低压侧开关元件进行导通驱动或关断驱动。
优选地，由串联连接的高压侧开关元件和低压侧开关元件构成的半桥电路以多组并联的方式安装而设置在电源端子和接地端子之间。并且分别构成这些并联设置的多个半桥电路的多个高压侧开关元件和多个低压侧开关元件被以规定的相位差分别互补地进行导通驱动或关断驱动。
另外，本发明的导通损耗降低方法是降低在半导体模块产生的导通损耗的方法，所述半导体模块具备串联连接而设置在电源端子和接地端子之间的高压侧开关元件和低压侧开关元件，以及对所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件进行互补地导通驱动或关断驱动的高压侧驱动电路和低压侧驱动电路，并在所述接地端子和接地电位之间安装有过电流检测用的分流电阻，其特征在于，
所述导通损耗降低方法包括：
根据在使所述高压侧开关元件导通的状态下将所述低压侧开关元件导通时的集电极-发射极电压、短路时的集电极电流和短路时间导出施加于所述低压侧开关元件的能量的步骤；
根据在使所述低压侧开关元件导通的状态下将所述高压侧开关元件导通时的集电极-发射极电压、短路时的集电极电流和短路时间导出施加于所述高压侧开关元件的能量的步骤；
基于导出的施加于所述低压侧开关元件的能量和施加于所述高压侧开关元件的能量，将与所述低压侧开关元件相比短路耐量受到抑制的设计的元件应用于所述高压侧开关元件，降低与短路耐量之间存在比例关系的导通损耗的步骤。
另外，本发明的半导体模块的开关元件选定方法的特征在于，所述半导体模块具备：串联连接而设置在电源端子和接地端子之间的高压侧开关元件和低压侧开关元件；以及驱动所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件的驱动电路，所述半导体模块在所述接地端子和接地电位之间安装有过电流检测用的分流电阻，
所述开关元件选定方法包括：
根据在使所述高压侧开关元件导通的状态下将所述低压侧开关元件导通时的所述低压侧开关元件的集电极-发射极电压、短路时的集电极电流和短路时间导出施加于所述低压侧开关元件的能量的步骤；
根据在使所述低压侧开关元件导通的状态下将所述高压侧开关元件导通时的所述高压侧开关元件的集电极-发射极电压、短路时的集电极电流和短路时间导出施加于所述高压侧开关元件的能量的步骤，
将所述低压侧开关元件作为基准，基于导出的施加于所述低压侧开关元件的能量和施加于所述高压侧开关元件的能量来选定所述高压侧开关元件。
另外，本发明的开关元件的芯片设计方法为设计半导体模块的高压侧开关元件的芯片的方法，其特征在于，所述半导体模块具备：串联连接而设置在电源端子和接地端子之间的所述高压侧开关元件和低压侧开关元件；以及对所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件进行互补地导通驱动或关断驱动的高压侧驱动电路和低压侧驱动电路，所述半导体模块在所述接地端子和接地电位之间安装过电流检测用的分流电阻，
所述芯片设计方法包括：
根据在使所述高压侧开关元件导通的状态下将所述低压侧开关元件导通时的所述低压侧开关元件的集电极-发射极电压、短路时的集电极电流和短路时间导出施加于所述低压侧开关元件的能量的步骤；
根据在使所述低压侧开关元件导通的状态下将所述高压侧开关元件导通时的所述高压侧开关元件的集电极-发射极电压、短路时的集电极电流和短路时间导出施加于所述高压侧开关元件的能量的步骤；
将所述低压侧开关元件的集电极-发射极间饱和电压作为基准，基于导出的施加于所述低压侧开关元件的能量和施加于所述高压侧开关元件的能量，确定所述高压侧开关元件的集电极-发射极间饱和电压的步骤；以及
基于所述高压侧开关元件的集电极-发射极间饱和电压，确定所述高压侧开关元件的尺寸的步骤。
在本发明中，着眼于上述能量，特别实现降低高压侧开关元件的短路耐量，降低整个半导体模块的导通损耗。应予说明，高压侧开关元件的芯片尺寸能够与比低压侧开关元件低的短路耐量的值成比例地使芯片尺寸小型化。
发明效果
根据上述构成的半导体模块，与考虑在分流电阻产生的电压而设定的低压侧开关元件的短路耐量相比，使用短路耐量比所述低压侧开关元件的短路耐量低的元件作为高压侧开关元件。因此能够抑制在高压侧开关元件上的导通损耗。另外，与低压侧开关元件相比能够减小高压侧开关元件的芯片尺寸。因此，起到实现半导体模块的低损耗化并且能够实现半导体模块整个芯片尺寸的小型化和低廉化等效果。
另外，为了确定高压侧开关元件的短路耐量，例如在低压侧开关元件导通的状态下使高压侧开关元件进行导通或关断。并且测量高压侧开关元件(IGBT)的导通时的集电极-发射极间电压Vce、短路时的驱动电流Ic。在此基础上根据测量的集电极-发射极间电压Vce、短路时的驱动电流Ic和短路时间导出短路时产生的能量。并且基于导出的短路时产生的能量确定高压侧开关元件的短路耐量即可。
该高压侧开关元件的短路时产生的能量不会受到在分流电阻产生的电压的影响。因此若如上所述基于短路时产生的能量求出高压侧开关元件所需的短路耐量，则能够比低压侧开关元件的短路耐量低。
因此，根据本发明，能够不受对低压侧开关元件要求的短路耐量影响而适当地设定对高压侧开关元件要求的短路耐量。因此，能够实现半导体模块的低损耗化并且实现芯片尺寸的小型化和低廉化。
附图说明
图1是表示为了适当地设定本发明的半导体模块的高压侧开关元件的短路耐量的、测量高压侧开关元件的集电极-发射极间电压Vce和短路时的驱动电流Ic的测量电路的例子的图。
图2是对比表示短路耐量比低压侧开关元件的短路耐量小的本发明的高压侧开关元件的导通损耗和短路耐量与低压侧开关元件的短路耐量相同的高压侧开关元件的导通损耗的图。
图3是对比表示本发明的半导体模块的损耗和现有的半导体模块的损耗的模拟结果的图。
图4是对比表示本发明的半导体模块的芯片尺寸的小型化与现有的半导体模块的芯片尺寸的图。
图5是表示现有的半导体模块的一例的示意结构图。
图6是表示在发生臂短路的情况下流过低压侧开关元件的电流Ic和集电极-发射极间电压Vce的变化情况的图。
图7是表示半导体模块的试验电路的构成例的图。
符号说明
1：半导体模块(IPM)
2u、2v、2w：高压侧开关元件
3u、3v、3w：低压侧开关元件
4u、4v、4w、5u、5v、5w：续流二极管
6u、6v、6w：高压侧开关元件
7u、7v、7w：高压侧驱动电路(HIVC)
8：低压侧驱动电路(LVIC)
10：电力转换装置(逆变器装置)
Rs：分流电阻
M：电机(负载)
具体实施方式
以下，参照附图说明本发明的实施方式的半导体模块(IPM)1。
本发明的半导体模块1在电路构成这点上基本与图5所示的现有的半导体模块1同样地构成。因此这里对于半导体模块1的构成省略其说明。但是，本发明的半导体模块1的特征在于使用具有比低压侧开关元件3u、3v、3w的短路耐量低的短路耐量的元件作为高压侧开关元件，在这点上与现有的半导体模块1不同。
即，在现有的半导体模块1中，主要使用具有与低压侧开关元件3u、3v、3w的短路耐量相同的短路耐量的元件作为高压侧开关元件2u、2v、2w。对此，在本发明的半导体模块1中，特征在于，将具有比由例如IGBT构成的低压侧开关元件3u、3v、3w的短路耐量低的短路耐量的元件(IGBT)作为代替高压侧开关元件2u、2v、2w的新的高压侧开关元件6u、6v、6w使用。
另外，对于新采用的高压侧开关元件6u、6v、6w的短路耐量，使用例如图1所示的试验电路在将低压侧开关元件3u(3v、3w)设定为导通的状态下使高压侧开关元件6u(6v、6w)导通或关断，测量高压侧开关元件6u(6v、6w)的导通时的集电极-发射极间电压Vce和短路时的驱动电流Ic。然后，基于根据测量的集电极-发射极间电压Vce、短路时的驱动电流Ic和短路时间导出的短路时产生的能量来求出高压侧开关元件6u(6v、6w)所需的短路耐量。在此基础上确定满足如上所述求得的短路耐量的元件特性的IGBT(或者功率MOS-FET)作为新的高压侧开关元件6u(6v、6w)。
另外，若将集电极-发射极电压设为VCE(t)、短路时的驱动电流设为IC(t)、短路时间设为t1～t2期间，则能量E可以由下式表示。
(公式1)
在实际应用上，能够利用测定器测定、记录元件被破坏时的VCE(t)和IC(t)，并以一定的时间间隔读取VCE(t)和IC(t)的值，使用电子表格等进行数值积分，从而求出能量E。
另外，在开关元件6u、6v、6w、3u、3v、3w中的任意一个发生短路故障(臂短路)的情况下，如前所述因在分流电阻Rs产生的电压而使低压侧开关元件3u(3v、3w)的栅极电压降低。并且短路时的能量集中于低压侧开关元件3u(3v、3w)。但是，不会因在分流电阻Rs产生的电压而使高压侧开关元件6u(6v、6w)的栅极电压降低，另外，短路时的能量也不会集中到高压侧开关元件6u(6v、6w)。
换言之，在高压侧开关元件6u(6v、6w)流通的电流不会受到分流电阻Rs的影响。因此即使如上所述基于根据测量的高压侧开关元件6u(6v、6w)的导通时的集电极-发射极间电压Vce、短路时的驱动电流Ic和短路时间导出的短路时产生的能量来算出高压侧开关元件6u(6v、6w)所需的短路耐量，在半导体模块1的动作特性上也不会带来任何不良情况。
并且，与通过图7所示的测量电路测量的低压侧开关元件3u(3v、3w)的导通时的集电极-发射极间电压Vce相比，通过图1所示的测量电路测量的高压侧开关元件6u(6v、6w)的导通时的集电极-发射极间电压Vce不会受到分流电阻Rs的影响而相应地变低。因此，基于根据集电极-发射极间电压Vce、短路时的驱动电流Ic和短路时间导出的短路时产生的能量而确定的高压侧开关元件6u(6v、6w)所需的短路耐量低于前述的低压侧开关元件3u(3v、3w)所需的短路耐量。
因此，在采用短路耐量比低压侧开关元件3u(3v、3w)的短路耐量低的元件作为高压侧开关元件6u(6v、6w)的本发明的半导体模块1中，也能够不受到分流电阻Rs的影响而稳定地动作。另外，降低了高压侧开关元件6u(6v、6w)的短路耐量，与此对应地能够将高压侧开关元件6u(6v、6w)的导通损耗抑制得小，进而对于其芯片尺寸也能够抑制得小。因此其实用方面的优点很多。
通常，短路耐量和集电极-发射极间饱和电压Vce(sat)之间存在比例关系，另外，集电极-发射极间饱和电压Vce(sat)和芯片尺寸之间也存在比例关系。因此，若增大(减小)短路耐量，则芯片尺寸也增大(减小)。可以将该短路耐量视作开关元件的短路时产生的能量，将例如低压侧开关元件3u(3v、3w)的集电极-发射极间饱和电压Vce(sat)作为基准，基于施加到低压侧开关元件3u(3v、3w)的能量与施加到高压侧开关元件6u(6v、6w)的能量之比来确定高压侧开关元件6u(6v、6w)的集电极-发射极间饱和电压Vce(sat)，另外，基于该集电极-发射极间饱和电压Vce(sat)来确定高压侧开关元件6u(6v、6w)的芯片尺寸。
或者，作为其它的方法，也可以以低压侧开关元件3u(3v、3w)的芯片尺寸作为基准，基于施加于低压侧开关元件3u(3v、3w)的能量与施加于高压侧开关元件6u(6v、6w)的能量之比来确定高压侧开关元件6u(6v、6w)的芯片尺寸。
另外，分别对如上所述确定了短路耐量的由IGBT构成的高压侧开关元件6u(6v、6w)和低压侧开关元件3u(3v、3w)进行了模拟，得到如下的结果。即，IGBT的短路耐量与其集电极-发射极间饱和电压Vce(sat)之间存在比例关系，另外，集电极-发射极间饱和电压Vce(sat)由其芯片尺寸确定。因此，短路耐量大的低压侧开关元件3u(3v、3w)的芯片尺寸必须设为比短路耐量小的高压侧开关元件6u(6v、6w)大10％～20％左右。并且伴随着需要大的芯片尺寸，形成IGBT的芯片成本变高。
另一方面，在芯片尺寸相等的IGBT中，其短路耐量与导通电压之间存在比例关系。因此，芯片尺寸与低压侧开关元件3u(3v、3w)的芯片尺寸相等的高压侧开关元件2u(2v、2w)的导通电压高于低压侧开关元件3u(3v、3w)的导通电压。并且随之而来地与低压侧开关元件3u(3v、3w)的导通损耗相比在高压侧开关元件2u(2v、2w)上的导通损耗增加10％～15％左右。
这一点，根据在本发明的半导体模块1中新使用的短路耐量低的高压侧开关元件6u(6v、6w)，如上所述能够减小芯片尺寸，与此对应地，如图2所示能够将其导通电压抑制到低至例如1.55V左右。并且能够将在高压侧开关元件6u(6v、6w)上的导通损耗抑制到低至例如每个模块0.25μJ左右。换言之，与现有的半导体模块1相比能够将在高压侧开关元件6u(6v、6w)上的导通损耗抑制得低。
另外，图3是对比表示在现有的半导体模块1和本发明的半导体模块1上的损耗的模拟结果。应予说明，图3示出高压侧开关元件2u(2v、2w)、6u(6v、6w)和低压侧开关元件3u(3v、3w)为导通状态时(Von)、进行导通时(ton)、以及进行关断时(toff)各自的损耗和将它们整合的整体损耗。
如从该图3所示的模拟结果能够看出的那样，根据本发明的半导体模块1，与现有的半导体模块1相比，从中负载(Io＝5A)到额定负载(Io＝10A)，能够降低11.8％～13.8％左右的损耗。
另外，如图4中例示那样，能够将由IGBT构成的高压侧开关元件2u(2v、2w)，6u(6v、6w)的芯片尺寸例如从6mm2减小到5mm2左右。因此伴随着芯片尺寸的小型化，能够将其芯片成本削减约30％左右。
应予说明，本发明不限于上述的实施方式。此处以构成输出三相交流(U相、V相、W相)的电力转换装置(逆变器装置)10的半导体模块(IPM)1为例进行了说明。但是，本发明也同样能够应用于具备一组高压侧开关元件和低压侧开关元件的开关电源装置。另外，如前所述可以使用功率MOS-FET作为高压侧开关元件和低压侧开关元件。进而对于对高压侧开关元件进行导通驱动或关断驱动的高压侧驱动电路和对低压侧开关元件进行导通驱动或关断驱动的低压侧驱动电路而言，也可以适当地采用现有提出的各种结构的电路。此外，本发明在不脱离其主旨的范围内可以进行各种变形来实施。

Claims (9)

1.一种半导体模块，其特征在于，具备：高压侧开关元件和低压侧开关元件，串联连接而设置在电源端子和接地端子之间；续流二极管，分别与这些开关元件反向并联连接；以及高压侧驱动电路和低压侧驱动电路，对所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件互补地进行导通驱动或关断驱动，所述半导体模块在所述接地端子和接地电位之间安装有过电流检测用的分流电阻而使用，
使用短路耐量比所述低压侧开关元件的短路耐量低的元件作为所述高压侧开关元件。
2.根据权利要求1所述的半导体模块，其特征在于，所述低压侧开关元件的短路耐量基于在所述高压侧开关元件导通的状态下所述低压侧开关元件导通时施加于该低压侧开关元件的能量而设定，
所述高压侧开关元件的短路耐量基于在所述低压侧开关元件导通的状态下所述高压侧开关元件导通时施加于该高压侧开关元件的能量而设定。
3.根据权利要求1所述的半导体模块，其特征在于，所述高压侧开关元件的导通损耗小于所述低压侧开关元件的导通损耗。
4.根据权利要求1所述的半导体模块，其特征在于，所述高压侧开关元件的芯片尺寸小于所述低压侧开关元件的芯片尺寸。
5.根据权利要求1所述的半导体模块，其特征在于，所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件分别由IGBT或者功率MOS-FET构成。
6.根据权利要求1所述的半导体模块，其特征在于，所述高压侧驱动电路以将所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件串联连接而成的中点的电位作为基准电位，并接受规定的电源电压而动作，对所述高压侧开关元件进行导通驱动或关断驱动，
所述低压侧驱动电路将所述接地端子的电位作为基准电位，并接受在所述中点产生的电压而对所述低压侧开关元件进行导通驱动或关断驱动。
7.根据权利要求1所述的半导体模块，其特征在于，半桥电路以多组并联的方式设置在所述电源端子和接地端子之间，所述半桥电路包括串联连接的所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件，
构成这些多个半桥电路的所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件由多个高压侧驱动电路和多个低压侧驱动电路以规定的相位差分别互补地进行导通驱动或关断驱动。
8.一种半导体模块的开关元件选定方法，其特征在于，所述半导体模块具备：高压侧开关元件和低压侧开关元件，串联连接而设置在电源端子和接地端子之间；以及驱动电路，其驱动所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件，所述半导体模块在所述接地端子和接地电位之间安装有过电流检测用的分流电阻，
所述开关元件选定方法包括：
根据在使所述高压侧开关元件导通的状态下将所述低压侧开关元件导通时的所述低压侧开关元件的集电极-发射极电压、短路时的集电极电流和短路时间导出施加于所述低压侧开关元件的能量的步骤；以及
根据在使所述低压侧开关元件导通的状态下将所述高压侧开关元件导通时的所述高压侧开关元件的集电极-发射极电压、短路时的集电极电流和短路时间导出施加于所述高压侧开关元件的能量的步骤，
将所述低压侧开关元件作为基准，基于导出的施加于所述低压侧开关元件的能量和施加于所述高压侧开关元件的能量来选定所述高压侧开关元件。
9.一种芯片设计方法，其特征在于，该芯片设计方法为设计半导体模块的高压侧开关元件的芯片的方法，所述半导体模块具备：所述高压侧开关元件和低压侧开关元件，串联连接而设置在电源端子和接地端子之间；以及高压侧驱动电路和低压侧驱动电路，对所述高压侧开关元件和所述低压侧开关元件互补地进行导通驱动或关断驱动，所述半导体模块在所述接地端子和接地电位之间安装有过电流检测用的分流电阻，
所述芯片设计方法包括：
根据在使所述高压侧开关元件导通的状态下将所述低压侧开关元件导通时的所述低压侧开关元件的集电极-发射极电压、短路时的集电极电流和短路时间导出施加于该低压侧开关元件的能量的步骤；
根据在使所述低压侧开关元件导通的状态下将所述高压侧开关元件导通时的所述高压侧开关元件的集电极-发射极电压、短路时的集电极电流和短路时间导出施加于该高压侧开关元件的能量的步骤；
将所述低压侧开关元件的集电极-发射极间饱和电压作为基准，基于导出的施加于所述低压侧开关元件的能量和施加于所述高压侧开关元件的能量，确定所述高压侧开关元件的集电极-发射极间饱和电压的步骤；以及
基于所述高压侧开关元件的集电极-发射极间饱和电压，确定所述高压侧开关元件的尺寸的步骤。
CN201780009188.8A 2016-08-18 2017-07-12 半导体模块、在半导体模块中使用的开关元件的选定方法以及开关元件的芯片设计方法 Active CN108684213B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2016160318 2016-08-18
JP2016-160318 2016-08-18
PCT/JP2017/025327 WO2018034084A1 (ja) 2016-08-18 2017-07-12 半導体モジュール、半導体モジュールに使われるスイッチング素子の選定方法、及びスイッチング素子のチップ設計方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN108684213A true CN108684213A (zh) 2018-10-19
CN108684213B CN108684213B (zh) 2021-08-27

Family

ID=61196643

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201780009188.8A Active CN108684213B (zh) 2016-08-18 2017-07-12 半导体模块、在半导体模块中使用的开关元件的选定方法以及开关元件的芯片设计方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20180337668A1 (zh)
JP (1) JP6717380B2 (zh)
CN (1) CN108684213B (zh)
WO (1) WO2018034084A1 (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102018221593A1 (de) * 2018-12-13 2020-06-18 Robert Bosch Gmbh Wechselrichteranordnung und Steuerungsverfahren für eine Wechselrichteranordnung zum Entladen eines Zwischenkreiskondensators
JP7052757B2 (ja) * 2019-03-01 2022-04-12 株式会社デンソー スイッチの駆動装置
WO2021064785A1 (ja) * 2019-09-30 2021-04-08 三菱電機株式会社 直流電源装置、電力変換システムおよび空気調和機

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03150075A (ja) * 1989-11-07 1991-06-26 Mitsubishi Electric Corp インバータ装置の駆動回路
CN100449929C (zh) * 2003-11-28 2009-01-07 三菱电机株式会社 反相器电路
JP2010178579A (ja) * 2009-02-02 2010-08-12 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置
CN102742141A (zh) * 2010-03-31 2012-10-17 株式会社电装 用于具有电容器的功率变换系统的放电控制设备
CN202503491U (zh) * 2011-02-22 2012-10-24 罗姆股份有限公司 信号传输电路及使用其的开关驱动装置

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100171473A1 (en) * 2007-05-29 2010-07-08 Shun Kazama Power converter
JP5980745B2 (ja) * 2011-09-30 2016-08-31 シャープ株式会社 スイッチング電源装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH03150075A (ja) * 1989-11-07 1991-06-26 Mitsubishi Electric Corp インバータ装置の駆動回路
CN100449929C (zh) * 2003-11-28 2009-01-07 三菱电机株式会社 反相器电路
JP2010178579A (ja) * 2009-02-02 2010-08-12 Mitsubishi Electric Corp 半導体装置
CN102742141A (zh) * 2010-03-31 2012-10-17 株式会社电装 用于具有电容器的功率变换系统的放电控制设备
CN202503491U (zh) * 2011-02-22 2012-10-24 罗姆股份有限公司 信号传输电路及使用其的开关驱动装置

Also Published As

Publication number Publication date
WO2018034084A1 (ja) 2018-02-22
JP6717380B2 (ja) 2020-07-01
JPWO2018034084A1 (ja) 2018-11-29
CN108684213B (zh) 2021-08-27
US20180337668A1 (en) 2018-11-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Shi et al. Switching characterization and short-circuit protection of 1200 V SiC MOSFET T-type module in PV inverter application
CN105553235B (zh) 半导体驱动装置及使用该半导体驱动装置的电力变换装置
CN107181420B (zh) 逆变器驱动装置以及半导体模块
CN102804538B (zh) 电源保护电路和具有其的电动机驱动装置
KR20210010377A (ko) 게이트 드라이버 회로용 단락 검출 및 보호와 로직 분석을 사용하여 이를 검출하는 방법
CN108684213A (zh) 半导体模块、在半导体模块中使用的开关元件的选定方法以及开关元件的芯片设计方法
Meckler et al. Hybrid switches in protective devices for low-voltage DC grids at commercial used buildings
CN105814780A (zh) 控制功率电子开关的接通和关断的补偿电路、整流单元和功率转换器
Rahimi et al. Performance improvement of a three-phase interleaved DC–DC converter without requiring antisaturation control for postfault conditions
CN109936351A (zh) 半导体装置及功率模块
US7368934B2 (en) Avalanche testing at final test of top and bottom FETs of a buck converter
CN101883465B (zh) 驱动放电灯的电路装置和方法
Sirat et al. In-situ ultrafast sensing techniques for prognostics and protection of sic devices
CN105684286A (zh) 电源装置
US10554143B2 (en) SYNDEM converter—a power electronic converter with all voltage and current sensors connected to a common reference point
CN105659483B (zh) 电源装置
KR20200096719A (ko) 반도체 단락 회로 전도 손실을 감소시키기 위한 3-레벨 펄스 폭 변조 기술
CN112147427A (zh) 功率模块的故障检测方法及故障检测电路
CN114337465A (zh) 一种智能控制模块及其控制方法
CN104584355A (zh) 用于在负载减少时操控有源桥式整流器的方法、整流器装置和计算机程序产品
Kacetl et al. Novel low-side/high-side gate drive and supply with minimum footprint, high power density, and low cost for silicon and wide-bandgap transistors
DE102015210563B4 (de) Stromrichter
CN104919692B (zh) 电力转换装置
KR102004226B1 (ko) 저용량의 전원공급장치로 동작 가능한 저전압 고전류 버스바 시험장치
CN109905020A (zh) 一种集成缓冲电路的驱动装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant